TWI548205B - Balanced upscale mixer - Google Patents

Balanced upscale mixer Download PDF

Info

Publication number
TWI548205B
TWI548205B TW104100382A TW104100382A TWI548205B TW I548205 B TWI548205 B TW I548205B TW 104100382 A TW104100382 A TW 104100382A TW 104100382 A TW104100382 A TW 104100382A TW I548205 B TWI548205 B TW I548205B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
voltage signal
transistor
signal
differential
current
Prior art date
Application number
TW104100382A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201626712A (zh
Inventor
Yo Sheng Lin
Run-Qi Liu
Jian-Jin Wang
Original Assignee
Univ Nat Chi Nan
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Univ Nat Chi Nan filed Critical Univ Nat Chi Nan
Priority to TW104100382A priority Critical patent/TWI548205B/zh
Priority to US14/887,393 priority patent/US9503022B2/en
Publication of TW201626712A publication Critical patent/TW201626712A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI548205B publication Critical patent/TWI548205B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0084—Lowering the supply voltage and saving power

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Description

平衡式升頻混頻器
本發明是有關於一種混頻器，特別是指一種平衡式升頻混頻器。
參閱圖1，是一種習知的吉伯特混頻器(Gilbert Cell)，包含一用以接收一直流偏壓Vdd的負載電路1及一混頻電路2。
該混頻電路2包括一電流源21、一轉導單元22及一混頻單元23。
該電流源21用以調整一流入其本身的總偏壓電流。該轉導單元22電連接在該電流源21與該混頻單元23之間，並接收一包含一正相中頻電壓信號及一負相中頻電壓信號的差動中頻電壓信號，且根據該差動中頻電壓信號，允許一包含一正相中頻電流信號I11及一負相中頻電流信號I12的差動中頻電流信號流經其本身並流入該電流源21，該差動中頻電流信號作為該總偏壓電流。該混頻單元23電連接在該轉導單元22與該負載電路1之間，並接收一包含一正相振盪電壓信號及一負相振盪電壓信號的差動振盪電壓信號，且根據該差動振盪電壓信號允許一流經該負載電路1且包含一正相射頻電流信號I21及一負相射頻電流信 號I22的差動射頻電流信號流經其本身並流入該轉導單元23，該差動射頻電流信號作為該差動中頻電流信號。
該負載電路1根據其本身之阻抗、該正相射頻電流信號I21及該負相射頻電流信號I22輸出一差動射頻電壓信號。該差動射頻電壓信號具有一頻率，該頻率是該差動振盪電壓信號的頻率加上該差動中頻電壓信號的頻率。
在上述結構中，由於在直流分析時，流入該轉導單元22的電流完全流經該負載電路1，導致較多的功率消耗發生於該負載電路1。此外，習知吉伯特混頻器通常是藉由增加其所需的功率來提升自身的轉換增益，如此將更增加習知吉伯特混頻器的功率消耗。換言之，習知吉伯特混頻器無法兼具高轉換增益與少功率消耗的特點。
因此，本發明之目的，即在提供一種可提升轉換增益，同時降低功率消耗的平衡式升頻混頻器。
於是本發明平衡式升頻混頻器，包含一負阻補償電路、一負載電路及一混頻電路。
該負阻補償電路用以接收一直流偏壓，且根據該直流偏壓，產生並輸出一第一電流及一第二電流。
該負載電路用以接收該直流偏壓。
該混頻電路電連接該負阻補償電路及該負載電路，且用以接收來自該負阻補償電路的該第一電流與該第二電流、一差動振盪電壓信號及一差動中頻電壓信號，並根據所接收的該等第一與第二電流、該差動振盪電壓信號 及該差動中頻電壓信號，允許一流經該負載電路的差動射頻電流信號流入其中，該差動射頻電流信號具有一頻率，該頻率相關於該差動振盪電壓信號的頻率與該差動中頻電壓信號的頻率。
該負載電路根據其本身之阻抗、該直流偏壓及該差動射頻電流信號輸出一差動射頻電壓信號。
1‧‧‧負載電路
2‧‧‧混頻電路
21‧‧‧電流源
22‧‧‧轉導單元
23‧‧‧混頻單元
3‧‧‧負阻補償電路
31、32‧‧‧第一及第二電晶體
4‧‧‧混頻電路
41‧‧‧電流源
42‧‧‧轉導單元
P1、P2‧‧‧第一與第二輸入節點
P3‧‧‧輸出節點
421~424‧‧‧第一至第四電晶體
425、426‧‧‧第一與第二電感器
43‧‧‧混頻單元
Q1、Q2‧‧‧第一與第二輸入節點
Q3、Q4‧‧‧第一與第二輸出節點
431~434‧‧‧第一至第四電晶體
5‧‧‧負載電路
51、52‧‧‧第一及第二電感器
6‧‧‧信號放大器
61、62‧‧‧第一與第二電感器
63、64‧‧‧第一與第二電晶體
65、66‧‧‧第一與第二電流源
67、68‧‧‧第一與第二電阻器
Vdd‧‧‧直流偏壓
VDD‧‧‧直流偏壓
V11‧‧‧正相振盪電壓信號
V12‧‧‧負相振盪電壓信號
V21‧‧‧正相中頻電壓信號
V22‧‧‧負相中頻電壓信號
V31‧‧‧正相射頻電壓信號
V32‧‧‧負相射頻電壓信號
V41‧‧‧正相輸出電壓信號
V42‧‧‧負相輸出電壓信號
I11‧‧‧正相中頻電流信號
I12‧‧‧負相中頻電流信號
I21‧‧‧正相射頻電流信號
I22‧‧‧負相射頻電流信號
I1、I2‧‧‧第一及第二電流
Ir1‧‧‧正相射頻電流信號
Ir2‧‧‧負相射頻電流信號
Ii1‧‧‧正相中頻電流信號
Ii2‧‧‧負相中頻電流信號
本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明一習知吉伯特混頻器；及圖2是一電路圖，說明本發明平衡式升頻混頻器之一實施例。
參閱圖2，本發明平衡式升頻混頻器之一實施例包含一負阻補償電路3、一混頻電路4、一負載電路5及一信號放大器6。
該負阻補償電路3用以接收一直流偏壓VDD，且根據該直流偏壓VDD，產生並輸出一第一電流I1及一第二電流I2。在此實施例中，該負阻補償電路3包括一第一電晶體31及一第二電晶體32。
該等第一及第二電晶體31、32各自具有一第一端、一第二端及一控制端。該等第一及第二電晶體31、32的該等第一端彼此電連接並用以接收該直流偏壓VDD。該 第一電晶體31的該控制端電連接該第二電晶體32的該第二端，該第二電晶體32的該控制端電連接該第一電晶體31的該第二端，該等第一及第二電晶體31、32的該等第二端分別輸出該等第一與第二電流I1、I2。須說明的是，該等第一及第二電晶體31、32各自為，例如，一P型金氧半場效電晶體，且該等第一及第二電晶體31、32中的每一者的第一端、第二端及控制端，例如，分別為源極、汲極及閘極。
該混頻電路4電連接該負阻補償電路3及該負載電路5，且用以接收來自該負阻補償電路3的該等第一與第二電流I1、I2、一差動振盪電壓信號及一差動中頻電壓信號。該混頻電路4根據所接收的該等第一與第二電流I1、I2、該差動振盪電壓信號及該差動中頻電壓信號，允許一流經該負載電路5的差動射頻電流信號流入其中。在此實施例中，該差動振盪電壓信號包括一正相振盪電壓信號V11及一負相振盪電壓信號V12，該差動中頻電壓信號包括一正相中頻電壓信號V21及一負相中頻電壓信號V22，該差動射頻電流信號包括一正相射頻電流信號Ir1及一負相射頻電流信號Ir2。該差動射頻電流信號具有一頻率f1，該頻率f1相關於該差動振盪電壓信號的頻率f2與該差動中頻電壓信號的頻率f3。在此實施例中，例如，f1=f2+f3，但不以此為限。舉例來說，當f2=93.9GHz且f3=0.1GHz時，f1=94(93.9+0.1)GHz。此外，本實施例所利用的該差動振盪電壓信號與該差動中頻電壓信號可以一已知方式來產生。
在此實施例中，該混頻電路4包括一電流源41、一轉導單元42及一混頻單元43。
該電流源41用以調整一流至其本身的總偏壓電流。該轉導單元42電連接在該電流源41與該負阻補償電路3之該等第一及第二電晶體31、32的該等第二端之間。該轉導單元42用以接收該差動中頻電壓信號，並根據該差動中頻電壓信號，允許一差動中頻電流信號流經其本身並流入該電流源41。在此情況下，該差動中頻電流信號含有接收自該負阻補償電路3的該等第一與第二電流I1、I2，並作為該總偏壓電流。在此實施例中，該差動中頻電流信號包括一正相中頻電流信號Ii1及一負相中頻電流信號Ii2，且該轉導單元42包括第一與第二輸入節點P1、P2、一輸出節點P3、第一至第四電晶體421~424及第一與第二電感器425、426。
該等第一及第二輸入節點P1、P2電連接該混頻單元43，並用以分別接收該負相中頻電流信號Ii2及該正相中頻電流信號Ii1。該第一輸入節點P1還電連接該第一電晶體31的該第二端及該第二電晶體32的該控制端，該第二輸入節點P2還電連接該第一電晶體31的該控制端及該第二電晶體32的該第二端。該輸出節點P3電連接該電流源41，以便該差動中頻電流信號經由該輸出節點P3流入該電流源41。該第一電晶體421電連接在該第一輸入節點P1與該輸出節點P3間，該第二電晶體422與該第一電感器425串聯連接在該第一輸入節點P1與該輸出節點P3間，該 等第一與第二電晶體421、422各自具有一用以接收該正相中頻電壓信號V21的控制端，以致該等第一與第二電晶體421、422各自根據該正相中頻電壓信號V21導通或不導通。該第三電晶體423電連接在該第二輸入節點P2與該輸出節點P3間，該第四電晶體424與該第二電感器426串聯連接該第二輸入節點P2與該輸出節點P3間，該等第三與第四電晶體423、424各自具有一用以接收該負相中頻電壓信號V22的控制端，以致該等第三與第四電晶體423、424各自根據該負相中頻電壓信號V22導通或不導通。須說明的是，該等第一至第四電晶體421~424各自具有一第一端及一第二端，該等第一與第二電晶體421、422的該等第一端彼此電連接並作為該第一輸入節點P1，該第一電晶體421的該第二端電連接該輸出節點P3，該第二電晶體422的該第二端電連接該第一電感器425，該等第三與第四電晶體423、424的該等第一端彼此電連接並作為該第二輸入節點P2，該第三電晶體423的該第二端電連接該輸出節點P3，該第四電晶體424的該第二端電連接該第二電感器426，該等第一至第四電晶體421~424均為，例如，一N型金氧半場效電晶體，且該等第一至第四電晶體421~424中的每一者的第一端、第二端及控制端，例如，分別為汲極、源極及閘極。該等第一與第二電感器425、426各自為，例如，一傳輸線電感器。
此外，在此實施例中，藉由該第一電感器425調整該第二電晶體422的一閘源極電壓，使得該轉導單元 42中，流經該等第一及第二電晶體421、422各自的該第一端與該第二端的汲源極電流ids,421、ids,422與該等汲源極電流ids,421、ids,422之和ids1分別可由下式獲得： 其中，gm1,421、gm1,422分別是該等第一及第二電晶體421、422各自的一階轉導值，gm2,421、gm2,422分別是該等第一及第二電晶體421、422各自的二階轉導值，gm3,421、gm3,422分別是該等第一及第二電晶體421、422各自的三階轉導值，Vgs,421、Vgs,422分別是該等第一及第二電晶體421、422各自的一閘源極電壓。由於該等第一及第二電晶體421、422可視為並聯連接，因此該等汲源極電流ids,421、ids,422之和ids1可簡化成上式。
由上式可知，藉由該第一電感器425調整該第二電晶體422的該閘源極電壓，可使該等汲源極電流ids,421、ids,422的和ids1與該等第一及第二電晶體421、422皆為理想線性放大器時的該等汲源極電流ids,421、ids,422之和(ids,421+ids,422 2gm1,421Vgs,421)近似。因此，該第一電感器425確實具有改善該等第一及第二電晶體421、422之線性度的功效。須說明的是，藉由該第二電感器426可調整該第四電晶體424的一閘源極電壓，且流經該等第三及第四電晶體423、424各自的該第一端與該第二端的汲源極電流ids,423、ids,424與該等汲源極電流ids,423、ids,424之和ids2的表示方式分別 與該等汲源極電流ids,421、ids,422及其電流和ids1相似，因此該第二電感器426也具有改善該等第三及第四電晶體423、424之線性度的功效。
該混頻單元43電連接該轉導電路42的該等第一及第二輸入節點P1、P2與該負載電路5，並用以接收該差動振盪電壓信號。該混頻單元43根據該差動振盪電壓信號，允許流經該負載電路5之該差動射頻電流信號流經其本身並流入該轉導單元42。在此實施例中，該混頻單元43包括第一與第二輸入節點Q1、Q2、第一與第二輸出節點Q3、Q4及第一至第四電晶體431~434。
該等第一與第二輸入節點Q1、Q2電連接該負載電路5用以分別接收該負相射頻電流信號Ir2及該正相射頻電流信號Ir1。該等第一與第二輸出節點Q3、Q4分別電連接該轉導單元42之該等第一及第二輸入節點P1、P2，以便該差動射頻電流信號自該等輸出節點Q3、Q4流入該轉導單元42。該第一電晶體431電連接在該第一輸入節點Q1與該第一輸出節點Q3間，該第二電晶體432電連接在該第二輸入節點Q2與該第二輸出節點Q4間，該等第一與第二電晶體431、432各自具有一用以接收該正相振盪電壓信號V11的控制端，以致該等第一與第二電晶體431、432各自根據該正相振盪電壓信號V11導通或不導通。該第三電晶體433電連接在該第二輸入節點Q2與該第一輸出節點Q3間，該第四電晶體434電連接在該第一輸入節點Q1與該第二輸出節點Q4間，該等第三與第四電晶體433、434各自 具有一用以接收該負相振盪電壓信號V12的控制端，以致該等第三與第四電晶體433、434各自根據該負相振盪電壓信號V12導通或不導通。須說明的是，該等第一至第四電晶體431~434各自具有一第一端及一第二端，該第一電晶體431的該第一端及該第二端分別電連接該第一輸入節點Q1與該第一輸出節點Q3，該第二電晶體432的該第一端及該第二端分別電連接該第二輸入節點Q2與該第二輸出節點Q4，該第三電晶體433的該第一端及該第二端分別電連接該第二輸入節點Q2與該第一輸出節點Q3，該第四電晶體434的該第一端及該第二端分別電連接該第一輸入節點Q1與該第二輸出節點Q4，該等第一至第四電晶體431~434各自為，例如，一N型金氧半場效電晶體，且該等第一至第四電晶體431~434中的每一者的第一端、第二端及控制端，例如，分別為汲極、源極及閘極。
當該等第一與第二電晶體431、432回應於該正相振盪電壓信號V11而導通，且該等第三與第四電晶體433、434回應於該負相振盪電壓信號V12而不導通時，該負相射頻電流信號Ir2及該第一電流I1構成該負相中頻電流信號Ii2，並且該正相射頻電流信號Ir1及該第二電流I2構成該正相中頻電流信號Ii1。當該等第一與第二電晶體431、432回應於該正相振盪電壓信號V11而不導通，且該等第三與第四電晶體433、434回應於該負相振盪電壓信號V12而導通時，該正相射頻電流信號Ir1及該第一電流I1構成該負相中頻電流信號Ii2，並且該負相射頻電流信號Ir2 及該第二電流I2構成該正相中頻電流信號Ii1。
該負載電路5用以接收該直流偏壓VDD，並根據其本身之阻抗、該直流偏壓VDD及該差動射頻電流信號輸出一差動射頻電壓信號。在此實施例中，該差動射頻電壓信號包括一正相射頻電壓信號V31及一負相射頻電壓信號V32，且該負載電路5包括第一及第二電感器51、52。
該等第一及第二電感器51、52各自具有一第一端及一第二端，該等第一及第二電感器51、52的該等第一端彼此電連接並用以接收該直流偏壓VDD，該等第一及第二電感器51、52的該等第二端分別電連接該混頻單元43的該等第一及第二輸入節點Q1、Q2並用以分別輸出該負相射頻電壓信號V32及該正相射頻電壓信號V31。須說明的是，該等第一與第二電感器51、52各自為，例如，一傳輸線電感器。
該信號放大電路6電連接該負載電路5之該等第一及第二電感器51、52，並用以接收該直流偏壓VDD及分別來自該等第一及第二電感器51、52的該等負相及正相射頻電壓信號V32、V31。該信號放大電路6將該等負相及正相射頻電壓信號V32、V31放大以產生一差動輸出電壓信號。在此實施例中，該差動輸出電壓信號包括一正相輸出電壓信號V41及一負相輸出電壓信號V42，且該信號放大電路6包括第一與第二電感器61、62、第一與第二電晶體63、64、第一與第二電流源65、66及第一與第二電阻器67、68。
串聯連接的該第一電感器61、該第一電晶體63、該第一電流源65與該第一電阻器67，該第一電感器61用於接收該直流偏壓VDD，該第一電晶體63電連接在該第一電感器61與該第一電流源65之間並具有一用以接收該負相射頻電壓信號V32的控制端，以致該第一電晶體63根據該負相射頻電壓信號V32導通或不導通。該第一電阻器67電連接在該第一電流源65與地之間，該第一電晶體63與該第一電流源65之間的一第一共同接點C1輸出該負相輸出電壓信號V42。串聯連接的該第二電感器62、該第二電晶體64、該第二電流源66與該第二電阻器68，該第二電感器62用於接收該直流偏壓VDD，該第二電晶體64電連接在該第二電感器62與該第二電流源66之間並具有一用以接收該正相射頻電壓信號V31的控制端，以致該第二電晶體64根據該正相射頻電壓信號V31導通或不導通。該第二電阻器68電連接在該第二電流源66與地之間，該第二電晶體64與該第二電流源66之間的一第二共同接點C2輸出該正相輸出電壓信號V41。在其他實施例中，該平衡式升頻混頻器可藉由一差動轉單端器(即Balun，圖未示)來接收差動輸出電壓信號，並將該差動輸出電壓信號轉換成一輸出電壓信號，此為熟悉本技術領域之通常知識者所熟知，於此不贅述。
本發明平衡式升頻混頻器的轉換增益(conversion gain，CG)可由下式獲得： 其中，Gm,LO是該混頻單元43的該等第一與第三電晶體431、433或該等第二與第四電晶體432、434的第二端的一等效輸入轉導值，gm31,32是該負阻補償電路3的該等第一及第二電晶體31、32的一等效輸入轉導值，gm422,424是該轉導單元42的該等第二及第四電晶體422、424的一等效輸入轉導值，WRF是該平衡式升頻混頻器的操作頻率(即，該差動射頻電流信號的頻率94GHz)，L是該等第一及第二電感器51、52中之一者的電感值，R6是該信號放大電路6的一等效輸入阻抗，且R6 ∞。
由上式可知，當gm31,32、gm422,424越大且gm31,32<Gm,LO，該轉換增益CG就越大。此外，由於該信號放大電路6具有一高輸入阻抗且並聯連接該負載電路5，以致該信號放大電路6可與一後級電路(圖未示)達成阻抗匹配，藉此避免該轉換增益CG因該後極電路的負載效應影響而變小。舉例來說，若該信號放大電路6被省略時，則R6變成該平衡式升頻混頻器之輸出端的一等效輸出阻抗，例如，R6=50Ω。在此情況下，不具該信號放大電路6之該平衡式升頻混頻器的該轉換增益CG會受到後極電路的負載效應影響而變小。因此，該信號放大電路6確實具有增進轉換增益CG的功效。
綜上所述，在直流分析時，流入該轉導單元42 的該差動中頻電流信號是由流經該負載電路5的該差動射頻電流信號以及來自該負阻補償電路3的該等第一及第二電流I1、I2所構成。因此，在本發明平衡式升頻混頻器中，該負載電路5，相較於圖1中的該負載電路1，具有較少的功率消耗。此外，由於本發明平衡式升頻混頻器的轉換增益CG會隨著gm31,32、gm422,424的變化而改變，因此藉由適當地選擇該等電晶體31、32、422、424，可容易地提高本發明平衡式升頻混頻器的轉換增益CG，而不需使用如習知吉伯特混頻器以增加功率消耗的方式。另外，藉由該等第一與第二電感器425、426分別調整該等第二與第四電晶體422、424的該等閘源極電壓，可使本發明的該等電流和ids1、ids2與該等第一至第四電晶體421~424皆為理想線性放大器時的該等電流和ids1、ids2近似，藉此可提升該轉導單元42的線性度。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
3‧‧‧負阻補償電路
31、32‧‧‧第一及第二電晶體
4‧‧‧混頻電路
41‧‧‧電流源
42‧‧‧轉導單元
P1、P2‧‧‧第一與第二輸入節點
P3‧‧‧輸出節點
421~424‧‧‧第一至第四電晶體
425、426‧‧‧第一與第二電感器
43‧‧‧混頻單元
Q1、Q2‧‧‧第一與第二輸入節點
Q3、Q4‧‧‧第一與第二輸出節點
431~434‧‧‧第一至第四電晶體
5‧‧‧負載電路
51、52‧‧‧第一及第二電感器
6‧‧‧信號放大器
61、62‧‧‧第一與第二電感器
63、64‧‧‧第一與第二電晶體
65、66‧‧‧第一與第二電流源
67、68‧‧‧第一與第二電阻器
VDD‧‧‧直流偏壓
V11‧‧‧正相振盪電壓信號
V12‧‧‧負相振盪電壓信號
V21‧‧‧正相中頻電壓信號
V22‧‧‧負相中頻電壓信號
V31‧‧‧正相射頻電壓信號
V32‧‧‧負相射頻電壓信號
V41‧‧‧正相輸出電壓信號
V42‧‧‧負相輸出電壓信號
I1、I2‧‧‧第一及第二電流
Ir1‧‧‧正相射頻電流信號
Ir2‧‧‧負相射頻電流信號
Ii1‧‧‧正相中頻電流信號
Ii2‧‧‧負相中頻電流信號

Claims (7)

  1. 一種平衡式升頻混頻器，包含：一負阻補償電路，用以接收一直流偏壓，且根據該直流偏壓，產生並輸出一第一電流及一第二電流；一負載電路，用以接收該直流偏壓，並根據其本身之阻抗、該直流偏壓及一差動射頻電流信號輸出一差動射頻電壓信號，該差動射頻電壓信號包括一正相射頻電壓信號及一負相射頻電壓信號；一混頻電路，電連接該負阻補償電路及該負載電路，且用以接收來自該負阻補償電路的該第一電流與該第二電流、一差動振盪電壓信號及一差動中頻電壓信號，並根據所接收的該等第一與第二電流、該差動振盪電壓信號及該差動中頻電壓信號，允許該流經該負載電路的差動射頻電流信號流入其中，該差動射頻電流信號具有一頻率，該頻率相關於該差動振盪電壓信號的頻率與該差動中頻電壓信號的頻率；及一信號放大電路，電連接該負載電路，並用以接收該直流偏壓及來自該負載電路之該差動射頻電壓信號，該信號放大電路將該差動射頻電壓信號放大以產生一差動輸出電壓信號，該差動輸出電壓信號包括一正相輸出電壓信號及一負相輸出電壓信號，且該信號放大電路包括串聯連接的一第一電感器、一第一電晶體、一第一電流源與一第一電阻器，該第一電感器用於接收該 直流偏壓，該第一電晶體電連接在該第一電感器與該第一電流源之間並具有一用以接收該負相射頻電壓信號的控制端，以致該第一電晶體根據該負相射頻電壓信號導通或不導通，該第一電阻器電連接在該第一電流源與地之間，該第一電晶體與該第一電流源之間的一第一共同接點輸出該負相輸出電壓信號，及串聯連接的一第二電感器、一第二電晶體、一第二電流源與一第二電阻器，該第二電感器用於接收該直流偏壓，該第二電晶體電連接在該第二電感器與該第二電流源之間並具有一用以接收該正相射頻電壓信號的控制端，以致該第二電晶體根據該正相射頻電壓信號導通或不導通，該第二電阻器電連接在該第二電流源與地之間，該第二電晶體與該第二電流源之間的一第二共同接點輸出該正相輸出電壓信號。
  2. 如請求項1所述的平衡式升頻混頻器，其中，該負阻補償電路包括：一第一電晶體及一第二電晶體，其各自具有一第一端、一第二端及一控制端，該等第一及第二電晶體的該等第一端彼此電連接並用以接收該直流偏壓，該第一電晶體的該控制端電連接該第二電晶體的該第二端，該第二電晶體的該控制端電連接該第一電晶體的該第二端，該等第一及第二電晶體的該等第二端分別輸出該第一電流與該第二電流。
  3. 如請求項2所述的平衡式升頻混頻器，其中，該等第一 及第二電晶體各自為一P型金氧半場效電晶體，其中該等第一及第二電晶體中的每一者的第一端、第二端及控制端分別為源極、汲極及閘極。
  4. 如請求項1所述的平衡式升頻混頻器，其中，該負載電路包括：一第一電感器及一第二電感器，其各自具有一第一端及一第二端，該等第一及第二電感器的該等第一端彼此電連接並用以接收該直流偏壓，該等第一及第二電感器的該等第二端分別用以輸出該負相射頻電壓信號及該正相射頻電壓信號。
  5. 如請求項1所述的平衡式升頻混頻器，其中，該混頻電路包括：一電流源，用以調整一流至其本身的總偏壓電流；一轉導單元，電連接在該電流源與該負阻補償電路之間，並用以接收該差動中頻電壓信號，該轉導單元根據該差動中頻電壓信號，允許一差動中頻電流信號流經其本身並流入該電流源，該差動中頻電流信號包括該等第一與第二電流，該差動中頻電流信號作為該總偏壓電流；及一混頻單元，電連接在該轉導單元與該負載電路之間，並用以接收該差動振盪電壓信號，該混頻單元根據該差動振盪電壓信號允許來自該負載電路之該差動射頻電流信號流經其本身並流入該轉導單元，且該差動射頻電流信號及該等第一與第二電流構成該差動中頻電 流信號。
  6. 如請求項5所述的平衡式升頻混頻器，該差動中頻電壓信號包括一正相中頻電壓信號及一負相中頻電壓信號，其中，該差動中頻電流信號包括一正相中頻電流信號及一負相中頻電流信號，且該轉導單元包括：一第一輸入節點及一第二輸入節點，電連接該混頻單元與該負阻補償電路用以分別接收該負相中頻電流信號及該正相中頻電流信號；一輸出節點，電連接該電流源並用以將該差動中頻電流信號輸出至該電流源；一第一電晶體，電連接在該第一輸入節點與該輸出節點間，並具有一用以接收該正相中頻電壓信號的控制端，以致該第一電晶體根據該正相中頻電壓信號導通或不導通；一第二電晶體與一第一電感器，串聯連接在該第一輸入節點與該輸出節點間，該第二電晶體具有一用以接收該正相中頻電壓信號的控制端，以致該第二電晶體根據該正相中頻電壓信號導通或不導通；一第三電晶體，電連接在該第二輸入節點與該輸出節點間，並具有一用以接收該負相中頻電壓信號的控制端，以致該第三電晶體根據該負相中頻電壓信號導通或不導通；及一第四電晶體與一第二電感器，串聯連接在該第二輸入節點與該輸出節點間，該第四電晶體具有一用以 接收該負相中頻電壓信號的控制端，以致該第四電晶體根據該負相中頻電壓信號導通或不導通。
  7. 如請求項5所述的平衡式升頻混頻器，該差動振盪電壓信號包括一正相振盪電壓信號及一負相振盪電壓信號，其中，該差動射頻電流信號包括一正相射頻電流信號及一負相射頻電流信號，該差動中頻電流信號包括一正相中頻電流信號及一負相中頻電流信號，且該混頻單元包括：一第一輸入節點及一第二輸入節點，電連接該負載電路用以分別接收該負相射頻電流信號及該正相射頻電流信號；一第一輸出節點及一第二輸出節點，電連接該轉導單元並用以將該差動射頻電流信號輸出至該轉導單元；一第一電晶體，電連接在該第一輸入節點與該第一輸出節點間，並具有一用以接收該正相振盪電壓信號的控制端，以致該第一電晶體根據該正相振盪電壓信號導通或不導通；一第二電晶體，電連接在該第二輸入節點與該第二輸出節點間，並具有一用以接收該正相振盪電壓信號的控制端，以致該第二電晶體根據該正相振盪電壓信號導通或不導通；一第三電晶體，電連接在該第二輸入節點與該第一輸出節點間，並具有一用以接收該負相振盪電壓信號的控制端，以致該第三電晶體根據該負相振盪電壓信號 導通或不導通；及一第四電晶體，電連接在該第一輸入節點與該第二輸出節點間，並具有一用以接收該負相振盪電壓信號的控制端，以致該第四電晶體根據該負相振盪電壓信號導通或不導通。
TW104100382A 2015-01-07 2015-01-07 Balanced upscale mixer TWI548205B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW104100382A TWI548205B (zh) 2015-01-07 2015-01-07 Balanced upscale mixer
US14/887,393 US9503022B2 (en) 2015-01-07 2015-10-20 Balanced up-conversion mixer

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW104100382A TWI548205B (zh) 2015-01-07 2015-01-07 Balanced upscale mixer

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201626712A TW201626712A (zh) 2016-07-16
TWI548205B true TWI548205B (zh) 2016-09-01

Family

ID=56287032

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW104100382A TWI548205B (zh) 2015-01-07 2015-01-07 Balanced upscale mixer

Country Status (2)

Country Link
US (1) US9503022B2 (zh)
TW (1) TWI548205B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI677191B (zh) * 2018-08-24 2019-11-11 瑞昱半導體股份有限公司 單邊帶混頻器及其方法

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106230422A (zh) * 2015-06-02 2016-12-14 松下知识产权经营株式会社 信号生成电路
US9614502B2 (en) * 2015-08-04 2017-04-04 Qualcomm Incorporated Accurate sample latch offset compensation scheme
CN106385236B (zh) * 2016-10-17 2023-07-28 广西师范大学 一种高线性度高增益的有源混频器及方法
TWI641230B (zh) * 2018-01-04 2018-11-11 國立暨南國際大學 降頻混頻器
CN110120785B (zh) * 2019-05-13 2021-02-26 上海移芯通信科技有限公司 一种低功耗混频器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6650883B1 (en) * 1999-06-30 2003-11-18 Infineon Technologies Ag Mixer with adjustable linearity
TW200843332A (en) * 2007-04-19 2008-11-01 Mediatek Inc I/Q dual mixer and method for signal up-conversion or down-conversion
US7659784B2 (en) * 2007-10-18 2010-02-09 National Taiwan University Of Science And Technology Injection-locked frequency divider
CN103117707A (zh) * 2013-01-18 2013-05-22 东南大学 一种低功耗高增益的上混频器
CN103236821A (zh) * 2013-04-26 2013-08-07 中国科学技术大学 一种基于可调负阻结构的多模多通道混频器
US20140197874A1 (en) * 2013-01-17 2014-07-17 National Chi Nan University Balanced frequency mixer circuit

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8213638B2 (en) * 2007-02-20 2012-07-03 Texas Instruments Incorporated Equalizer

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6650883B1 (en) * 1999-06-30 2003-11-18 Infineon Technologies Ag Mixer with adjustable linearity
TW200843332A (en) * 2007-04-19 2008-11-01 Mediatek Inc I/Q dual mixer and method for signal up-conversion or down-conversion
US7659784B2 (en) * 2007-10-18 2010-02-09 National Taiwan University Of Science And Technology Injection-locked frequency divider
US20140197874A1 (en) * 2013-01-17 2014-07-17 National Chi Nan University Balanced frequency mixer circuit
CN103117707A (zh) * 2013-01-18 2013-05-22 东南大学 一种低功耗高增益的上混频器
CN103236821A (zh) * 2013-04-26 2013-08-07 中国科学技术大学 一种基于可调负阻结构的多模多通道混频器

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Jeng-Han Tsai, Pei-Si Wu, Chin-Shen Lin, Tian-Wei Huang, John G. J. Chern, and Wen-Chu Huang,"A 25–75 GHz Broadband Gilbert-Cell Mixer Using 90-nm CMOS Technology", IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, VOL. 17, NO. 4, APRIL 2007, page 247-249 *
Yo-Sheng Lin, Chien-Chin Wang, Wei-Chen Wen, and Tzung-Min Tsai,"A 12.1 mW 50~67 GHz Up-Conversion Mixer with 6 dB Conversion Gain and 30.7 dB LO-RF Isolation in 90 nm CMOS", 2014 IEEE Radio and Wireless Symposium (RWS), 19-23 Jan. 2014, page 202-204 *
Yu-Hsin Chang, Chia-Yang Huang, and Yen-Chung Chiang,"A 24GHz Down-Conversion Mixer with Low Noise and High Gain", Proceedings of the 7th European Microwave Integrated Circuits Conference, 29-30 Oct 2012, page 285-288 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI677191B (zh) * 2018-08-24 2019-11-11 瑞昱半導體股份有限公司 單邊帶混頻器及其方法

Also Published As

Publication number Publication date
US9503022B2 (en) 2016-11-22
US20160197583A1 (en) 2016-07-07
TW201626712A (zh) 2016-07-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI548205B (zh) Balanced upscale mixer
EP3104523A1 (en) Wideband highly-linear low output impedance d2s buffer circuit
US10171052B2 (en) Operational amplifier and differential amplifying circuit thereof
US7868695B2 (en) Differential amplifier
TWI487262B (zh) 電壓／電流轉換電路
CN107896095B (zh) 全差分运算放大器
KR101470509B1 (ko) 전압이득과 선형성이 개선된 주파수 혼합기
KR100204591B1 (ko) 복제 전압-전류 변환기를 사용한 혼합기
TWI641230B (zh) 降頻混頻器
US7777575B2 (en) Circuit with single-ended input and differential output
KR101828134B1 (ko) 최적화된 고조파 억압 특성을 갖는 주파수 2체배기
TW201815057A (zh) 降頻混頻器
US20080169847A1 (en) Driver and driver/receiver system
US9391563B2 (en) Current controlled transconducting inverting amplifiers
US20170111011A1 (en) Balanced up-conversion mixer
US9252726B2 (en) Dual path operational amplifier
JP2013192110A (ja) バイアス電圧生成回路及び差動回路
TWI780862B (zh) 降頻混頻器
TWI392222B (zh) 可提高信號品質之混頻器
TWI558097B (zh) Balanced up - frequency mixing circuit
JP5205403B2 (ja) 半導体集積回路装置
KR101155391B1 (ko) 피드백을 이용한 차동 증폭기
TW202037085A (zh) 降頻混頻器
JP6230903B2 (ja) 低雑音増幅器
KR20100031900A (ko) 능수동 주파수 변환기 및 그 구동 방법

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees