CN103117707B - 一种低功耗高增益的上混频器 - Google Patents

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一种低功耗高增益的上混频器，设有电流源单元、输入跨导单元、开关单元、负载单元以及电流注入单元，电流源单元的输出连接输入跨导单元，输入跨导单元放大信号并通过正反馈增强信号，然后分别输出至开关单元和电流注入单元，开关单元的输出连接负载单元，差分射频输出信号从负载单元与开关单元之间输出，差分基带或者中频信号输入至输入跨导单元与电流源单元之间，本振输入信号输入至开关单元。

Description

一种低功耗高增益的上混频器
技术领域
本发明涉及各类无线发射机中的变频电路，尤其是一种低功耗高增益的上混频器，可以应用于射频收发芯片，例如无线局域网（WLAN）、无线传感网（WSN）、全球定位系统（GPS）、射频识别系统（RFID）、蓝牙系统、移动通信系统、移动数字电视（CMMB，TMMB）等收发芯片中。
背景技术
上混频器一般用作各类无线发射机的变频电路，其功能是将低频信号转换为利于无线发射的高频信号，对于绝大多数额射频发射系统来说，上混频器是一个必不可少的模块。为了延长系统电池使用寿命，希望发射机中各模块降低功耗，并且在降低功耗的基础上，上混频器需提供一定或者更高的电压增益。设计一款低功耗高增益的上混频器IP核具有较为广泛的应用前景和应用价值。
传统的吉尔伯特混频器广泛应用于上混频器的设计中，主要原因是其具有一定的增益和较大的隔离度，传统的吉尔伯特混频器电路如图1所示。通过调节M1及其偏置可控制电路电流大小。差分基带或中频信号从M2、M3的栅极输入，改变M2与M3的大小及其偏置可调节混频器跨导gm，再调节负载电阻R5和R6的大小，可获得不同的电压增益。M4-M7为开关管，通过调节其大小及其偏置电压，并且在其栅极输入差分的本振信号，可使它们工作在开关状态，实现本振信号与从M2和M3放大过来的基带或中频信号进行混频。该结构具有一定的增益以及较高的隔离度。但是传统的吉尔伯特混频器具有以下缺点：
第一是功耗大，为了使混频器电路有一定的增益，以满足系统需求，其电流需达到毫安级。
第二是增益低，传统吉尔伯特混频器的增益很大程度上取决于负载阻抗的大小，但是大负载阻抗会带来过多的压降，且由于寄生电容的存在，在高频处的增益会急剧下降，即便使用几乎无压降的LC谐振回路来产生较大负载，但因其品质因数有限也不能产生很大的负载阻抗。
第三是噪声系数大，传统吉尔伯特混频器从栅端输入信号，从栅端看进去的输入阻抗很大，与前级电路输出阻抗（通常为一百多欧姆）或50欧姆匹配程度差，致使噪声系数较大，难以满足系统需要。
发明内容
本发明的目的是为克服传统的吉尔伯特上混频器的不足，提出一种低功耗高增益的上混频器，能够在降低电路功耗的同时，提高电路增益，降低噪声系数。
本发明采取的技术方案如下：一种低功耗高增益的上混频器，其特征在于：设有电流源单元、输入跨导单元、开关单元、负载单元以及电流注入单元，电流源单元的输出连接输入跨导单元，输入跨导单元放大信号并通过正反馈增强信号，然后分别输出至开关单元和电流注入单元，开关单元的输出连接负载单元，差分射频输出信号从负载单元与开关单元之间输出，差分基带或者中频信号输入至输入跨导单元与电流源单元之间，本振输入信号输入至开关单元，其中：
电流源单元包括NMOS管M1和NMOS管M2，NMOS管M1和NMOS管M2的源极接地，栅极连接偏置电压Vb1，漏极连接分别连接差分基带或者中频信号的正负两端；
输入跨导单元包括NMOS管M3和NMOS管M4，NMOS管M3和NMOS管M4的源极分别与电流源单元的NMOS管M1和NMOS管M2的漏极连接，基带或中频信号的正输入端从NMOS管M3的源极输入，基带或中频信号的负输入端从NMOS管M4的源极输入，NMOS管M3的栅极连接至NMOS管M4的漏极，NMOS管M4的栅极连接至NMOS管M3的漏极；
开关单元包括NMOS管M5、NMOS管M6、NMOS管M7、NMOS管M8、电阻R1、电阻R2，NMOS管M5和NMOS管M8的栅极互连并通过串联电阻R2连接电源电压Vdd，NMOS管M6和NMOS管M7的栅极互连并通过串联电阻R1连接电源电压Vdd，NMOS管M5和NMOS管M6的源极互连并连接输入跨导单元的NMOS管M3的漏极，NMOS管M7和NMOS管M8的源极互连并连接输入跨导单元的NMOS管M4的漏极，NMOS管M5的漏极与NMOS管M7的漏极互连，NMOS管M6的漏极与NMOS管M8的漏极互连，本振输入信号正端连接NMOS管M5和NMOS管M8的栅极，本振输入信号负端连接NMOS管M6和NMOS管M7的栅极；
负载单元包括PMOS管M9、PMOS管M10、电感L1、电容C1、电感L2、电容C2，PMOS管M9的漏极与开关单元的NMOS管M5和NMOS管M7的漏极连接并作为上混频器的信号正输出端，PMOS管M10的漏极与开关单元的NMOS管M6和NMOS管M8的漏极连接并作为上混频器的信号负输出端，PMOS管M9的栅极连接PMOS管M10的漏极，PMOS管M10的栅极连接PMOS管M9的漏极，电感L1与电容C1并联，它们的一端与电源电压Vdd连接，另一端与PMOS管M9的源极连接，电感L2与电容C2并联，它们的一端与电源电压Vdd连接，另一端与PMOS管M10的源极连接；
电流注入单元包括PMOS管M11和PMOS管M12，PMOS管M11和PMOS管M12的栅极连接至偏置电压Vb2，PMOS管M11的漏极与输入跨导单元NMOS管M3的漏极、NMOS管M4的栅极以及开关单元NMOS管M5和NMOS管M6的源极连接，PMOS管M12的漏极与输入跨导单元NMOS管M4的漏极、NMOS管M3的栅极以及开关单元NMOS管M7和NMOS管M8的源极连接，PMOS管M11和PMOS管M12的源极与电源电压Vdd连接。
上述电路中的场效应管也可以用双极型晶体管实现，只需要将NMOS管替换成NPN型三极管，PMOS管替换成PNP型三极管即可。
本发明的优点及显著效果：
(1)低功耗。
本发明使用正反馈技术提高了跨导管的等效跨导。并使用LC并联谐振回路与晶体管串联作为负载以增大负载阻抗，同时将晶体管连接成正反馈形式以增大输出信号。以上两种技术使得本发明与传统的上混频器相比，在获得相同增益的情况下功耗更低。
在2.4-2.5GHz频段，电源电压为1.8V，相同增益(10dB)的条件下，本发明功耗为0.9mW，传统吉尔伯特混频器为4.5mW，仅使用负载增强技术和电流注入技术的混频器为1.5mW，仅使用跨导正反馈技术和电流注入技术的混频器为2mW。本发明功耗远低于其他结构。
(2)高增益。
本发明使用正反馈技术提高了跨导管的等效跨导；并使用LC并联谐振回路与晶体管串联作为负载，同时将晶体管连接成正反馈形式。与仅有LC并联谐振回路做负载相比，增大了负载阻抗和输出信号，从而大幅度提高增益。
在2.4-2.5GHz频段和相同功耗（电源电压1.8V，工作电流0.5mA）的条件下，通过仿真将本发明的转换增益与其它三种混频器进行比较，本发明的增益为10dB，传统吉尔伯特混频器的增益为-5dB，仅使用负载增强技术和电流注入技术的混频器增益为4dB，仅使用跨导正反馈技术和电流注入技术的混频器增益为0dB。本发明的增益远高于其他结构。
(3)低噪声。
本发明从跨导管源极输入信号，降低了电路的输入阻抗，使其与信号源阻抗形成更好的匹配，从而降低了噪声系数。
在2.4-2.5GHz频段，电源电压为1.8V，工作电流为0.5mA，信号源内阻为50欧姆的情况下，通过仿真将本发明的噪声系数与其它三种混频器进行比较，本发明的噪声系数低于14dB，仅使用负载增强技术和电流注入技术的混频器噪声系数为14.3dB左右，仅使用跨导正反馈技术和电流注入技术的混频器噪声系数为14.5dB左右，传统吉尔伯特混频器的噪声系数大于40dB。本发明在噪声系数上也有优势。
(4)本发明采用吉尔伯特结构+跨导正反馈技术+负载增强技术+跨导源极输入+电流注入技术的上混频器，可以大幅降低功耗，提高转换电压增益，降低噪声系数，可以应用于低功耗射频前端中。
附图说明
图1是传统吉尔伯特混频器的电路原理图；
图2是本发明上混频器的电路方框图；
图3是本发明上混频器的电路原理图；
图4是相同功耗下转换增益仿真曲线比较；
图5是相同功耗下噪声系数仿真曲线比较；
图6是将图3电路中的场效应管用双极型晶体管替代的实施电路图。
具体实施方式
参看图2，本发明设有电流源单元1、输入跨导单元2、开关单元3、负载单元4以及电流注入单元5。差分基带或者中频信号的正负两端Vin+、Vin-分别连接电流源单元1和输入跨导单元之间，电流源单元1输出与输入跨导单元2的输入端连接，输入跨导单元2放大信号并正反馈于自身然后输出至开关单元3及电流注入单元5，开关单元3的输出连接负载单元4，差分射频输出信号Vrf+、Vrf-从负载单元4与开关单元3之间输出，开关单元3与本振输入信号VLO+、VLO-连接。
参看图3，电流源单元1由NMOS管组成，通过调节NMOS管大小以及它们的栅极偏置可以控制整个上混频器电路的电流（功耗），在本发明中可以通过电流源单元1将功耗设置得较小。差分的基带或者中频信号从输入跨导单元2的NMOS管的源极输入，从源极输入降低了上混频器的输入阻抗，提高了与源阻抗的匹配程度，从而降低了整个电路的噪声系数。输入跨导单元2的NMOS管之间采用交叉正反馈技术，提高了上混频器的增益。输入跨导单元2的输出连接至开关单元3，使其输出与本振信号在开关单元3进行混频。开关单元3的输出连接到负载单元4。负载单元4采用LC谐振回路产生一部分负载阻抗，并采用PMOS管增强其负载阻抗，同时又通过PMOS管的交叉正反馈增强混频器输出信号，从而提高上混频器的增益。差分射频输出信号从负载单元4的PMOS管漏极输出。电流注入单元5与输入跨导单元2的输出端及开关单元3相连接，通过调节其PMOS管的偏置可以调节流经开关单元3和负载单元4的电流，从而控制开关单元3的噪声与负载单元4正反馈的大小。电流源单元1设有NMOS管M1、M2；输入跨导单元2设有NMOS管M3、M4；开关单元3设有NMOS管M5、M6、M7、M8以及电阻R1、R2；负载单元4设有PMOS管M9、M10，电感L1、L2以及电容C1、C2；电流注入单元设有PMOS管M11、M12；电路连接关系如下：
电流源单元1的NMOS管M1、M2的源极相连并接地，M1、M2的栅极连接至偏置电压Vb1，M1、M2的漏极分别连接到输入跨导单元2的NMOS管M3、M4的源极。
差分基带或中频输入信号Vin+、Vin-分别从输入跨导单元2的NMOS管M3、M4的源极输入，M3的栅极与M4的漏极连接，M4的栅极与M3的漏极连接，M3的漏极与开关单元的NMOS管M5、M6的源极连接，M4的漏极与开关单元的NMOS管M7、M8的源极连接。
差分本振输入信号VLO+、VLO-分别从开关单元3的NMOS管M5、M8的栅极和NMOS管M6、M7的栅极输入，M6、M7的栅极通过串联电阻R1连接至电源电压Vdd，M5、M8的栅极通过串联电阻R2连接至电源电压Vdd，NMOS管M5、M7的漏极相连，并连接至负载单元4的PMOS管M9的漏极，NMOS管M6、M8的漏极相连，并连接至负载单元4的PMOS管M10的漏极。
负载单元4的PMOS管M9的栅极与PMOS管M10的漏极连接，PMOS管M10的栅极与PMOS管M9的漏极连接，差分射频输出信号Vrf+、Vrf-分别从M9、M10的漏极输出，L1、C1并联，它们的一端连接至M9的源极，另一端连接至电源电压Vdd，L2、C2并联，它们的一端连接至M10的源极，另一端连接至电源电压Vdd。
电流注入单元5的PMOS管M11、M12的源极与电源电压Vdd连接，M11、M12的栅极连接至偏置电压Vb2，M11的漏极与输入跨导单元NMOS管M3的漏极、NMOS管M4的栅极以及开关单元NMOS管M5和NMOS管M6的源极连接，M12的漏极与输入跨导单元NMOS管M4的漏极、NMOS管M3的栅极以及开关单元NMOS管M7和NMOS管M8的源极连接。
差分基带或中频信号Vin+、Vin-从输入跨导单元2的NMOS跨导管M3、M4的源极输入，其输入阻抗约为1/(gm+gmb)，传统吉尔伯特放大器通常从跨导管栅极输入，对于低频信号来说，NMOS管栅极输入阻抗是一个非常大的值，而从源极输入的输入阻抗1/(gm+gmb)相对来说要小的多，能够与源阻抗50欧姆或前级电路较小的输出阻抗匹配更好，降低了上混频器的噪声系数。
输入信号Vin+与Vin-为一对差分信号，设Vin+=V，Vin-=-V，NMOS跨导管M3、M4的跨导为gm，跨导管输出端负载阻抗为R。正输入信号Vin+通过跨导管M3转换成电流(gmV)由M3的漏极输出，漏极上的电压为gmVR，该电压同时反馈至NMOS管M4的栅极，加大了M4的栅源极之间的信号电压，从而增大了跨导管M4的等效跨导。同理，对于跨导管M3，以上推导亦成立。因此，这个交叉正反馈结构，能够有效提高输入跨导放大器的等效跨导，从而提高混频器的增益。此交叉正反馈结构的引入，同时也引入了电路振荡的可能性。此交叉正反馈结构可以看作是一个负阻，只要调节与之并联的正阻值，以抵消这个负阻，就能防止电路振荡。在本发明中，只要调节NMOS管M5、M6、M7、M8的尺寸，使开关单元3的输入阻抗小于这个正反馈产生的负阻的绝对值，就能避免电路振荡。
负载单元4的负载阻抗由电感L1、电容C1以及电感L2、电容C2通过并联谐振产生的阻抗与PMOS管M9和PMOS管M10产生的阻抗串联而成。由电感电容产生的负载阻抗具有选频功能，可以根据不同频段的应用来调节此电感电容。PMOS管M9和PMOS管M10的引入，一方面，与LC谐振回路串联直接增加了混频器的负载阻抗；另一方面，M9和M10连接成正反馈形式，增加了输出信号，从而提高上混频器的增益。
电流注入单元5使用2个PMOS管M11和M12，通过调节其栅极的偏置，来控制流经它们的电流，它们的实际意义是控制流经开关单元3和负载单元4的电流大小，因为上混频器电路总电流由电流源单元1决定，一旦设置好电流源单元1，电路总电流就是一个定值。增加了流经电流注入单元5的电流，必定减小流经开关单元3和负载单元4的电流。通过电流注入单元5分流电流能够减小流经开关单元3的电流，就减小了这部分产生的噪声，最重要的是，控制了流经负载单元的电流，就能控制负载单元4中的正反馈的强度，通过电流注入单元的调节，能够获得一个合适的正反馈大小，一方面可以增强混频器负载，另一方面又可以防止电路振荡。
参看图4可见，相同功耗下本发明与负载增强技术+电流注入技术、跨导正反馈技术+电流注入技术、传统吉尔伯特混频器的电压增益曲线比较，其结果显示本发明设计的上混频器的增益最高。
参看图5可见，相同功耗下本发明与负载增强技术+电流注入技术、跨导正反馈技术+电流注入技术、传统吉尔伯特混频器的噪声系数曲线比较，其结果显示本发明设计的上混频器的噪声最低。
虽然本发明中给出的仿真结果是2.4-2.5GHz频段的，但通过调整本发明的元件参数，本发明同样适用于其他频段。
本发明结构除了可以用场效应管实现，也可以用双极型晶体管实现。用双极型晶体管实现时，只需要将NMOS管替换成NPN型三极管，PMOS管替换成PNP型三极管即可。具体实施方案如图6所示。

Claims (2)

1.一种低功耗高增益的上混频器，其特征在于：设有电流源单元、输入跨导单元、开关单元、负载单元以及电流注入单元，电流源单元的输出连接输入跨导单元，输入跨导单元放大信号并通过正反馈增强信号，然后分别输出至开关单元和电流注入单元，开关单元的输出连接负载单元，差分射频输出信号从负载单元与开关单元之间输出，差分基带或者中频信号输入至输入跨导单元与电流源单元之间，本振输入信号输入至开关单元，其中：
电流源单元包括NMOS管M1和NMOS管M2，NMOS管M1和NMOS管M2的源极接地，栅极连接偏置电压Vb1，漏极连接分别连接差分基带或者中频信号的正负两端；
输入跨导单元包括NMOS管M3和NMOS管M4，NMOS管M3和NMOS管M4的源极分别与电流源单元的NMOS管M1和NMOS管M2的漏极连接，基带或中频信号的正输入端从NMOS管M3的源极输入，基带或中频信号的负输入端从NMOS管M4的源极输入，NMOS管M3的栅极连接至NMOS管M4的漏极，NMOS管M4的栅极连接至NMOS管M3的漏极；
开关单元包括NMOS管M5、NMOS管M6、NMOS管M7、NMOS管M8、电阻R1、电阻R2，NMOS管M5和NMOS管M8的栅极互连并通过串联电阻R2连接电源电压Vdd，NMOS管M6和NMOS管M7的栅极互连并通过串联电阻R1连接电源电压Vdd，NMOS管M5和NMOS管M6的源极互连并连接输入跨导单元的NMOS管M3的漏极，NMOS管M7和NMOS管M8的源极互连并连接输入跨导单元的NMOS管M4的漏极，NMOS管M5的漏极与NMOS管M7的漏极互连，NMOS管M6的漏极与NMOS管M8的漏极互连，本振输入信号正端连接NMOS管M5和NMOS管M8的栅极，本振输入信号负端连接NMOS管M6和NMOS管M7的栅极；
负载单元包括PMOS管M9、PMOS管M10、电感L1、电容C1、电感L2、电容C2，PMOS管M9的漏极与开关单元的NMOS管M5和NMOS管M7的漏极连接并作为上混频器的信号正输出端，PMOS管M10的漏极与开关单元的NMOS管M6和NMOS管M8的漏极连接并作为上混频器的信号负输出端，PMOS管M9的栅极连接PMOS管M10的漏极，PMOS管M10的栅极连接PMOS管M9的漏极，电感L1与电容C1并联，其并联后的一端与电源电压Vdd连接，另一端与PMOS管M9的源极连接；电感L2与电容C2并联，其并联后的一端与电源电压Vdd连接，另一端与PMOS管M10的源极连接；
电流注入单元包括PMOS管M11和PMOS管M12，PMOS管M11和PMOS管M12的栅极连接至偏置电压Vb2，PMOS管M11的漏极与输入跨导单元NMOS管M3的漏极、NMOS管M4的栅极以及开关单元NMOS管M5和NMOS管M6的源极连接，PMOS管M12的漏极与输入跨导单元NMOS管M4的漏极、NMOS管M3的栅极以及开关单元NMOS管M7和NMOS管M8的源极连接，PMOS管M11和PMOS管M12的源极与电源电压Vdd连接。
2.根据权利要求1所述的低功耗高增益的上混频器，电路中的场效应管能够用双极型晶体管实现，只需要将NMOS管替换成NPN型三极管，PMOS管替换成PNP型三极管。
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