CN101662281B - 电感电容数控振荡器 - Google Patents

Abstract

一种通信技术领域的电感电容数控振荡器，包括：控制寄存单元、耦合MOS管、集成电感和若干电容阵列，其中：控制寄存单元的输入端接收数字控制总线输出的阵列调谐字，控制寄存单元的输出端与若干并联的电容阵列相连接，耦合MOS管和集成电感分别与电容阵列相并联。本发明与现有技术相比在未经电容加抖的情况下输出频率分辨率高十倍以上，如果在全数字锁相环中应用，高的数控振荡器的频率分辨率则意味着整体输出的低相位噪声。此外，本发明中所提出数控振荡器能够在更好的工艺(特征尺寸在65nm以下)或某些通信标准去掉那些使用Δ-∑调制器加抖控制的电容阵列，因此电路的设计将更为简化，功耗与所占面积将有所降低。

Description

电感电容数控振荡器

技术领域

本发明涉及的是一种通信技术领域的元器件，具体是一种用于无线射频通信收发机的电感电容数控振荡器。

背景技术

应用于无线射频通信的传统锁相环系统属于混合信号范畴，其各模块间同时存在着数字-模拟、模拟-数字以及模拟-频率量之间的转换.而全数字锁相环的概念，则是将各模块间的输入、输出信号统一为数字量，以便用数字设计的方法改写传统的模拟、射频模块，减小锁相环的锁定时间，提高芯片的集成度，节省芯片面积，同时缩短设计周期。

由于上述优势，使得对于用代替传统锁相环的全数字锁相环(ADPLL)逐渐成为射频集成电路领域的研究热点.这一技术的采用能够降低移动通信芯片的功耗和成本，同时可以支持多模式/多频带的功能需求，而电感电容数控振荡器(LC-DCO)是其中最重要模块(采用反相器链的数控振荡器由于其相位噪声等性能太差，一般只能用于产生时钟输出，而不能应用于射频通信领域)。这一改进需要将以往电感电容压控振荡器(LC-VCO)中调谐振荡器频率的电压信号，改换为电感电容数控振荡器中多比特的数字信号；与之相对应的连续可调变容管，此时只能工作在高和低两种状态(称之为开关变容管)。由此，数振振荡器将不再输出“连续”的频率信号，其本身将有频率分辨率的概念。为了满足各类通信标准中的参数指标，对数控振荡器的频率分辨率及相位噪声等性能有着严格要求。

电感电容数控振荡器的频率分辨率，通常取决于其电容阵列中开关变容管在开启和关闭两种工作状态下产生的电容差值，而这又是由工艺库所能实现的精调MOS电容决定的。此前的设计往往依赖于CMOS工艺的发展，或是采用高速、多比特Δ-∑调制器对电容进行加抖，来改善振荡器的频率分辨率。然而，这些方法或尚未达到系统相位噪声的要求；或增加了系统的设计成本和电路功耗。

经过对现有技术的检索发现：美国专利文献号：US6658748B1描述了一种LC数控振荡器的设计，该振荡器采用不同的比特位来控制各个不同容值的电容阵列，通过输入端的数字信号来控制产生一个输出频率。然而，由于受限于集成电路工艺中的变容器(Varactor)的物理性质，其通过切换单个可变电容所得到的频率输出分辨率较低。为了适应无线通信标准的要求，该振荡器必须通过多比特的Δ-∑调制器在最小电容控制位上加抖以获得更高的频率分辨率。

发明内容

本发明针对现有技术存在的上述不足，提供一种电感电容数控振荡器，允许在用于频率综合的全数字锁相环中电感电容数控振荡器达到同时达到高精度、低相位噪声的要求，其输出频率分辨率仍可以达到kHz或以下的数量级，若这随着使用工艺尺寸的不断缩小，使得该电路结构所产生的电容差值足够小，则可以甚至不需要使用高性能Δ-∑调制器，从而达到使电感电容数控振荡器的电路设计简化、功耗与面积减小，同时保证了低相位噪声和去除多余Δ-∑调制器所产生的毛刺信号的目的。本发明可以在射频频段全数字锁相环(ADPLL)中使用，此外，也可以作为一个软件无线电(SDR)平台的核心振荡器部分

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括：控制寄存单元、耦合MOS管、集成电感和若干电容阵列，其中：控制寄存单元的输入端接收数字控制总线输出的阵列调谐字，控制寄存单元的输出端与若干并联的电容阵列相连接，耦合MOS管和集成电感分别与电容阵列相并联。

所述的电容阵列包括：若干个相同结构的波段电容阵列、频道电容阵列、粗调电容阵列、精调电容阵列和抖动电容阵列，其中：波段电容阵列、频道电容阵列、粗调电容阵列、精调电容阵列和抖动电容阵列分别与控制寄存单元的输出端相并联。

所述的波段电容阵列是指：若干个并联的2倍率增加或减少的5-10比特等比金属绝缘层金属电容电路，其调谐频率精度为10-20MHz，负责选择所需无线通信标准中的频带，同时也用来调节较大的PVT造成的频偏；

所述的频道电容阵列是指若干并联的等权重的频道MOS电容，该频道MOS电容的调谐频率精度为100-2000kHz，所述频道MOS电容的频率精度选取的原则为通信标准中每一信道的带宽；

所述的粗调电容阵列是指若干并联的等权重的粗调MOS电容，这些粗调MOS电容的衬底端偏置在电源电压下，该粗调MOS电容的调谐频率精度为10-100kHz，所述粗调MOS电容频率精度的选取以节省控制比特数为原则，来衔接频道电容阵列和振荡器的最小频率精度阵列间的差值；

所述的精调电容阵列是指：若干个并联的精调电容切换电路，该精调电容切换电路包括：一个中精调MOS电容和一个精调开关变容管以及一个始终关闭的传输门电路，其中：精调MOS电容与传输门电路相并联，精调MOS电容与精调开关变容管相串联。

所述的精调MOS电容和所述的精调开关变容管是指90nm或65nm工艺中具有最小长宽尺寸的精调MOS电容和精调开关变容管。

所述的抖动电容阵列包括：若干个精调电容切换电路和一个数字Δ-∑调制器，其中：数字Δ-∑调制器通过一条数据总线分别连接到精调电容切换电路的控制端口。

本发明与现有技术相比在未经电容加抖的情况下输出频率分辨率高十倍以上，如果在全数字锁相环中应用，高的数控振荡器的频率分辨率则意味着整体输出的低相位噪声。此外，本发明中所提出数控振荡器能够在更好的工艺(特征尺寸在65nm以下)或某些通信标准去掉那些使用Δ-∑调制器加抖控制的电容阵列，因此电路的设计将更为简化，功耗与所占面积将有所降低。

附图说明

图1为本发明结构原理图。

图2为实施例中波段电容阵列电路原理图。

图3A为实施例中频段电容阵列电路原理图。

图3B为实施例中粗调电容阵列电路原理图。

图4为实施例中精调电容阵列电路原理图。

图5为实施例中抖动电容阵列电路原理图。

图6为实施例中精调电容切换电路原理图。

图7A为实施例中精调电容切换电路的电阻电容模型。

图7B为实施例中精调电容切换电路的电阻电容串联等效模型。

图8A为实施例中在3.6G工作频率下串联开关变容管电容随并联电阻变化数据曲线。

图8B为实施例中在500千欧并联电阻下串联开关变容管电容随工作频率变化数据曲线。

图9为实施例中MOS管实现的串联开关变容管的电容-电压曲线(差分结构)。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示，本实施例包括：控制寄存单元1、耦合MOS管2、集成电感3和若干电容阵列4，其中：控制寄存单元1的输入端接收数字控制总线输出的阵列调谐字，控制寄存单元1的输出端与若干并联的电容阵列4相连接，耦合MOS管2和集成电感3分别与电容阵列4相并联。

振荡器实际上是正反馈系统，若电路满足Barkhausen准则，它将不断累积外部激励或噪声产生的微扰，直至达到稳定输出.这里采用LC谐振回路11、12作为振荡器的核心，以提高其相位噪声的性能。由于实际电感和电容存在寄生电阻不断消耗能量，电路使用耦合MOS管2作为等效“负阻”，持续提供能量加以抵消.传统采用镜像电流源为振荡器提供工作电流的方法，会使有源电路中MOS管的闪烁噪声上变频，影响振荡器的相位噪声；同时引入额外的寄生电容减小了振荡器的频率调谐范围.因此本设计不使用任何电流偏置，由电路自行调节工作电流，尽可能减小器件噪声对振荡器性能的影响。

所述的电容阵列4包括若干个相同结构的波段电容阵列5、频道电容阵列6、粗调电容阵列7、精调电容阵列8和抖动电容阵列9，其中：波段电容阵列5、频道电容阵列6、粗调电容阵列7、精调电容阵列8和抖动电容阵列9分别并联并与控制寄存单元1的输出端相连接。

电容阵列4的输入通过控制寄存单元1的五条数字控制总线依数字“阵列调谐字”(ATW)控制，其规划如表1所示.控制信号使开关变容管在高、低电平下产生不同的电容值，从而达到调谐频率的功能。表1为本实施例中的数控振荡器的电容阵列规划示意，依据本实施例的数控电感电容振荡器的电容阵列规划包括但不限于表1所述。

表1：

如图2所示，所述的波段电容阵列5包括：7组并联的2倍率7比特等比金属绝缘层金属电容电路，该金属绝缘层金属电容电路包括：两个串联的支路电容和一个串联的开关电路，其中：第一金属绝缘层金属电容电路20中的第一支路电容201的容值为第二金属绝缘层金属电容电路21中的第二支路电容211的2倍，以此类推，第一支路电容201为第七金属绝缘层金属电容电路22中的第七支路电容22的容值的128倍，控制比特的开关电路23与传统结构相比，在控制比特为关断的情况下，本实施例中应用的结构可将支路的品质因数由30提高至800，并保持在吉赫兹级的频率跨度内品质因数不低于130；

如图3A和图3B所示，所述的频道电容阵列6及粗调电容阵列7结构类似，分别由等权重的63组频道MOS电容30和16组粗调MOS电容31相并联实现。其所对应的频率精度分别为200kHz和20kHz，前者的频率精度为通信标准中每一信道的带宽，后者的选取以节省控制比特数为原则，来衔接频道电容阵列和振荡器的最小频率精度阵列间的差值。由于电容的变化量相对较大，单纯的增大MOS管的宽度、长度或倍数，不但会使MOS电容在开、关两种状态下的稳定工作区变窄，抗噪声能力弱，频率线性度不佳；同时还会降低Cmax/Cmin的比例，导致频率跨度不足。根据本实施例实施列的MOS电容管的衬底端偏置在电源电压(VDD)下，此时的MOS电容稳定工作区域最宽，Cmax/Cmin的比例也较大；

如图4所示，所述的精调电容阵列8包括：16组精调电容切换电路40相并联，精调电容切换电路40包括一个精调MOS电容61和一个精调开关变容管60以及一个始终关闭的传输门电路62，其中：精调MOS电容61与传输门电路62相并联再与精调开关变容管60相串联。

所述的精调MOS电容和所述的精调开关变容管是指90nm工艺中具有最小长宽尺寸的精调MOS电容和精调开关变容管。

如图5所示，所述的抖动电容阵列9包括：3组可变电容50和一个数字Δ-∑调制器51，其中：可变电容50可由精调电容切换电路40来实现，数字Δ-∑调制器51通过一条数据总线分别连接到可变电容50的控制端口。

精调电容切换电路

数控振荡器的频率分辨率正比于开关变容管在两个工作电压下的电容差值.为提高频率分辨率，需要突破工艺的限制，实现更小的电容变化量.理论上讲，较为直接方法，是将另一个最小尺寸的MOS电容CP 61与原本的开关变容管CVAR60串联，如图6A所示.然而，由于图中A点的电压不固定，会导致变容管的工作区域不确定，从而使得整个支路的电容值变化不稳定.由此，本实施例中添加一个关断的传输门62与CP 61并联，以固定A点的电压，考虑到在实际集成电路设计中，实现这样电路同时会引入的寄生电容CPP73与电阻RP 72并联在MOS电容CP71上，其电路原理如图7A所示.实际电路中会产生的另一个非理想性因素，是数控振荡器的输出信号耦合回A点。此耦合电压对于图3中MOS电容的变化量影响很小，因此CP61、71可以认为是一固定电容；对于CPP73而言，若将它看作是一个传输门的输入-输出端等效并联电容，测得的Y参数的变化量同样可以忽略不计，因此CPP 73也可认为是一固定电容.在此基础上对图7A的模型进行阻抗变换，可以得到其等效的串联电容CPS 74与串联电阻RS 75的串联电路，如图7B所示，其中各个参数值由下面等式给定：

C_PS＝C_P+C_PP，Q＝R_P·C_PS·ω，R_s＝R_P·(1+Q²)^-1，C_S＝C_PS·(1+Q^-2)

图8A所示的是电路工作在3.6GHz频率时，不同的串联电阻条件下等效串联电容CPS 74与并联电容CP 71的比值，可以看出当RP 75大于500kΩ时，CPS 74的值不超过CP 71的两倍.另一方面，若RP 75固定为500kΩ，CS 74，CP 71的比值与频率ω的关系如图8B所示，当频率超过3GHz时，CPS 74的值将接近CP 71.此特性也保证了这一结构在高频应用时有更好的性能.

当控制信号VTUNE为高电平时，变容管CVAR70的电容值记为CVAR-H，此时这一支路上的总电容为：

1/C_HIGH＝1/C_VAR-H+1/(C_PS·(1+Q^-2))

当控制信号VTUNE为低电平时，变容管CVAR70的电容值记为CVAR-L，此时这一支路上的总电容为：

1/C_LOW＝1/C_VAR-L+1/(C_PS·(1+Q^-2))

这样，串联开关变容管在两种控制电平下总的电容差值可以表示为：

$\mathrm{\Δ}{C}_{\sin \mathrm{gle}}=C_{\mathrm{HIGH}}-C_{\mathrm{LOW}}$

$=\frac{C_{\mathrm{VAR}-H}\·C_{\mathrm{PS}}\·(1+Q^{-2})}{C_{\mathrm{VAR}-H}+C_{\mathrm{PS}}\·(1+Q^{-2})}-\frac{C_{\mathrm{VAR}-L}\·C_{\mathrm{PS}}\·(1+Q^{-2})}{C_{\mathrm{VAR}-L}+C_{\mathrm{PS}}\·(1+Q^{-2})}$

$=\frac{\mathrm{\Δ}{C}_{\mathrm{mm}}}{(1+\frac{C_{\mathrm{VAR}-H}}{C_{\mathrm{PS}}\·(1+Q^{-2})})(1+\frac{C_{\mathrm{VAR}-L}}{C_{\mathrm{PS}}\·(1+Q^{-2})})}$

$\≈\frac{\mathrm{\Δ}{C}_{\mathrm{mm}}}{(1+\frac{C_{\mathrm{VAR}-H}}{C_{\mathrm{PS}}})(1+\frac{C_{\mathrm{VAR}-L}}{C_{\mathrm{PS}}})},$ when Q＞＞10

其中ΔCmin等于(CVAR-H-CVAR-L)，工艺决定的精调开关变容管所能达到的电容差值.当品质因数Q较大时，固定电容CP71可看作与变容管CVAR70直接串联，这样就得到了更小的电容差值ΔCsingle.

要使电路达到较高的品质因数，需要并联电阻RP 72的阻值在几百kΩ，在本设计中，本实施例采用一个关断的传输门62来实现这个高阻值的RP72，事实上其阻值不需要精确或恒定，仅需要维持电路的品质因数在较高水平(＞10).此外，并联总电容CPS74的值必须与变容管CVAR70的值相当，才能有效减小电容差值，对于根据本实施例中设计实测采用传输门的CPS74约为180aF，因此ΔCsingle值至少比ΔCmin小两倍.支路的时间常数R_PC_HIGH或R_PC_LOW仅有几纳秒，可以满足绝大多数应用的需求。

根据本实施例中的图7理论模型的MOS管电路实现如图4中的精调电容切换电路40所示，由于振荡器中的差分形式，其最小电容差值将进一步减半。图9是在IBM 90nm CMOS工艺下根据本实施例所测结果。当电路工作在3.6GHz时，变容管在开启和关断状态下支路的品质因数分别为308和180，其实测最小电容差值为22aF。

Claims (9)

1.一种电感电容数控振荡器，其特征在于，包括：控制寄存单元、耦合MOS管、集成电感和包括波段电容阵列、频道电容阵列、粗调电容阵列、精调电容阵列和抖动电容阵列的电容阵列，其中：控制寄存单元的输入端接收数字控制总线输出的阵列调谐字，控制寄存单元的输出端与并联的波段电容阵列、频道电容阵列、粗调电容阵列、精调电容阵列和抖动电容阵列相连接，耦合MOS管和集成电感分别与电容阵列相并联。

2.根据权利要求1所述的电感电容数控振荡器，其特征是，所述的波段电容阵列是指：7个并联的2倍率7比特等比金属绝缘层金属电容电路。

3.根据权利要求2所述的电感电容数控振荡器，其特征是，所述的金属绝缘层金属电容，其调谐频率精度为10-20MHz。

4.根据权利要求1所述的电感电容数控振荡器，其特征是，所述的频道电容阵列是指63组并联的等权重的频道MOS电容。

5.根据权利要求4所述的电感电容数控振荡器，其特征是，所述的频道MOS电容的调谐频率精度为100-2000kHz。

6.根据权利要求1所述的电感电容数控振荡器，其特征是，所述的粗调电容阵列是指16组并联的等权重的粗调MOS电容，这些粗调MOS电容的衬底端偏置在电源电压下。

7.根据权利要求6所述的电感电容数控振荡器，其特征是，所述的粗调MOS电容的调谐频率精度为10-100kHz。

8.根据权利要求1所述的电感电容数控振荡器，其特征是，所述的精调电容阵列是指：16个并联的精调电容切换电路，该精调电容切换电路包括：一个精调MOS电容和一个精调开关变容管以及一个始终关闭的传输门电路，其中：精调MOS电容与传输门电路相并联后再与精调开关变容管相串联。

9.根据权利要求1所述的电感电容数控振荡器，其特征是，所述的抖动电容阵列包括：3个精调电容切换电路和一个数字Δ-∑调制器，其中：数字Δ-∑调制器通过一条数据总线分别连接到精调电容切换电路的控制端口。

Images