CN106788402A - 一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器，由电感电容谐振电路和开关电容阵列电路组成。开关电容阵列电路包括两段线性逼近开关电容阵列和数字逻辑控制电路。采用两段线性逼近电容阵列替代传统的二进制权重电容阵列，根据控制码的变化利用数字逻辑控制电路调整两段线性逼近开关电容阵列接入谐振回路的开关电容的大小，使得各相邻频带的调谐曲线间隔趋于均匀，即可以减小各个频带调谐曲线间隔的差异性，提高均匀性，通过降低频带间隔值即降低调谐增益以实现改善频率合成器相位噪声的目的。

Description

一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，具体涉及一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器。

背景技术

在射频通信系统中，频率合成器的相位噪声性能直接影响通信中的误码率和载波频率跟踪精度，影响接收机的选择性与灵敏度。在频率合成器中，除了压控振荡器的相位噪声直接影响频率合成器的相位噪声之外，压控振荡器的调谐增益也直接关系到频率合成器的环路带宽，而环路带宽直接影响频率合成器的相位噪声。随着射频通信技术的发展，对接收机的选择性与灵敏度等性能要求越来越高，这无疑对压控振荡器的设计提出了更高的挑战。

在以往传统的开关电容结构的压控振荡器电路中，往往把设计的重点放在如何优化压控振荡器的相位噪声性能上，而忽略了如何优化压控振荡器的开关电容阵列结构对调谐增益的影响。传统的二进制开关电容阵列结构的压控振荡器中，随着开关电容阵列数控位的数值的改变，其频带间隔也随之改变，且高频带的频带间隔与低频带的频带间隔差异很大，从而导致各个频带的调谐增益差异很大。而多频带压控振荡器频带间隔的最大值制约了压控振荡器的电压调谐增益。因此如何降低频带间隔值即降低调谐增益，从而改善频率合成器的相位噪声是一个值得探讨的问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是现有压控振荡器的各个频带的调谐增益差异大，从而使得压控振荡器的调谐增益高的问题，提供一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器。

为解决上述问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器，包括压控振荡器，所述压控振荡器由电感电容谐振电路和开关电容阵列电路组成。上述开关电容阵列电路包括两段线性逼近开关电容阵列和数字逻辑控制电路。两段线性逼近开关电容阵列由7对开关电容电路并联形成阵列；每对开关电容电路均由1个开关和2个固定电容串联而成；开关串接在2个固定电容之间；其中一个固定电容的另一端连接压控振荡器的振荡输出端VN，另一个固定电容的另一端连接压控振荡器的振荡输出端VP。数字逻辑控制电路由3个或门OR1-OR3、3个与门AND1-AND3和一根导线组成；或门OR1的2个输入端分别连接外部输入信号K₀和K₃，或门OR1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₀；或门OR2的2个输入端分别连接外部输入信号K₁和K₃，或门OR1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₁；或门OR3的2个输入端分别连接外部输入信号K₂和K₃，或门OR1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₂；与门AND1的2个输入端分别连接外部输入信号K₀和K₃，与门AND1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₃；与门AND2的2个输入端分别连接外部输入信号K₁和K₃，与门AND1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₄；与门AND3的2个输入端分别连接外部输入信号K₂和K₃，与门AND1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₅；导线的一端连接外部输入信号K₃，另一端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₆。

上述电感电容谐振电路包括NMOS晶体管M3和M4、PMOS晶体管M1和M2、电感L、固定电容C_b1和C_b2、以及可变电容C_VAR1和C_VAR2；PMOS晶体管M1的源极和PMOS晶体管的M2的源极同时连接电源VDD；NMOS晶体管M3的源极与NMOS晶体管M4的源极同时连接地GND；PMOS晶体管M1的漏极、NMOS晶体管M3的漏极、PMOS晶体管M2的栅极和NMOS晶体管M4的栅极与压控振荡器的振荡输出端VP相连；PMOS晶体管M2的漏极、NMOS晶体管M4的漏极、PMOS晶体管M1的栅极和NMOS晶体管M3的栅极与压控振荡器的振荡输出端VN相连；电感L连接在压控振荡器的振荡输出端VP和VN之间；固定电容C_b1和C_b2串联后，其一端连接压控振荡器的振荡输出端VP，另一端连接压控振荡器的振荡输出端VN；可变电容C_VAR1和C_VAR2方向反接，其中间接入控制电压V_TUNE；可变电容C_VAR1和C_VAR2串联后，其一端连接压控振荡器的振荡输出端VP，另一端连接压控振荡器的振荡输出端VN。

上述方案中，固定电容C_b1和C_b2为等值的固定电容。

上述方案中，可变电容C_VAR1和C_VAR2为等值的可变电容。

与现有技术相比，本发明采用两段线性逼近电容阵列替代传统的二进制权重电容阵列，根据控制码的变化利用数字逻辑控制电路调整两段线性逼近开关电容阵列接入谐振回路的开关电容的大小，使得各相邻频带的调谐曲线间隔趋于均匀，即可以减小各个频带调谐曲线间隔的差异性，提高均匀性，通过降低频带间隔值即降低调谐增益以实现改善频率合成器相位噪声的目的。

附图说明

图1为一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器的结构原理图。

图2为两段线性逼近开关电容阵列。

图3为数字逻辑控制电路。

图4为不同电容阵列容值随控制码K的变化曲线。

图5为不同电容阵列方式的相邻频带间隔均匀性比较。

具体实施方式

根据文献《Design Methodology for RF CMOS Phase Locked Loops》(C.Quemada等著，Artech House,Inc.2009年出版)可知，频率合成器相位噪声与压控振荡器调谐增益K_VCO的关系，如式(1)，因此降低压控振荡器的调谐增益K_VCO可以降低频率合成器相位噪声L{ω}，

根据电感电容谐振公式，在实现宽带压控振荡器时，一般采用数字信号控制电容阵列，从而改变谐振回路中的电容值，以实现一系列不同的频带，从而拓宽频率范围，因此公式可以进一步表示为(2)，

同时，相邻频带f_k和f_k-1之间的频率间隔f_res与压控振荡器调谐增益K_VCO的关系可以表示为式(3)所示。而且为了频率调谐的连续性，必须要求高频段的任一频带f_k的最低频率必须小于其紧邻的低频段的频带f_k-1的最大频率。在最大调谐电压V_TUNE，max不变情况下，频带间隔f_res的最大值决定了K_VCO的最小值。

f_res＝f_k-f_k-1≤K_VCO·V_TUNE，max (3)

由上所述，通过降低相邻频带f_k和f_k-1之间的频率间隔f_res的方式可以降低调谐增益K_VCO，从而降低频率合成器的相位噪声。

同时由式(2)，可以看出电容C_k和频率f_k是非线性关系，为了实现频带间隔的均匀性，需要设置电容随控制码K值成近似指数变化的电容阵列，而传统的二进制权重法实现的电容阵列的开关电容阵列位数与控制位数相同，电容值C_K随控制码K成线性关系，从而获得的不同频带间隔值相差很大。

为此，本发明设计了一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器，其主要由电感电容谐振电路和开关电容阵列电路组成。通过两段线性逼近法实现的电容阵列以减小各个频带间隔值的差异性，从而提高频带间隔的均匀性。

上述电感电容谐振电路包括电感L、固定电容C_b1和C_b2、可变电容C_VAR1和C_VAR2、NMOS晶体管M3和M4、以及PMOS晶体管M1和M2。参见图1。

一对PMOS晶体管M1和M2与一对NMOS晶体管M3和M4组成交叉耦合对管，作为提供能量的负阻抗电路，补充振荡损耗。PMOS晶体管M1的源极和PMOS晶体管的M2的源极同时连接电源VDD。PMOS晶体管M1的漏极与压控振荡器的振荡输出端VP相连，PMOS晶体管M2的漏极与压控振荡器的振荡输出端VN相连。PMOS晶体管M1的栅极与压控振荡器的振荡输出端VN相连，PMOS晶体管M2的栅极与压控振荡器的振荡输出端VP相连。NMOS晶体管M3的源极与NMOS晶体管M4的源极同时连接地GND。NMOS晶体管M3的漏极与压控振荡器的振荡输出端VP相连，NMOS晶体管M4的漏极与压控振荡器的振荡输出端VN相连。NMOS晶体管M3的栅极与压控振荡器的振荡输出端VN相连，NMOS晶体管M4的栅极与压控振荡器的振荡输出端VP相连。

对称差分结构的电感L，作为并联的电感电容谐振电路的电感部分。电感L连接在振荡器的差分振荡输出端VP和VN之间。

一对等值的固定电容C_b1和C_b2，作为电感电容谐振电路的电容的一部分。固定电容C_b1和C_b2串联，其中左边固定电容C_b1的左端和右边固定电容C_b2的右端分别对应连接压控振荡器的2个振荡输出端VP和VN。

一对等值的可变电容C_VAR1和C_VAR2作为电感电容谐振电路的电容的另一部分。可变电容C_VAR1和C_VAR2串联，且方向反接，中间接入控制电压V_TUNE，其中左边可变电容C_VAR1的左端和右边可变电容C_VAR2的右端分别对应连接压控振荡器的2个振荡输出端VP和VN。可变电容C_VAR1和C_VAR2的容值随控制电压V_TUNE增加而减小，从而可以调节谐振频率，实现压控振荡器的电压调谐功能。

上述开关电容阵列电路包括两段线性逼近开关电容阵列和数字逻辑控制电路。

两段线性逼近开关电容阵列连接在2个振荡输出端VP和VN之间,此电容组受差分控制电压的控制，其变化范围随数字逻辑控制电路输入控制信号而变化，使压控振荡器工作在不同的频带，其频率变化范围均匀，调谐增益的变化均匀。两段线性逼近开关电容阵列由7对开关电容电路并联形成阵列。每对开关电容电路均由1个开关和2个固定电容串联而成。开关串接在2个固定电容之间，当开关闭合，左右固定电容形成串联，同时串联而成的电容与电感形成并联的谐振回路。通过控制每对开关电容中间的开关，改变电容电感谐振回路的电容值，从而改变谐振频率。1个固定电容的另一端连接压控振荡器的振荡输出端VP，另一个固定电容的另一端连接压控振荡器的振荡输出端VN。参见图2。

数字逻辑控制电路实现4位信号到7位信号的转换。数字逻辑控制电路由3个或门OR1-OR3、3个与门AND1-AND3和一根导线组成。或门OR1的2个输入端分别连接外部输入信号K₀和K₃，或门OR1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₀。或门OR2的2个输入端分别连接外部输入信号K₁和K₃，或门OR1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₁。或门OR3的2个输入端分别连接外部输入信号K₂和K₃，或门OR1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₂。与门AND1的2个输入端分别连接外部输入信号K₀和K₃，与门AND1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₃。与门AND2的2个输入端分别连接外部输入信号K₁和K₃，与门AND1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₄。与门AND3的2个输入端分别连接外部输入信号K₂和K₃，与门AND1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₅。导线的一端连接外部输入信号K₃，另一端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₆。4位外部输入信号K₀-K₃由外部控制，输出信号随不同的控制信号变化而变化，实现4位信号到7位信号的转换。参见图3。

在传统的二进制权重排列的开关电容阵列中，外部控制位数与开关电容组的开关位数相同，因此不需要数字逻辑控制电路。例如在4位控制码情况下，一般采用二进制权重法实现电容阵列，4对开关电容值分别为C_f、2C_f、、4C_f、8C_f，以及基本电容C_b。因此容值随控制码的变化公式为式(4),其中二进制数K＝K₀K₁K₂K₃。

本实施例在4位控制码情况下，采用两段线性逼近法实现电容阵列，一共7对开关电容值分别为C_f1、2C_f1、、4C_f1、C_f2、2C_f2、、4C_f2、C_fb，以及基本电容C_b。第一段线性电容由C_f1、2C_f1、、4C_f1三对开关电容组成，第二段线性电容由C_f2、2C_f2、、4C_f2三对开关电容组成，由于第二段初始电容比第一段初始电容大，因此将第一段线性电容C_f1、2C_f1、、4C_f1三对开关电容作为第二段初始电容的一部分，在此基础上再补充一对基本电容C_fb来达到所需的初始电容值。为此提出本发明中数字逻辑控制电路的算法，容值随控制码的变化公式为式(5)，其中K＝K₀K₁K₂K₃。

根据式(5)，该7位开关电容电路如图2实现，一共7对开关电容值分别为第一线性电容阵列的C_f1、2C_f1、4C_f1，第二线性电容阵列的C_f2、2C_f2、4C_f2，第二基本电容C_fb。其排列方式为，开关b₀左右两端各串联一个C_f1，开关b₁左右两端各串联一个2C_f1，开关b₂左右两端各串联一个4C_f1、，开关b₃左右两端各串联一个C_f2，开关b₄左右两端各串联一个2C_f2，开关b₅左右两端各串联一个4C_f2，开关b₆左右两端各串联一个C_fb。7对开关电容并联构成7位开关电容阵列。通过控制第一组线性电容阵列开关，其容值可以随控制码变化而线性变化，形成了两段线性逼近法曲线的前半段，如图4所示。通过控制第二组线性电容阵列的开关，其容值可以随控制码变化而线性变化，形成了两段线性逼近法曲线的后半段，如图4所示。两组线性电容阵列分别形成不同斜率的直线，逼近理想的指数曲线。再者，后半段的初始电容大于前半段的初始电容，因此在选用第二组线性电容阵列的同时，选中所有第一组线性电容阵列，并在此基础上，增加一对第二基本电容阵列，以补充不足的初始电容。

在相对于二进制权重法，不增加总电容面积的情况下，本方法实现的容值调节曲线更加逼近理想曲线。参见图4，二进制权重排列和两段线性线性逼近法与理想曲线的对比，可知两段线性逼近法可以更加逼近理想曲线。

根据式(5)，该开关选择算法以数字逻辑控制电路实现，如图3所示。该电路由三个与门，三个或门，一条导线组成。其中K₃与K₀连接或门OR1的输入，b₀连接或门OR1的输出；其中K₃与K₁连接或门OR1的输入，b₁连接或门OR1的输出；其中K₃与K₂连接或门OR1的输入，b₂连接或门OR1的输出；其中K₃与K₀连接与门AND1的输入，b₃连接与门AND1的输出；其中K₃与K₁连接与门AND2的输入，b₄连接与门AND2的输出；其中K₃与K₂连接与门AND3的输入，b₅连接与门AND3的输出；且K₃与b₆连接。通过三个或门控制第一线性电容阵列，可以实现在图4中两段线性逼近法曲线的前半段，同时可以补充第二段线性电容初始电容不足，选通第一线性电容阵列所有开关，以补充在第二段线性电容中谐振回路中不足的初始电容。通过三个与门控制第二线性电容阵列，只用于实现在图4中两段线性逼近法曲线的后半段。且导线直接把选段信号连接到第二基本电容，也是将第二基本电容并联进第二组线性电容组，从而达到谐振回路的需要的初始电容值。

针对本例4位控制码，一共16条频带，根据要求的频率范围，确定K＝0000和K＝1111下的两条频带的初始频点f₁₅和f₀(注：以下计算均在频带的初始频率处计算，也就是令C_var为零)，计算绝对均匀间隔f_res,ideal＝(f₁₅-f₀)/15；通过f₀根据式(2)与式(5)计算出C_b。根据两段线性逼近方式，令f₇＝f₀+7f_res,ideal，此时K＝0111，并根据式(2)与式(5)计算出C_f1。令f₈＝f₀+8f_res,ideal，此时K＝1000，并根据式(2)与式(5)计算出C_fb。最后K＝1111时f₁₅，根据式(2)与式(5)计算出C_f2。

在180nm CMOS工艺下，分别使用二进制权重法和两段线性逼近法设计了2.9GHz-3.5GHz的宽带压控振荡器，f₀＝2.9GHz，f₁₅＝3.5GHz，所以绝对平均频带间隔为f_res,ideal＝40MHz。仿真得到相邻频率间隔如图5所示。二进制权重法得到f_res,max＝59.65MHz，f_res,min＝32.98MHz，f_res,max/f_res,min＝1.8。两段线性逼近法得到f_res,max＝43.57MHz，f_res,min＝34.50MHz，f_res,max/f_res,min＝1.26。两段线性逼近法实现的最大频带间隔小于二进制权重法实现的最大频带间隔，且接近40MHz的绝对平均频带间隔f_res,ideal，特别是频带间隔均匀性得到很大的改善，最大频带间隔值与最小频带间隔值的比值从传统二进制权重法的1.8倍下降到本方法的1.26倍，下降了30％，因此在两段线性逼近法实现的宽带压控振荡器中，可以获得更小的调谐增益K_VCO，从而可以使频率合成器获得更好的相噪性能。

本发明通过数字逻辑控制电路将4位控制信号进行转换，实现控制7对开关电容的开关，相比通用的4对开关电容的结构，可以更加逼近理想的容值曲线。

最后所应说明的是，以上具体实施方式仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照实例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (4)

1.一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器，包括压控振荡器，其特征在于：所述压控振荡器由电感电容谐振电路和开关电容阵列电路组成；

上述开关电容阵列电路包括两段线性逼近开关电容阵列和数字逻辑控制电路；

两段线性逼近开关电容阵列由7对开关电容电路并联形成阵列；每对开关电容电路均由1个开关和2个固定电容串联而成；开关串接在2个固定电容之间；其中一个固定电容的另一端连接压控振荡器的振荡输出端VN，另一个固定电容的另一端连接压控振荡器的振荡输出端VP；

数字逻辑控制电路由3个或门OR1-OR3、3个与门AND1-AND3和一根导线组成；或门OR1的2个输入端分别连接外部输入信号K₀和K₃，或门OR1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₀；或门OR2的2个输入端分别连接外部输入信号K₁和K₃，或门OR1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₁；或门OR3的2个输入端分别连接外部输入信号K₂和K₃，或门OR1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₂；与门AND1的2个输入端分别连接外部输入信号K₀和K₃，与门AND1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₃；与门AND2的2个输入端分别连接外部输入信号K₁和K₃，与门AND1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₄；与门AND3的2个输入端分别连接外部输入信号K₂和K₃，与门AND1的输出端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₅；导线的一端连接外部输入信号K₃，另一端连接两段线性逼近开关电容阵列的其中一对开关电容电路的开关b₆。

2.根据权利要求1所述的一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器，其特征在于：

上述电感电容谐振电路包括NMOS晶体管M3和M4、PMOS晶体管M1和M2、电感L、固定电容C_b1和C_b2、以及可变电容C_VAR1和C_VAR2；

PMOS晶体管M1的源极和PMOS晶体管的M2的源极同时连接电源VDD；NMOS晶体管M3的源极与NMOS晶体管M4的源极同时连接地GND；PMOS晶体管M1的漏极、NMOS晶体管M3的漏极、PMOS晶体管M2的栅极和NMOS晶体管M4的栅极与压控振荡器的振荡输出端VP相连；PMOS晶体管M2的漏极、NMOS晶体管M4的漏极、PMOS晶体管M1的栅极和NMOS晶体管M3的栅极与压控振荡器的振荡输出端VN相连；

电感L连接在压控振荡器的振荡输出端VP和VN之间；

固定电容C_b1和C_b2串联后，其一端连接压控振荡器的振荡输出端VP，另一端连接压控振荡器的振荡输出端VN；

可变电容C_VAR1和C_VAR2方向反接，其中间接入控制电压V_TUNE；可变电容C_VAR1和C_VAR2串联后，其一端连接压控振荡器的振荡输出端VP，另一端连接压控振荡器的振荡输出端VN。

3.根据权利要求2所述的一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器，其特征在于：固定电容C_b1和C_b2为等值的固定电容。

4.根据权利要求2所述的一种频带间隔均匀的宽带压控振荡器，其特征在于：可变电容C_VAR1和C_VAR2为等值的可变电容。