CN110277991A - 一种支持低增益变化的宽带压控振荡器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种支持低增益变化的宽带压控振荡器，属于半导体集成电路技术领域，该宽带压控振荡器包括并联连接的电感组件(1)、开关电容阵列(2)、变容管单元(3)和补偿回路(4)，其中，变容管单元(3)包括可变偏置变容管单元(31)和开关变容对管单元(32)，可变偏置变容管单元(31)用来调节宽带压控振荡器的细调谐增益变化，开关变容对管单元(32)用来调节宽带压控振荡器的粗调谐增益变化。该压控振荡器输出频率范围宽，且调谐增益变化小。
Description
技术领域
本发明涉及半导体集成电路技术领域，尤其涉及一种支持低增益变化的宽带压控振荡器。
背景技术
随着无线通信技术和集成电路产业的发展，兼容多协议的收发器芯片成为当前无线通信领域的研究热点。频率合成器作为射频前端的关键模块，主要作用是给收发机中的变频电路提供频率可编程的本地载波信号。为了提高频谱效率，现代无线通信系统大都利用频分复用技术，将用于传输信号的信道的总带宽划分成若干个子频带(或称子信道)，每一个子信道传输一路信号。无线收发机在进行通信时根据信道占用情况、信道质量等进行实时信道切换；具体的，通过改变频率合成器的输出频率来实现信道的切换。
目前主流的集成频率合成器绝大部分都是锁相环型频率合成器，锁相环系统的应用十分的广泛，从全球定位系统到时钟恢复电路，再到无线接收机电路等等；不同的应用领域，对其性能的要求是不一样的，重要的一点是其性能的好坏直接影响到通信系统的质量。因此，高速、低相位噪声、低电源抖动、低功耗以及低芯片面积等的锁相环频率合成器系统逐渐成为工程师们的研究重点。
随着对锁相环型频率合成器的要求越来越趋向于宽带，低相位噪声，低杂散，作为锁相环型频率合成器中的关键模块——压控振荡器(VCO，Voltage-controlledOscillator)，其设计也需要符合输出频率范围大，相位噪声低，增益变化小等要求。
传统的宽带压控振荡器设计采用开关控制金属电容和一对变容管的方式来实现宽带性能，当这样的VCO用于频率合成器中时，自动频率控制(AFC，Auto FrequencyCalibration)对VCO的频率进行粗调，环路滤波器输出的调谐电压对VCO的频率进行细调。在这一调谐过程中会产生大的增益变化，这一增益变化会影响频率合成器的环路带宽，进而影响其环路稳定性。所以VCO在实现宽带性能的同时要兼顾调谐增益性能，调谐增益本身及其在全频带内的变化都应尽可能小。
VCO调谐增益的变化主要由两个方面产生，一方面是不同的开关控制位设置产生电容变化进而产生增益变化，另一方面是变容管的调谐非线性产生增益变化。在现有技术中，有两种典型减小增益变化的方式：
方式一：采用串并金属电容阵列的方法来减小增益的变化。在变容管中间串联金属电容阵列，这样，当频率升高时，压控振荡器增益(Kvco)在随谐振腔中的并联开关金属电容增大的同时会随细调结构中的串联金属电容阵列减小。这样，当我们同时采用细调变容管支路中的串联金属电容结构和谐振腔中的并联金属电容结构时，VCO的增益就会被减小。这一技术的缺陷是由于需要额外的串联一组开关金属电容阵列，VCO的面积会增大。
方式二：对传统VCO结构的开关控制金属电容和变容对管同时采用伪指数电容阵列结构来实现增益变化的减小。VCO的输出频率公式为其中L为电感感抗值，C为电容容量值。为了得到线性的粗调谐特性，金属电容阵列应该满足n-2的关系，n为开关电容阵列的控制码。考虑到电路的实现复杂度，将电容阵列控制位分为四个不同的区间，在四个区间内对电容值进行设计，实现整个频率内总电容的指数化变化，从而得到在细调电压固定时输出频率在全频带内的相对线性变化。这一技术的缺陷是由于需要使电容变化呈现伪指数的趋势，各子段的电容值设计很复杂。
可见，现有技术中VCO设计很难同时满足宽带，小的增益变化的需求。
发明内容
针对现有技术中VCO设计很难同时满足宽带，小的增益变化的问题，本发明提供了一种压控振荡器，该压控振荡器输出频率范围宽，且调谐增益变化小。
本发明提供了一种支持低增益变化的宽带压控振荡器，包括并联连接的电感组件、开关电容阵列、变容管单元和补偿回路；
所述变容管单元包括可变偏置变容管单元和开关变容对管单元；
所述可变偏置变容管单元用来调节所述宽带压控振荡器的细调谐增益变化；
所述开关变容对管单元用来调节所述宽带压控振荡器的粗调谐增益变化。
优选地，所述电感组件采用金属层并联设计的8型电感；
电感组件与第一开关的一端连接，所述第一开关的另一端连接第一电压源。
优选地，所述开关电容阵列通过数字控制位进行控制，所述变容管单元通过数字控制位进行控制。
优选地，所述开关电容阵列包括n条并联的开关电容支路，每条开关电容支路上设置有两个容值相等的I-MOS变容管，n为自然数；
每条开关电容支路上的电容通过数字控制位进行通断控制，所述数字控制位的位数与所述开关电容支路的路数相等。
优选地，所述可变偏置变容管单元包括第一电容、第二电容、第一电阻、第二电阻、第一变容管、第二变容管、第三变容管、第四变容管；
所述第一变容管和所述第二变容管的一端背靠背对接，对接端连接第二电压源；所述第一变容管和所述第二变容管的另一端分别连接所述第一电容和所述第二电容的一端；所述第一电容和所述第二电容的另一端分别连接所述宽带压控振荡器的两个的差分端口；
所述第三变容管和所述第四变容管的一端背靠背对接，对接端连接第三电压源；所述第三变容管的另一端连接所述第一电阻和所述第一变容管的一端；所述第四变容管的另一端连接所述第二电阻和所述第二变容管的一端；所述第一电阻和所述第二电阻的另一端对接，对接端连接第四电压源。
优选地，所述第一电容和第二电容一一对应分别与所述第一电阻和第二电阻组成两个RC振荡回路，用来隔直流；
所述第一电容、第二电容的电容值相等；
所述第一电阻、第二电阻的阻值相等。
优选地，所述开关变容对管单元包括第三电容、第四电容、第三电阻、第四电阻、第五变容管、第六变容管和第二开关；
所述第五变容管和所述第六变容管的一端背靠背对接，对接端连接第五电压源；所述第五变容管的另一端连接所述第三电容和所述第三电阻的一端；所述第六变容管的另一端连接所述第四电容和所述第四电阻的一端；所述第三电阻和所述第四电阻的另一端对接，对接端连接所述第二开关的一端；所述第二开关的另一端设置有连接电压源的端口；所述第三电容和所述第四电容的另一端分别连接所述宽带压控振荡器的两个的差分端口；
其中，所述第二开关通过数字控制位进行通断控制，n为自然数。
优选地，所述第三电容和第四电容一一对应分别与第三电阻和第四电阻组成两个RC振荡回路，用来隔直流；
所述第三电容、第四电容的电容值相等；
所述第三电阻、第四电阻的阻值相等。
优选地，所述第一变容管、第一变容管、第一变容管、第一变容管的为四个A-MOS管。
优选地，所述补偿回路包括第一NMOS管、第二NMOS管；
所述第一NMOS管的栅极连接所述第二NMOS管的漏极；所述第一NMOS管的漏极连接所述第二NMOS管的栅极；所述第一NMOS管的源极与所述第二NMOS管的源极对接，对接端连接至第五电阻的一端，第五电阻的另一端接地。
本发明中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：
本发明主要针对现有应用广泛的宽带VCO中存在的增益变化大的问题，采用一对开关变容管来改善VCO的粗调谐增益，采用可变偏置变容管组合来改善VCO的细调增益。从而实现VCO在整个输出频率范围内小的增益变化，这将有利于VCO被应用模块——频率合成器的环路稳定性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其它的附图。
图1为本发明实施例提供的一种支持低增益变化的宽带压控振荡器的结构示意图；
图2为本发明实施例提供的一种支持低增益变化的宽带压控振荡器的电路原理图；
图3为本发明实施例提供的一种支持低增益变化的宽带压控振荡器的频率调谐曲线示意图；
图4为本发明实施例提供的一种支持低增益变化的宽带压控振荡器的线性调谐范围变化的仿真结果图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例提供了一种支持低增益变化的宽带压控振荡器，如图1所示，该宽带压控振荡器包括并联连接的电感组件1、开关电容阵列2、变容管单元3和补偿回路4；
变容管单元3包括可变偏置变容管单元31和开关变容对管单元32；
可变偏置变容管单元31用来调节宽带压控振荡器的细调谐增益变化；
开关变容对管单元32用来调节宽带压控振荡器的粗调谐增益变化。
在具体实施例中，如图2所示，电感组件1的一端连接第一开关K1，第一开关K1的另一端连接第一电压源VDD1，第一开关K1用于控制宽带压控振荡器的接入。其中，电感组件1采用金属层并联设计的8型电感。
首先是采用了8型电感设计，用于减小电磁耦合问题。同时，电感线圈采用金属层五和金属层六并联设计，用于改善电感的QL值。这是因为集成电路中所有器件都是通过电源网格得到的其所需的供电电压的。由于连续电阻的存在，电流流经电源网格会带来电压降。通过填充金属可以优化压降。通常添加过程是从低到高逐层添加(1,2,3,4……)，就是完成第一层后再添加第二层直至最高层。分析利用填充金属优化压降的效果，对不同金属层添加后的压降进行了对比，在本发明的具体实施例中，采用了金属层五和金属层六并联设计，改善电感Q值的同时，可以使本压控振荡器的性能最优。这是因为VCO的相位噪声性能L与电感的QL值的关系如下:
其中，F是额外噪声系数,k是玻尔兹曼常数,T是开尔文中的绝对温度，Ps为平均功率损耗,QL是电感的品质因数，ω0是输出频率偏移量，Δω为频率偏移量，Δω1/f3为1/f3和1/f2区域的拐角频率。
由公式(1)可以得到，电感的QL值越高，相位噪声越低。因此，在本实施例的教导下，本领域的技术人员可以根据实际需要，改变此形状电感的L值、Q值和面积。
在具体实施例中，如图2所示，开关电容阵列2包括n条(n为自然数)并联的开关电容支路，每条开关电容支路上设置有两个容值相等的I-MOS(Inversion-mode MOSvaractor，反型金属氧化物半导体变容管)变容管：第1条开关电容支路包括两个容值相等的电容C_M1，第2条开关电容支路包括两个容值相等的电容C_M2，...，第n条开关电容支路包括两个电容C_Mn。每条开关电容支路上的电容用数字控制位进行通断控制，数字控制位的位数与多条并联的开关电容支路的路数相等。数字控制位(code_1,code_2,...,code_n)用于一一对应控制n条开关电容支路的导通与关断。在数字控制位的控制下，多条并联的开关电容支路中处于导通状态的开关电容支路输出导通电容值，多条并联的开关电容支路中每相邻的两条开关电容支路的导通电容值呈两倍的关系；在数字控制位的控制下，多条并联的开关电容支路中处于关断状态的开关电容支路输出关断电容值，多条并联的开关电容支路中每相邻的两条开关电容支路的关断电容值呈两倍的关系。当电容C_M1的导通、关断电容值分别为a、b时，电容C_Mi的导通、关断电容值分别为(a*2i-1)、(b*2i-1)，其中，i在区间2～N内取整。
例如，开关电容阵列单元21包括6条并联且设置有电容的开关电容支路，第1条开关电容支路包括两个电容C_M1、第2条开关电容支路包括两个电容C_M2、...、第6条开关电容支路包括两个电容C_M6。设定电容C_M1的电容值为(10～20)pF，则电容C_M2的电容值为(20～40)pF、电容C_M3的电容值为(40～80)pF、...、电容C_M6的电容值为(320～640)pF。当第1条开关电容支路处于关断状态时，电容C_M1的电容值为10pF的关断电容值，当第1条开关电容支路处于导通状态时，电容C_M1的电容值为20pF的导通电容值；当第2条开关电容支路处于关断状态时，电容C_M2的电容值为20pF的关断电容值(为电容C_M1的关断电容值的两倍)，当第2条开关电容支路处于导通状态时，电容C_M2的电容值为40pF的导通电容值(为电容C_M1的开电容值的两倍)；...；当第6条开关电容支路处于关断状态时，电容C_M6的电容值为320pF的关断电容值，当第6条开关电容支路处于导通状态时，电容C_M6的电容值为640pF的导通电容值。
对应的，数字控制位有六位，用于一一对应控制6条并联且设置有电容的开关电容支路的导通与关断。数字控制位为六位二进制数，其中，当控制位为二进制“1”时，控制对应的开关电容支路导通，当控制位为二进制“0”时，控制对应的开关电容支路关断。例如，数字控制位“011011”的第三位(从高到低)用于控制第3条开关电容支路的导通或关断，数字控制位的第三位为“1”，控制第3条开关电容支路导通，以使第3条开关电容支路的电容值为80pF。在其它实施方式中，当数字控制位的第三位为“0”时，控制第3条开关电容支路关断，以使第3条开关电容支路的电容值为40pF。总之，在具体实施过程中，数字控制位生成模块可根据需要输出不同的数字控制位，以控制开关电容阵列2输出不同的电容值，将VCO的输出频率划分为多个频带，以使每一个频带的调谐带宽减小，并且以电容作开关电容阵列，开关电容阵列2的电容变化率较小。
另外，开关电容阵列2中的电容采用NMOS管形成的I-MOS管。一方面，由于NMOS器件相对于PMOS器件具有更高传导率，在提供相同跨导gm时NMOS器件尺寸更小，所以NMOS结构相比PMOS结构具有更小的寄生电容，增加了VCO的调谐范围，同时减小了器件的栅-源电容引起的栅极电流噪声源。
在宽带VCO的实现过程中，本发明采用传统的二进制编码控制，且采用一对NMOS管作为负阻对管对谐振腔的能量消耗进行补偿，则压控振荡器的输出频率f0的公式为：
公式(2)中，Cv是变容管单元31的电容值，Cb是开关电容阵列单元32的电容值，Cgs为补偿回路4中第一NMOS管NM1和第二NMOS管NM2的栅源寄生电容，Cgd为补偿回路4中第一NMOS管NM1和第二NMOS管NM2栅漏寄生电容。当要求输出很低的频率时，开关金属电容的值很大，变容管的电容值会相对很小，导致调谐增益小，而在高频处，金属电容的值很小，变容管的电容值会相对很大，导致调谐增益大。这样就会导致大的增益变化。经验上，VCO输出增益的变化与调谐范围变化呈现如下关系：
其中，Kvco，max是压控振荡电路的最大增益，Kvco，min是压控振荡电路的最小增益，fo，max是压控振荡电路输出的最大频率，fo，min是压控振荡电路输出的最小频率。
开关电容阵列2中的电容采用I-MOS变容管来代替常用的开关金属电容，由于I-MOS变容管的电容值的变化要小于开关金属电容的电容值，所以VCO的整体增益Kvco减小。
在具体实施例中，如图2所示，可变偏置变容管单元31包括第一电容C1、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2、第一变容管Var1、第二变容管Var2、第三变容管Var3、第四变容管Var4；
第一变容管Var1和第二变容管Var2的一端背靠背对接，对接端连接第二电压源VDD2；第一变容管Var1和第二变容管Var2的另一端连接第一电容C1和第二电容C2的一端；第一电容C1和第二电容C2的另一端连接宽带压控振荡器的两个的差分端口VCO_P、VCO_N；
第三变容管Var3和第四变容管Var4的一端背靠背对接，对接端连接第三电压源VDD3；第三变容管Var3另一端连接第一电阻R1和第一变容管Var1；第四变容管Var4另一端连接第二电阻R2和第二变容管Var2的一端；第一电阻R1和第二电阻R2的另一端对接，对接端连接第四电压源VDD4。
可变偏置变容管单元31的偏置电压为第二电压源VDD2和第三电压源VDD3提供的电压，由于第一电阻R1和第二电阻R2分压的原因，第二电源VDD2的提供的偏置电压与第三电压源VDD3提供的偏置电压呈两倍的关系。这样的偏置电压可以用于增加第一变容管Var1、第二变容管Var2、第三变容管Var3、第四变容管Var4的线性调谐范围，减少细调增益的变化。
LC谐振器的振荡频率公式为：
由公式(4)可知，当电感L一定时，可通过调整电容C来获得不同的输出频率f，而电容C容值的调节是通过改变控制电压的大小来实现的，并且输出频率f与偏置电压存在如图3所示的曲线关系，即单频带VCO的频率调谐范围曲线，图3中，当通过单频带实现频率调谐范围fL～fH时，其增益ΔK可表示为：
公式(5)中，Δf0为频率范围fL～fH的频率上限与频率下限之差(即fH-fL)，Δu0(即u2-u1)为VCO输出频率覆盖频率范围fL～fH时的电容控制电压的改变量。
所以当可变偏置变容管单元31的偏置电压为VDD和VDD/2时，可以增加第一变容管Var1、第二变容管Var2、第三变容管Var3、第四变容管Var4的线性调谐范围(仿真结果如图4所示)，减少细调增益的变化。
在具体实施例中，如图2所示，开关变容对管单元32包括第三电容C3、第四电容C4、第三电阻R3、第四电阻R4、第五变容管Var5、第六变容管Var6和第二开关K2；
第五变容管Var5和第六变容管Var6的一端背靠背对接，对接端连接第五电压源VDD5；第五变容管Var5的另一端分别连接第三电容C3和第三电阻R3的一端；第六变容管Var6的另一端连接第四电容C4和第四电阻R4的一端；第三电阻R3和第四电阻R4的另一端对接，对接端连接第二开关K2的一端；第二开关K2的另一端设置有连接电压源的端口VDD_Port；第三电容C3和第四电容C4的另一端分别连接宽带压控振荡器的两个的差分端口VCO_P、VCO_N。
第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4一一对应分别和第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4分别组成了四个RC振荡回路，用来隔直流。其中，第一电容C1、第二电容C2的电容值相等；第三电容C3、第四电容C4的电容值相等；第一电阻R1、第二电阻R2的阻值相等；第三电阻R3、第四电阻R4的阻值相等。
另外，第二开关K2与开关电容阵列2中的第n(n为自然数)条支路共用相同的数字控制位Code_n进行通断控制。保证压控振荡器只有在低频部分被接入谐振腔，实现数字控制位不同值下的粗调谐振增益变化减少。
数字控制位生成模块可根据需要输出不同的数字控制位，以控制开关电容阵列单元2输出不同的电容值，将VCO的输出频率划分为多个频带，从整体上划分为高频部分和低频部分。数字控制位code_n控制第二开关K2的开断，当数字控制位code_n为“1”时，电路导通，变容管单元3被接入谐振腔内，实现数字控制位不同值下的粗调谐振增益变化减少。
在具体实施例中，如图2所示，补偿回路4包括第一NMOS管NM1、第二NMOS管NM2；
第一NMOS管NM1的栅极连接第二NMOS管NM2的漏极；第一NMOS管NM1的漏极连接第二NMOS管NM2的栅极；第一NMOS管NM1的源极与第二NMOS管NM2的源极对接，对接端连接至第五电阻R5的一端，第五电阻R5的另一端接地。
本发明主要针对现有应用广泛的宽带VCO中存在的增益变化大的问题，采用一对开关变容管来改善VCO的粗调谐增益，采用可变偏置变容管组合来改善VCO的细调增益。从而实现VCO在整个输出频率范围内小的增益变化，这将有利于VCO被应用模块-频率合成器的环路稳定性。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例做出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (10)
1.一种支持低增益变化的宽带压控振荡器，其特征在于，所述宽带压控振荡器包括并联连接的电感组件(1)、开关电容阵列(2)、变容管单元(3)和补偿回路(4)；
所述变容管单元(3)包括可变偏置变容管单元(31)和开关变容对管单元(32)；
所述可变偏置变容管单元(31)用来调节所述宽带压控振荡器的细调谐增益变化；
所述开关变容对管单元(32)用来调节所述宽带压控振荡器的粗调谐增益变化。
2.如权利要求1所述的支持低增益变化的宽带压控振荡器，其特征在于，所述电感组件(1)采用金属层并联设计的8型电感；
所述电感组件(1)与第一开关(K1)的一端连接，所述第一开关(K1)的另一端连接第一电压源(VDD1)。
3.如权利要求1所述的支持低增益变化的宽带压控振荡器，其特征在于，所述开关电容阵列(2)通过数字控制位(Code_1～Code_n)进行控制，所述变容管单元(3)通过数字控制位(Code_n)进行控制。
4.如权利要求3所述的支持低增益变化的宽带压控振荡器，其特征在于，所述开关电容阵列(2)包括n条并联的开关电容支路，每条开关电容支路上设置有两个容值相等的I-MOS变容管，n为自然数；
每条开关电容支路上的电容通过数字控制位(Code_1～Code_n)进行通断控制，所述数字控制位的位数与所述开关电容支路的路数相等。
5.如权利要求1所述的支持低增益变化的宽带压控振荡器，其特征在于，所述可变偏置变容管单元(31)包括第一电容(C1)、第二电容(C2)、第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第一变容管(Var1)、第二变容管(Var2)、第三变容管(Var3)、第四变容管(Var4)；
所述第一变容管(Var1)和所述第二变容管(Var2)的一端背靠背对接，对接端连接第二电压源(VDD2)；所述第一变容管(Var1)和所述第二变容管(Var2)的另一端分别连接所述第一电容(C1)和所述第二电容(C2)的一端；所述第一电容(C1)和所述第二电容(C2)的另一端分别连接所述宽带压控振荡器的两个的差分端口(VCO_P、VCO_N)；
所述第三变容管(Var3)和所述第四变容管(Var4)的一端背靠背对接，对接端连接第三电压源(VDD3)；所述第三变容管(Var3)的另一端连接所述第一电阻(R1)和所述第一变容管(Var1)的一端；所述第四变容管(Var4)的另一端连接所述第二电阻(R2)和所述第二变容管(Var2)的一端；所述第一电阻(R1)和所述第二电阻(R2)的另一端对接，对接端连接第四电压源(VDD4)。
6.如权利要求5所述的支持低增益变化的宽带压控振荡器，其特征在于，所述第一电容(C1)和第二电容(C2)一一对应分别与所述第一电阻(R1)和第二电阻(R2)组成两个RC振荡回路，用来隔直流；
所述第一电容(C1)、第二电容(C2)的电容值相等；
所述第一电阻(R1)、第二电阻(R2)的阻值相等。
7.如权利要求3所述的支持低增益变化的宽带压控振荡器，其特征在于，所述开关变容对管单元(32)包括第三电容(C3)、第四电容(C4)、第三电阻(R3)、第四电阻(R4)、第五变容管(Var5)、第六变容管(Var6)和第二开关(K2)；
所述第五变容管(Var5)和所述第六变容管(Var6)的一端背靠背对接，对接端连接第五电压源(VDD5)；所述第五变容管(Var5)的另一端连接所述第三电容(C3)和所述第三电阻(R3)的一端；所述第六变容管(Var6)的另一端连接所述第四电容(C4)和所述第四电阻(R4)的一端；所述第三电阻(R3)和所述第四电阻(R4)的另一端对接，对接端连接所述第二开关(K2)的一端；所述第二开关(K2)的另一端设置有连接电压源的端口(VDD_Port)；所述第三电容(C3)和所述第四电容(C4)的另一端分别连接所述宽带压控振荡器的两个的差分端口(VCO_P、VCO_N)；
其中，所述第二开关(K2)通过数字控制位(Code_n)进行通断控制，n为自然数。
8.如权利要求7所述的支持低增益变化的宽带压控振荡器，其特征在于，所述第三电容(C3)和第四电容(C4)一一对应分别与第三电阻(R3)和第四电阻(R4)组成两个RC振荡回路，用来隔直流；
所述第三电容(C3)、第四电容(C4)的电容值相等；
所述第三电阻(R3)、第四电阻(R4)的阻值相等。
9.如权利要求5所述的支持低增益变化的宽带压控振荡器，其特征在于，所述第一变容管(Var1)、第一变容管(Var2)、第一变容管(Var3)、第一变容管(Var4)的为四个A-MOS管。
10.如权利要求1所述的支持低增益变化的宽带压控振荡器，其特征在于，所述补偿回路(4)包括第一NMOS管(NM1)、第二NMOS管(NM2)；
所述第一NMOS管(NM1)的栅极连接所述第二NMOS管(NM2)的漏极；所述第一NMOS管(NM1)的漏极连接所述第二NMOS管(NM2)的栅极；所述第一NMOS管(NM1)的源极与所述第二NMOS管(NM2)的源极对接，对接端连接至第五电阻(R5)的一端，第五电阻(R5)的另一端接地。
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