CN102195639A

CN102195639A - 低噪声偏置电路及宽带压控振荡电路

Info

Publication number: CN102195639A
Application number: CN 201110097058
Authority: CN
Inventors: 卢超; 李玺; 周健军
Original assignee: SHANGHAI XINPUZHEN MICROELECTRONIC CO Ltd
Current assignee: SHANGHAI XINPUZHEN MICROELECTRONIC CO Ltd
Priority date: 2011-04-18
Filing date: 2011-04-18
Publication date: 2011-09-21

Abstract

本发明提供一种低噪声偏置电路以及宽带压控振荡电路。其中，低噪声偏置电路包括：直流电压提供电路；电流源与二极管串联成的串联电路，其连接所述直流电压提供电路，用于将二极管的正向导通压降作为偏置电压以提供给宽带压控振荡器。将所述低噪声偏置电路连接CMOS电感电容压控振荡器，则形成宽带压控振荡电路。本发明的优点包括：所述低噪声偏置电路可以有效地抑制电源噪声及其自身的噪声，在宽带压控振荡器的中有着广大的应用前景。

Description

低噪声偏置电路及宽带压控振荡电路

技术领域

本发明涉及一种偏置电路，特别涉及一种低噪声偏置电路及宽带压控振荡电路。

背景技术

随着通信技术的蓬勃发展以及多模多频技术的推进，现代无线通信系统往往需要覆盖多个频带，这就要求本振信号也应覆盖较大频率范围；与此同时，还对本振信号的频谱纯度也提出了较为严苛的要求。压控振荡器是通信系统中用于产生本振信号的模块，其性能直接决定通信系统的性能，因此设计一个宽带低噪声的压控振荡器对现代无线通信系统显得尤为重要。

现有CMOS振荡器可以分为环形振荡器和电感电容振荡器两大类。环形振荡器的相位噪声性能较差，主要被用来产生片上时钟信号；电感电容振荡器由于其良好的相位噪声性能而广泛用来为射频通信系统提供本振信号。近年来，随着CMOS技术的发展，片上电感的实现成为了可能，这就使得全集成的片上电感电容振荡器的实现变得更加容易。

图1示出了一个典型的CMOS电感电容压控振荡器的原理图，M0是尾电流管，为振荡器提供电流；M1～M4是负阻抗电路，用来补偿谐振腔的能量损耗；电感L和可变电容Cv形成谐振腔。通过改变控制电压V_tune，可变电容Cv的有效值就会变化，从而使得谐振频率发生变化。可变电容作为压控振荡器的重要元件，其实现方式主要有两种：一种是采用工作在反偏状态下的二极管的结电容，另一种是采用MOS管构成的可变电容。MOS可变电容的电容调节范围远大于二极管可变电容的调节范围，因此在宽带压控振荡器中往往需要采用MOS可变电容来增大振荡器的频率调节范围。

请参见图2a与2b，其分别为常用的MOS可变电容的剖面图和电容-电压特性，从图中可以看出，当MOS可变电容两端的电压差(即V_gs，也就是V_gate与V_D＝S之差)很小的时候，随着控制电压V_gs的变化，电容值变化较大；当MOS可变电容两端的电压差很大的时候，随着控制电压V_gs的变化，电容值几乎保持不变。由此可见，当图1所示的一个可变电容Cv的一端接控制电压V_tune、另一端直接连在M1和M3的漏端；另一个可变电容Cv的一端接控制电压V_tune、另一端直接连在M2和M4的漏端，由于M0管的过驱动电压一般都很小，并且M1管和M3管、M2管和M4管都比较对称，因此，M1管和M3管的漏端以及M2管和M4管的漏端的直流电压均接近于VDD/2。当控制电压V_tune在VDD/2附近变化时，可变电容Cv的电容值变化就会比较陡峭，当Vtune接近0或者VDD时，可变电容Cv的电容值基本保持不变。

虽然图1所示的电路很好地利用了CMOS可变电容大的容值变化范围，但是这种电路却很难应用于实际当中。因为在实际的电路中，电源电压是由低压差线性稳压器(LDO)或者DC-DC转换器提供，LDO或DC-DC转换器都非理想器件，不可避免都存在输出噪声。如果尾电流源M0管提供的电流恒定，那么M3管和M4管的栅源电压V_GS也是恒定的，如此一来，LDO或者DC-DC转换器输出的噪声将直接出现在可变电容Cv的一端，如图3所示。这个噪声直接调制可变电容的电容值，从而恶化了振荡器的相位噪声。因此，图1中所示的电路只能用于科学研究，在测试的时候，可以通过干电池(干电池的输出噪声一般都比较小)来提供电源电压。

为了把图1所示电路应用到实际中，很多人都做出了尝试。比较流行的一种做法如图4所示，采用一个固定电容C与可变电容Cv串联来取代原来的可变电容，固定电容的另一端接在振荡器的输出端，固定电容和可变电容中间的节点通过一个电阻接到一个固定的偏置电位V_bias。通过对图4所示的电路的分析，可以得到压控振荡器输出端(Out-)的噪声到可变电容一端M点的传递函数为：

H (s) = \frac{sRC}{1 + sR (C + C_{V})} - - - (0 - 1)

式(0-1)所对应的波特图如图5所示，从图5中可以看出，该传输函数呈现高通特性。因此，LDO或者DC-DC转换器输出噪声的低频部分(尤其是闪烁噪声)将会得到较大的抑制。

虽然图4所示的压控振荡器能有效地降低LDO或者DC-DC转换器对压控振荡器相位噪声的贡献，但是如何提供偏置电压V_bias却是一道难题。目前主要有3种方法：第一种是直接由片外干净的电源来提供；第二种方法是在片内由分压电路产生；第三种是采用开关电容的方式。第一种方法的缺点在于不能集成；第三种方法需要一个时钟，电路相对比较复杂；因此，较为常用的是以电阻分压来获得偏置电压V_bias。

如图6所示，偏置电压V_bias通过电阻R1和R2组成的电阻网络分压得到。图7示出了图6所对应的噪声分析电路。假设电阻R1和R2都是理想的，LDO的输出端有一个噪声源

从偏置电压V_bias向右看是图4中的电阻R和可变电容Cv以及固定电容的并联网络，呈现出高阻抗，这个高阻抗与电阻R2并联，因此由LDO产生的噪声电压v_n在偏置电压V_bias点所引起的噪声约为

由于偏置电压V_bias需要在VDD/2附近，所以偏置电压V_bias端的噪声电压约为LDO输出端噪声的一半。这个噪声电压通过电阻R和可变电容Cv以及固定电容C分压，而得到可变电容一端M点的噪声电压。电阻R的阻抗往往小于可变电容Cv的阻抗，因此M点的噪声电压几乎和偏置电压V_bias端的噪声电压相等。通过以上分析可以看出，这种结构还是会把LDO的输出噪声引入到压控振荡器中。

因此，需要对现有压控振荡器的偏置电路予以改进。

发明内容

本发明的目的在于提供一种低噪声偏置电路及宽带压控振荡电路。

为了达到上述目的及其他目的，本发明提供的用于宽带压控振荡器的低噪声偏置电路，包括：直流电压提供电路；电流源与二极管串联成的串联电路，其连接所述直流电压提供电路，用于将所述二极管的正向导通压降作为偏置电压以提供给宽带压控振荡器。

本发明提供的宽带压控振荡电路，包括：由电感及可变电容构成谐振腔的CMOS电感电容压控振荡器，所述可变电容包括第一可变电容及第二可变电容，且第一可变电容的一端与所述第二可变电容的一端连接；前述低噪声偏置电路，其输出端通过第一电阻连接在所述第一可变电容的另一端，以便向所述第一可变电容提供偏置电压。

此外，所述低噪声偏置电路的输出端通过第二电阻连接在所述第二可变电容的另一端，以便向所述第二可变电容提供偏置电压。

综上所述，本发明的低噪声偏置电路采用电流源及二极管形成的串联电路来向压控振荡器提供偏置电压，由此，可有效地抑制电源噪声及其本身的噪声，提高压控振荡器的性能。

附图说明

图1为CMOS电感电容压控振荡器的电路示意图。

图2a为可变电容的剖面图。

图2b为可变电容的电容值与控制电压关系示意图。

图3为电源噪声对压控振荡器输出噪声的影响示意图。

图4为用于替代图1所示的可变电容的电容电路示意图。

图5为图4所示的电容电路从Out-端到M点的传输特性示意图。

图6为电阻分压式的偏置电路示意图。

图7为图6所示的偏置电路所对应的噪声分析电路示意图。

图8为本发明的用于宽带压控振荡器的低噪声偏置电路示意图。

图9为本发明的用于宽带压控振荡器的低噪声偏置电路采用的电流源的电路示意图。

图10为本发明的宽带压控振荡电路示意图。

图11为图10所示的宽带压控振荡电路所对应的噪声分析电路示意图。

图12为本发明的宽带压控振荡电路和采用图6所示的电阻分压式的偏置电路的压控振荡电路的效果对比示意图。

具体实施方式

请参阅图8，本发明的用于宽带压控振荡器的低噪声偏置电路包括：直流电压提供电路及串联电路。

所述直流电压提供电路用于提供直流电压，其可以为低压差线性稳压器(即LDO)，也可以为DC-DC转换器等。

所述串联电路连接所述直流电压提供电路，其包括电流源I_ref及二极管D，用于将所述二极管D的正向导通压降作为偏置电压V_bias以提供给宽带压控振荡器。由于二极管D的正向压降大约在0.7-0.8V之间。在1.8V的电源电压下，这二极管D的正向压降V_bias与VDD/2＝1.8/2＝0.9V比较接近。

优选的，所述电流源I_ref可采用恒定跨导结构来形成，例如，采用如图9所示的恒定跨导结构所形成的电流源。

优选的，所述电流源I_ref可以采用Vt/R结构来形成。

本领域技术人员应该理解，上述所示仅仅只是列示，而非对本发明的限制，事实上，电流源的结构并非以所示为限，例如，也可采用非恒定跨导结构所形成的电流源等等。此外，串联电路也并非以所示为限，例如，如果需要提供的偏置电压V_bias约为1.6V，则所述串联电路可包括两个串联的二级管等。

如图10所示，本发明的宽带压控振荡电路包括：CMOS电感电容压控振荡器以及上述所述的低噪声偏置电路。

所述CMOS电感电容压控振荡器包括由电感L及可变电容构成的谐振腔。所述可变电容包括第一可变电容Cv1及第二可变电容Cv2，且第一可变电容Cv1的一端与所述第二电容Cv2的一端连接。此外，所述谐振腔还包括容抗为定值的固定电容C1及固定电容C2，其中，固定电容C1连接在第一可变电容Cv1的另一端，固定电容C2连接在第二可变电容Cv2的另一端。

需要说明的是，本领域技术人员应该理解，上述所示的CMOS电感电容压控振荡器仅仅只是列示，而非对本发明的限制，事实上，CMOS电感电容压控振荡器也可采用其他的结构，如 NMOS电感电容压控振荡器，PMOS电感电容压控振荡器以及Colpitts振荡器等。

所述低噪声偏置电路的输出端通过第一电阻R11连接在所述第一可变电容Cv1的另一端，以便向所述第一可变电容Cv1提供偏置电压。

优选的，所述低噪声偏置电路的输出端还通过第二电阻R12连接在所述第二可变电容Cv2的另一端。

以下将通过图示来分析图10所示电路的噪声。用

来模拟LDO和电流源I_ref的噪声电流，如图11所示，A点右侧连接的CMOS电感电容压控振荡器的阻抗是高阻抗，A点上方的电流源也是高阻抗，而A点下方的二极管为低阻抗，因此噪声电流主要从二极管D流走，由于二极管D的正向导通电阻非常小，噪声电流流过D在A点产生的噪声电压也将非常小，从而M点的噪声电压也将非常小，这就可以抑制LDO和电流源I_ref的输出噪声。

图12示出了图10中所示偏置电压V_bias对宽带压控振荡电路相位噪声的影响。其中，粗线是采用图6所示的电阻分压电路产生的偏置电压V_bias所对应的相位噪声特性，细线是采用图8中串联电路产生的偏置电压V_bias所对应的相位噪声特性。由图12可以看出，采用图8所示电路产生偏置电压V_bias，宽带压控振荡电路的相位噪声比采用电阻分压结构的相位噪声降低了2.6dB。

综上所述，本发明的低噪声偏置电路采用电流源与二级管串联的方式来向CMOS电感电容压控振荡器提供偏置电压，可有效抑制电源噪声及其自身的噪声，在宽带压控振荡器的中有着广大的应用前景。

上述实施例仅列示性说明本发明的原理及功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此项技术的人员均可在不违背本发明的精神及范围下，对上述实施例进行修改。因此，本发明的权利保护范围，应如权利要求书所列。

Claims

1.一种用于宽带压控振荡器的低噪声偏置电路，其特征在于包括：

直流电压提供电路；

电流源与二极管串联成的串联电路，其连接所述直流电压提供电路，用于将二极管的正向导通压降作为偏置电压以提供给宽带压控振荡器。

2.如权利要求1所述的用于宽带压控振荡器的低噪声偏置电路，其特征在于：所述电流源包括采用恒定跨导器结构来形成。

3.如权利要求1所述的用于宽带压控振荡器的低噪声偏置电路，其特征在于：所述电流源包括采用Vt/R结构来形成。

4.如权利要求1所述的用于宽带压控振荡器的低噪声偏置电路，其特征在于：所述直流电压提供电路包括低压差线性稳压器。

5.如权利要求1所述的用于宽带压控振荡器的低噪声偏置电路，其特征在于：所述直流电压提供电路包括DC-DC转换器。

6.一种宽带压控振荡电路，包括由电感及可变电容构成谐振腔的CMOS电感电容压控振荡器，所述可变电容包括第一可变电容及第二可变电容，且第一可变电容的一端与所述第二可变电容的一端连接，其特征在于还包括：

权利要求1至5任一项所述的低噪声偏置电路，其输出端通过第一电阻连接在所述第一可变电容的另一端，以便向所述第一可变电容提供偏置电压。

7.如权利要求6所述的宽带压控振荡电路，其特征在于：所述低噪声偏置电路的输出端通过第二电阻连接在所述第二可变电容的另一端，以便向所述第二可变电容提供偏置电压。