CN101379693B - 振荡器增益均衡 - Google Patents

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Abstract

一种可控振荡器生成其频率可由输入信号控制的输出信号。该振荡器包括：可切换可变电容器装置，用于调谐所述可控振荡器的输出频率；以及电路，其与所述可切换可变电容器装置相结合来生成振荡信号，所述振荡信号的频率至少部分地为所述可切换可变电容器装置的总电容的函数。所述可切换可变电容器装置包括：多个可变电容器，其每一个都可通过调谐控制信号来调谐；以及开关装置，其在一个或多个开关控制信号的控制下有选择地打开或闭合到一个或多个所述可变电容器的电通路，其中通过所述一个或多个开关控制信号的状态来控制对所述可切换可变电容器装置的总电容作出贡献的可变电容器的数量。

Description

振荡器增益均衡
技术领域
本发明涉及振荡器，更具体地说，涉及用于控制振荡器增益的方法和装置，并且还涉及用于控制振荡器增益以补偿由电路中的其他部件(例如锁相环)引起的增益变化的方法和装置。 
背景技术
在目前和即将出现的标准中，例如在用于手持式设备的数字视频广播(DVB-H)中，都有使用宽的频带宽度的无线电通信。当无线电单元被设计成支持几种标准(例如GSM、EDGE、W-CDMA)，从而要求它具有多频带能力时，也会出现对适应宽的频带宽度的需要。此外，一个给定标准(例如GSM)的频率标准在国与国之间可能不同，从而要求打算供全球市场使用的移动电话具有与在几种标准被覆盖时相同的多频带能力。相对于中心频率的大的频带宽度要求宽带无线电解决方案。 
频率合成器是收发器的一部分，该收发器生成具有所需频率范围的信号。通常把频率合成器设计为锁相环(PLL)，所述锁相环是在其中比较输出信号(或从该输出信号导出的信号)的相位与基准输入信号的相位的闭环系统。利用这些相位值之间的差来生成控制可控振荡器的输出频率的一个或多个信号。 
可控振荡器通常被实施为：1)LC振荡器，或2)环形振荡器。通常选择互补LC振荡器来支持环形振荡器，这是由于其对给定级别的功率消耗具有更好的相位噪声性能。其示例性实施例在图1中被示出的互补LC振荡器100，在无线电电路设计中对于其良好的相位噪声、低的电压操作、容易的实施以及微分运算都扮演了重要的角色。 
然而，互补LC振荡器100的现有实施伴随着问题。LC振荡器100的频率由 f = 1 / 2 π LC 来确定，其中L是谐振器的电感，C是谐振器的电容。为了改变频率，必须改变L值和C值中的至少一个。因为电感量与电感器的几何结构紧密联系，所以改变电感是困难的。在公布的文献中已经发表了通过切换电感器或以其他方式改变几何结构来改变电感的  实验。该技术常常伴随着电感器的Q值的损失和/或区域的低效率。总之，电感的改变粒度太粗，以至于无法代替对改变电容的需要。 
一种所建立并被接受的技术是通过分立可切换电容器部件来改变电容。在图1中用Cdis示出的分立可切换电容器部件被用于频率的粗调，并且由数字字所控制的尺寸固定的电容器的阵列构成。该数字字的长度与PLL的带宽一起设置振荡器的最小增益。 
通过将特定数字字应用于分立可切换电容器部件来实现振荡器频率的粗调。在粗调之后，执行细调以精确地得到所期望的频率。通常通过改变在图1中用Cvar示出的变容二极管的调谐控制信号vctrl来执行细调。在模拟PLL中，振荡器在连续范围内是可调的，通常是借助于单个变容二极管、二极管或等同物。为了保持低的相位噪声，小的变容二极管Cvar是所期望的。由引入分立可切换电容器部件Cdis所产生的子带的带宽来确定变容二极管Cvar的最小尺寸。当在宽带频率合成器内要满足振荡器增益与频率之间的关系的要求和对推频(pushing)所要求的灵敏度时，就遇到了单个变容二极管Cvar的问题。 
压控振荡器的增益HVCO是一阶近似，其与频率的立方成比例。对这一关系的简略推导如下： 
                    ω＝2πf 
ω = 1 LC
H VCO ~ Δω Δ V ctrl
                    ΔVctrl～ΔC 
∂ ω ∂ C = ∂ ( LC ) - 1 / 2 ∂ C = - L 2 ( 1 LC ) 3
这意味着在频带大的情况下将有大的振荡器增益变化。大的振荡器增益变化是有害的，因为它改变了PLL的稳定性、带宽和相位噪声。 
推频参数表示从电压馈送到输出频率的传递。这意味着在馈电线路上的噪声将呈现为(形成)在振荡器输出上的相位噪声。占优势地，与高推频值有关的问题出现在高频，因为在这些频率上几乎没有电容与变容二极管并联。这使得变容二极管Cvar对该值具有大的影响。由于变容  二极管Cvar是具有非线性特性的压控电容器，所以其有效电容随电压摆动的变化(即当改变电源电压时)而变化。 
US 2003/0231068 A1公开了通过下列步骤来补偿PLL内的调谐增益变化：估计振荡器的调谐增益，然后通过标称调谐增益与测量的调谐增益的比来调节电荷泵电流值。US 2004/0263272 A1类似地公开了基于VCO的增益来调节电荷泵的增益，以使该装置(arrangement)的总增益被保持在期望的范围内。然而，这种技术没能利用VCO本身来提高整体性能。 
US 2005/275478公开了一种压控振荡器，该压控振荡器包括并联谐振电路和频率调谐灵敏度控制部分。该频率控制部分通过控制在高频开关电路内所包含的开关元件的开/关来移动振荡频带。该频率调谐灵敏度控制部分调节可变电容电路的总电容相对于控制电压的变化率，这取决于要使用的频带。 
发明内容
因此，期望提供一种减少了上述及其他问题的影响的振荡器。 
应当强调，术语“包括”和“包含”在被用于本说明书中时，是被用来规定所述的特征、整体、步骤或部件的存在；但是这些术语的使用并不排除一个或多个其他的特征、整体、步骤、部件或其组合的存在或附加。 
根据本发明的一个方面，在下述可控振荡器中实现前述及其他目的，该可控振荡器包括：可切换可变电容器装置，用于调谐可控振荡器的输出频率；以及电路，该电路与可切换可变电容器装置相结合来生成振荡信号，该振荡信号的频率至少部分地为可切换可变电容器装置的总电容的函数。可切换可变电容器装置包括：多个可变电容器，其每一个都可通过调谐控制信号来调谐；以及开关装置，其在一个或多个开关控制信号的控制下有选择地打开或闭合到一个或多个所述可变电容器的电通路，其中通过所述一个或多个开关控制信号的状态来控制对可切换可变电容器装置的总电容作出贡献的可变电容器的数量。 
在一些实施例中，一个或多个可变电容器中的每一个被布置成与开关装置中多个开关内的相应开关相串联，由此，可变电容器在所述相应开关打开时不对可切换可变电容器装置的总电容作出贡献，以及可变电 容器在所述相应开关闭合时对可切换可变电容器装置的总电容作出贡献。 
在一些实施例中，每一个所述开关包括第一开关和第二开关；第一开关被布置成在所述可变电容器中的相应可变电容器接入可切换可变电容器装置时防止直流偏置电流流入调谐控制信号；以及第二开关被布  置成在将该相应可变电容器从可切换可变电容器装置中切断时防止该相应可变电容器具有浮动的电位。 
可变电容器可以是变容二极管。另外，例如可以通过互补金属氧化物半导体(CMOS)技术来实施可切换可变电容器装置。 
另一方面，可变电容器中至少一个的尺寸不同于可变电容器中至少另一个的尺寸。 
又一方面，可控振荡器是锁相环的一部分，所述锁相环还包括被配置成生成指示基准信号与反馈信号之间的相位差的信号的逻辑，其中从锁相环输出信号的频率中导出该反馈信号的频率。 
另一方面，锁相环包括开关控制电路，用于根据期望的工作频率而生成一个或多个开关控制信号，以便获得减少了锁相环的环路增益变化的总的可变电容。 
又一方面，锁相环包括开关控制电路，用于根据期望的工作频率而生成一个或多个开关控制信号，其中开关控制电路对于不同的期望工作频率将不同数量的可变电容器接入可切换可变电容器装置，以便减少可控振荡器在整个频带上的增益变化。 
在一些实施例中，锁相环包括分频器，该分频器通过将可控振荡器输出信号的频率除以预定量来生成反馈信号。在这种实施例中的开关控制电路能够生成一个或多个开关控制信号，以便打开和闭合在开关装置内适当的开关组，从而产生期望的可控振荡器增益HCO，其将抵消HFD 的变化，以便在预定义的频率范围内减少增益乘积HCOHFD的总的变化，其中HFD是分频器的传递函数。 
在一些其他实施例中，锁相环包括：预定标器，其将可控振荡器输出信号的频率除以预定量；以及分频器，其将可控振荡器输出信号的频率除以预定量来生成反馈信号。在这种实施例中的开关控制电路能够生成一个或多个开关控制信号，以便打开和闭合在开关装置内适当的开关组，从而产生期望的可控振荡器增益HCO，其将抵消HPSHFD的变化，以便在预定义的频率范围内减少增益乘积HCOHPSHFD的总的变化，其中HPS是预定标器的传递函数，HFD是分频器的传递函数。 
在一些实施例中，通过二进制-温度计译码器来生成一个或多个开关控制信号。 
附图说明
通过结合附图阅读后面的详细描述将理解本发明的目的和优点，其中： 
图1是互补LC振荡器的示意图； 
图2A示出一个示例性可切换可变电容器装置。 
图2B示出一个包括用于生成开关控制信号的二进制-温度计译码器的装置。 
图3示出PLL的相位域模型。 
图4是表示HFD在470MHz-860MHz的DVB-H频带上的变化的曲线图。 
图5描绘了表示根据本发明一个方面在DVB-H频带上VCO增益的理想与实际传递函数的示例性实施例的曲线图。 
图6给出曲线图601和曲线图603，其中曲线图601描绘了根据常规的单个变容二极管装置的增益乘积HVCOHPSHFD的变化，曲线图603描绘了根据本发明示例性实施例可获得的增益乘积HVCOHPSHFD的变化，其利用了早先描述的可切换可变电容器装置。 
图7A是图2A的可切换可变电容器装置200的一个开关/可变电容器部分对于差分(differential)信号的示例性实施的示意图，在其中使用理想的部件。 
图7B是用于产生互补控制信号的电路的示意图，该互补控制信号用于控制可切换电容器的开关/可变电容器部分的示例性实施。 
图8示出使用了CMOS技术的图7A的示意图的示例性实施例。 
图9是结合了本发明的各个方面的PLL的方框图。 
具体实施方式
现在将参考附图来描述本发明的各个特征，其中用相同的参考符号来标识相同的部分。 
现在将结合多个示例性实施例来更详细地描述本发明的各个方面。为了便于理解本发明，根据将由计算机系统或其他能够执行程序指令的硬件的元件执行的动作顺序来描述本发明的许多方面。将会认识到，可由专用电路(例如为了执行专门的功能而互连的分立逻辑门)通过一个或多个处理器或其组合所执行的程序指令来执行各种动作。而且，可以  认为本发明完全体现在任何形式的计算机可读载体内，例如固态存储器、磁盘、光盘或载波(例如射频、音频或光频载波)，其包含一组适当的计算机指令，该计算机指令将使得处理器实施在此所述的技术。因此，可以以许多不同的形式来体现本发明的各个方面，并且预期所有这样的形式都在本发明的范围内。对于本发明各个方面中的每一个方面，任何这种形式的实施例都可以在此被称为“被配置成执行所述动作的逻辑”，或者可选择地被称为“执行所述动作的逻辑”。 
在与本发明一致的实施例的一个方面中，由其电容可通过所应用的数字字来编程的装置代替通常用在LC电路100中的连续可变电容器(即变容二极管Cvar)。在图2A中示出一个示例性可切换可变电容器装置200。如所示，多个(例如2n-1，其中n≥1)可变电容器(例如变容二极管 
Figure S200780004904XD00061
)中的每一个被布置成与同样数量的开关201-1...201-(2n-1)中相应的一个开关相串联。这些开关/可变电容器组合与不可切换可变电容器Cvar0并联连接，以便通过有选择地打开和闭合开关201-1...201-(2n-1)中不同的开关，不同的可变电容器和/或不同数量的可变电容器被有效地布置成相互并联。使用这一整体装置的主要原因是为了得到横跨该频带的更好的分级振荡器增益。另外，减少了对于推频的灵敏度，尤其是在频带的高端，因为与常规的单个变容二极管实施相比，可以使用较小尺寸的变容二极管。由信号vctrl连续控制变容二极管 
Figure S200780004904XD00062
中的每一个，并且利用数字字在适当数量的变容二极管内进行切换(取决于输出频率)。为了增强对变容二极管的累积尺寸的控制，优选地利用如图2B中所示的二进制-温度计译码器250来生成开关控制信号 以下在表1中示出二进制-温度计的示例性传递函数，其中n＝3。 
  二进制  b2b1b0   温度计  s7s6s5s4s3s2s1
  000   0000000
  001   0000001
  010   0000011
  011   0000111
  100   0001111
  101   0011111
  110   0111111
  111   1111111
表1：3位二进制-温度计译码器 
二进制-温度计译码器通常用于将二进制数转换成用于有选择地激活数字读出的段的控制信号。所提供的二进制数越高，激活的段就越多。在该实例中可见，每一个输出信号在其处于输出字内的有效位(即，每一个输出位sx的下标x的数值)小于或等于所提供的二进制值的情况下被激活，只要所提供的二进制值不等于零。当使用控制信号接入或切断其中所选的变容二极管 
Figure S200780004904XD00071
时，对于所生成的最低频率将并联连接所有变容二极管。 
二进制-温度计译码器250的优点在于以下两方面： 
1)可以使得使变容二极管的累积尺寸的变化与二进制值(被解释为十进制值)的变化相关的函数是任意的。 
2)在使用二进制-温度计译码器250时更容易得到单调函数，尤其是在存在寄生电容的情况下，该寄生电容将出现在每一个电路实施中。单调特性非常重要，因为没有它，闭环系统(在此为PLL)就会在极限环内结束(即稳态解决方案，其中控制信号不合需要地处于稳定振荡)。 
在使用二进制-温度计译码器250的实施例中，所需的变容二极管的数量为2n，其中n是二进制字的字长。大的n值需要许多变容二极管。对于大于比方说3或4的n而言，实施例可以采用二进制-温度计译码器250对所提供的二进制控制字中至少最低有效位进行译码，而其他位被保持在它们的二进制形式。这导致所需的变容二极管的数量被减少，并且同时使得实现上面讨论的单调函数更容易。 
由控制字发生器252生成被提供给二进制-温度计译码器250的n位二进制控制字，该控制字发生器252的输入是表示所期望的(或所要求的)输出频率fdesired的信号。控制字发生器252可以被实施为例如查找表(LUT)，该查找表的内容以地址被存储，以使在某一区域内的频率将生成特定输出控制字。 
VCO增益特性通常被得知不是来自于模拟就是来自于测量。基于该信息来确定何时接入或切断变容二极管的断点，以使将在相对于理想传递函数的最小-最大意义上最小化级联的VCO增益变化。 
在一些实施例中，在低的输出频率上并联连接可变电容器装置200的所有部分，而在高的频率上仅仅连接一个部分。为了在低与高极限之间的频率上工作而接入不同数量的变容二极管 
Figure S200780004904XD00081
选择总是连接的变容二极管的尺寸(例如在该示例性实施例中的Cvar0)，以使连续的调谐覆盖至少一个子带(由分立可切换电容器部件Cdis来设置，其可与图1中所示的相比)加上一个设计余量。在低的频率上，当接入可变电容器装置200的所有部分时，振荡器增益规定变容二极管尺寸之和。在以下的讨论中对此进行进一步描述。优选地，通过选择变容二极管Cx(0≤x≤2n-1)的各个尺寸以使它抵消振荡器的 
Figure S200780004904XD00082
频率关系，从而为了最佳性能而在各个变容二极管之间划分可变电容。通常，少量迭代就足以找到变容二极管部分的准最佳尺寸。以下还要对此进行进一步解释。 
现在更详细地描述上述和其他的方面。首先看振荡器增益，它是PLL的环路增益的一部分。重要的是以将保证PLL的稳定性和带宽的方式来充分控制环路增益。可以从相位域模型中导出该环路增益，这将被简略地描述。从相位域模型中的传递函数中得知理想的振荡器增益。然后，通过以可切换方式改变电容大小来将实际的振荡器增益映射到理想的曲线。 
为了说明在此所给出的方法和装置的功效，现在将描述在DVB-H频率合成器内应用本发明技术的示例性实施例，该DVB-H频率合成器具有用于控制压控振荡器(VCO)的电容的某些字长。当然，可选实施例可以使用不同大小的字长，并且也可以适用于其他标准。 
图3示出PLL的相位域模型。在相位域内对PLL进行建模来捕获该系统在稳态工作点附近的动态特性。基准振荡器301生成基准频率ωref，  该基准频率ωref充当该系统的输入信号。相对于该基准频率生成PLL的输出频率ωout。 
第一积分器303生成基准相位信号θref，并将其提供给相位比较器305。由相位比较器305生成的相位误差θε＝θref-θfb包含基准相位(θref)与反馈信号307的相位(θfb)之间的差。该相位误差是相位检测器的输入，该相位检测器生成电荷泵的控制信号。对该模型来说，将相位检测器和电荷泵合并成单个检测器HD309是方便的。通过环路滤波器311(HLF)对来自检测器309的输出电流进行滤波，并将其转换成相应的控制电压电平。利用环路滤波器311来设置PLL的稳定性和闭环带宽。 
来自环路滤波器311的控制电压控制VCO 313(HVCO)，该VCO 313生成其频率受到控制电压控制的振荡信号。在该示例性实施例中，在模固定的分频器(此后为预定标器315，HPS)内将此频率除以2来生成同相和正交相位(分别为I和Q)输出信号。然而，将会理解该预定标器315是可选的。然而，在大多数情况下，利用预定标器315来生成正交相位输出信号。如果使用复数记法，则这些信号仅在相位域模型中可见。将PLL的输出频率ωout反馈到多模分频器(此后称为分频器317，HFD)。分频器317所用的因子是可编程的，以便生成所期望的输出频率。同样，由于在相位比较器305的输入端上比较相位，所以第二积分器319求分频后的反馈信号的积分来生成相位信号θfb。 
如下给出对传递函数的系统级定义： 
HD：相频检测器(PFD)和电荷泵(CHP)的传递函数，其被看作是一个单元，即检测器309。单位：(V/rad)。 
HLF：环路滤波器311的传递函数。单位：(V/A)。 
HVCO：VCO 313的增益。单位：(rad/(V·s))。 
HPS：预定标器315的传递函数，其被看作是与除数相等的衰减。单位：(无量纲的)。 
HFD：分频器的传递函数，其被看作是与除数相等的衰减。单位：(无量纲的)。 
Figure S200780004904XD00091
：利用了拉普拉斯变量s的积分的表示。单位：(s)。 
以下给出图3中系统的环路增益： 
β = θ ∈ ω out | ω ref = 0 = - H FD s
A = ω out θ ∈ = H D H LF H VCO H PS - - - ( 1 )
Aβ = - H D H LF H VCO H PS H FD s
以下给出渐近传递函数At∞： 
A t ∞ = ω out ω ref | Aβ = ∞ = 1 H FD . - - - ( 2 )
以下给出闭环传递函数At： 
A t = ω out ω ref = A t ∞ - Aβ 1 - Aβ . - - - ( 3 )
PLL的实际实施产生非理想的传递函数。最后通过控制电荷泵电流来补偿VCO 313、预定标器315和分频器317的传递函数的变化。目的是使这些传递函数的乘积横跨整个频带是恒定的。 
分频器的传递函数是HFD＝1/N，其中N是因子。在等式(2)中示出渐近传递函数At∞＝1/HFD。这意味着由下式给出因子： 
N = ω out ω ref . - - - ( 4 )
为了以26MHz基准频率来覆盖DVB-H频带(470MHz-860MHz)，应在该频带的低端使用N＝18.1，并且应在高端使用N＝33.1。HFD的变化是1.83∶1，这意味着分频器317在低频边缘的增益是在高频边缘的1.83倍。在图4中示出表示HFD在DVB-H频带上的变化的曲线图。 
VCO增益HVCO～f3，这意味着在该频带上的VCO增益变化将会很大。理论上，HVCO将根据1∶6.2的比而变化。然而，由于HFD的变化抵消了振荡器增益变化，所以增益乘积HVCOHPSHFD的变化实际上是很小的。 
仍然需要更好地控制振荡器增益。均衡的后果是，处于最低频带上  的振荡器增益被设计成是处于最高频带上的值的1/4左右。在该示例性实施例中，由可切换尺寸的变容二极管来实现粗均衡。首先，选择VCO的增益以获得横跨该频带的乘积HVCOHPSHFD(在此称为“VCO和预定标器/分频器的增益乘积”)的小的变化。更一般地(例如，因为其他实施例可能不包括例如预定标器)，任何完全可预测的环路增益传递函数可以处在利用VCO增益进行均衡的该乘积内。其次，选择电荷泵电流来最小化该乘积HDHVCOHPSHFD的变化。这里就不更加详细地讨论用于选择电荷泵电流的算法了，因为该算法与先前的均衡无关，并且是在振荡器增益补偿之后被执行。有关如何执行的概要如下： 
除了通过选择HVCO已经进行的增益均衡之外，还选择电荷泵电流。用于电荷泵电流选择的算法如下： 
1.生成f＝HVCOHPSHFD。 
2.计算平均值favg＝(max(f-1)+min(f-1))/2。 
3.归一化fnorm＝f-1/favg。 
4.通过首先得到ICHPavg＝ICHP/Istep，并且然后计算ICHPsel＝round(ICHPavgfnorm)，从而来使fnorm适合于选定的平均电荷泵电流。 
5.将输出控制信号限定为 I CH P sel ∈ { 1 , 2 b - 1 } , 其中b是用来控制电荷泵电流的位数。 
现在将更加详细地讨论用于最小化VCO与预定标器/分频器的增益乘积HVCOHPSHFD的变化的技术。在初始地最小化该变化之后，利用检测器309来进一步减少VCO、相位检测器和预定标器/分频器的增益乘积HDHVCOHPSHFD的变化。换言之，首先控制VCO增益，之后控制电荷泵电流来细化和均衡来自这些级的增益。 
预定标器/分频器的增益HPSHFD是完全可预测的。用来使得HVCOHPSHFD在感兴趣频率范围内恒定的VCO增益的理想传递函数是(HPSHFD)-1。图5中的曲线图501示出该理想传递函数。曲线图503示出根据一个示例性实施例可获得的VCO传递函数。通过在诸如图2中所示的配置之类的配置中有选择地接入合适的变容二极管来获得该传递函数。可以看出，这产生与(多个)变容二极管的有效尺寸相关的分段传递函数。在研究这个以及其他曲线图时应该记得，DVB-H系统的主频带是470MHz-860MHz，以便不必执行在该范围之外的变容二极管切换。在该示例性实施例中，通过2位来控制该变容二极管配置(即四  个不同的变容二极管配置是可能的)。通过划分各个变容二极管的尺寸来选择VCO增益以尽可能地接近理想特性。在图5中可见，在DVB-H频带的高频与低频处的VCO增益之间的比应当近似为2。更精确地说，由Nmax/Nmin＝1.83来确定。 
图6给出曲线图601和曲线图603，其中曲线图601描绘了根据常规的单个变容二极管装置的增益乘积HVCOHPSHFD的变化，曲线图603描绘了根据本发明一个示例性实施例可获得的增益乘积HVCOHPSHFD的变化，其利用了早先所述的可切换可变电容器装置。有可能利用该可切换可变电容器装置来对增益均衡的改进是显著的。由相比于常规采用的单个变容二极管的2.3的比来在低频上改进振荡器的增益，并且这在整个频带上几乎没有产生增益变化。确定可切换可变电容器装置的切换点，以便在感兴趣的频率范围内最小化增益乘积HVCOHPSHFD的变化，正如在曲线图603的锯齿部分中可见的。可以在感兴趣的频带内的任何位置上定位该增益乘积HVCOHPSHFD的最小和最大值。 
该讨论现在将集中于可切换可变电容器装置200的示例性变容二极管实施。图2描绘了可切换可变电容器装置200的顶层示意图。可切换可变电容器装置200包括多个并联布置的元件，每一个元件实际上包括与一个开关串联的可变电容器(在此称为“开关/可变电容器元件“)。正如稍后将会看到的，实际上可由开关的装置来实施该“开关”，并且实际上可由两个或更多个可变电容器的装置来实施该“可变电容器”。可以按照多种不同的方式中的任何一种来实施该装置的每一个开关/可变电容器元件。图7A是可切换电容器装置200的开关/可变电容器元件对于差分信号的一个这种示例性实施的示意图，其中使用了理想的部件。把开关/可变电容器元件分成两个相同的部分701和703。连接这些部分，以使变容二极管部件是完全对称的。当开关控制信号sx被断言(assert)时，通过闭合开关709和711来将每一个电容器2Cvarx接入该电路，其中电压vctrl确定电容器2Cvarx将对整个装置作出贡献的电容量。断言sx还打开了开关705和707，从而断开电阻器与电路中该部分的连接。当开关控制信号sx被取消断言时，开关709和711打开，而开关705和707闭合。开关705、707的打开防止了直流偏置电流流入vctrl。电阻器R防止浮动节点处于关断模式。 
图7B是用于从信号sx生成互补开关控制信号sx的电路的示意图。  该示例性电路只包括用于使信号sx反相的反相器713。 
可以按照许多方式来实施图7A的电路，这取决于选择了哪种技术。图8示出使用了互补金属氧化物半导体(CMOS)技术的图7A的示意图的示例性实施例。在此情况下，不必生成互补控制信号sx和sx，因为开关本身是由互补类型的晶体管制造的，从而在通过控制信号sx接通晶体管709’和711’时，该同一控制信号sx就断开了晶体管705’和707’，反之亦然。 
图9是结合了本发明的各个方面的PLL900的方框图。基准振荡器901生成基准信号，该基准信号被提供给相差检测器903的第一输入端。相差检测器903的第二输入端接收由PLL900的反馈通路提供的反馈信号(以下进一步描述)。相差检测器903生成表示在它的两个输入信号之间的相位差的信号，并将该信号提供给电荷泵905。电荷泵905所提供的电流与基准信号和反馈信号之间的相位差成比例。通过环路滤波器907将此电流转换成相应的电压。由环路滤波器907生成的电压与调谐控制信号vctrl相对应，该调谐控制信号vctrl在早先已被描述。为了控制由VCO909生成的信号的频率，将此电压提供给VCO909。 
在此情况下，VCO909包括早先所述的可切换可变电容器装置911(例如，参见图2A和支持的文本)。可切换可变电容器装置911包括多个可变电容器，其每一个都可通过调谐控制信号vctrl来调谐。该可切换可变电容器装置还包括开关装置，如早先所述，该开关装置在一个或多个开关控制信号的控制下有选择地打开或闭合到一个或多个可变电容器的电通路，以便通过一个或多个开关控制信号的状态来控制对可切换可变电容器装置的总电容作出贡献的可变电容器的数量。可切换可变电容器装置911结合其他电路元件(未在图9中示出，但由一个或多个电感器和其他晶体管来举例说明，例如图1中所示的)来生成VCO输出信号。 
PLL 900还包括开关控制器913，用于确定可切换可变电容器装置911中的哪些开关将打开，哪些开关将闭合。基于所期望的频率fdesired，开关控制器913打开和闭合适当的开关组以便产生期望的VCO增益HVCO，其将抵消HPSHFD的变化，以便减少在预定义的感兴趣频率范围内增益乘积HVCOHPSHFD的总的变化。在可选实施例中，开关控制器913可以接收其他信号来获得相等的信息，该相等的信息作为切换配置的基  础。更广泛地，控制VCO增益HVCO，以便最小化该闭环系统的环路增益的变化。实际上，VCO增益不仅取决于可变电容器 的大小，而且取决于所使用的控制电压，这取决于变容二极管实施。在图6给出的曲线图603中可以看见示例性切换点。 
PLL900的剩余部件是常规的。预定标器915接收由VCO909生成的信号，并且根据需要将此信号除以固定数来生成具有期望频率的PLL输出信号。 
还可以将PLL输出信号提供给反馈通路，该反馈通路包括N分频器917。利用这种分频器来使PLL输出信号的频率与输入基准频率成特定比例是众所周知的，因此这里就不需要进行详细的描述。分频器917的输出是反馈信号，该反馈信号被提供给相差检测器903的第二输入端，正如早先所述的那样。 
横跨宽的频率范围的振荡器受益于使用可切换可变电容器装置，例如可切换变容二极管，因为与使用单个可变电容器(例如变容二极管)的情况相比，振荡器增益可以被更好地控制。通过减少振荡器增益变化，更容易控制PLL的稳定性和带宽。而且，通过减少振荡器增益变化，在振荡器输入端上的噪声灵敏度显示出更少的变化。这使得对来自环路滤波器的噪声的优化更容易。常常地，与用于在PLL输出端上相同的相位噪声性能的单个变容二极管实施相比，来自环路滤波器的更多噪声可以被允许。 
与本发明一致的各个实施例使得能够使用具有通常在窄带振荡器中发现的质量的宽带振荡器。通过理想传递函数的分段近似来实现振荡器增益均衡。可切换变容二极管增加了一些额外的部件，并且降低了变容二极管装置的Q值。然而，通过开关的切合实际的尺寸，使得相位噪声性能的损失可以忽略。 
已经参考特定实施例描述了本发明。然而，对于本领域技术人员而言下述将容易是显然的，即有可能以不同于上述实施例的那些形式的特定形式来体现本发明。 
例如，上面已经将该可切换可变电容器装置示出为具有并联连接的开关/可变电容器元件。然而，可以容易地得到下述可选实施例，其中可变电容器被可切换地相互串联连接而非并联连接，以便导致可切换可变电容器装置的总电容的期望范围。在其他的可选方案中，可以容易地得  到下述实施例，即其中可变电容器被可切换地连接在包括并联与串联连接的组合的装置中。 
而且，上述实施例具有所有涉及的压控振荡器。然而，众所周知，其他振荡器可由不同于电压的东西来控制，例如电流。上述的各种原理同样适用于其他这种类型的振荡器。因此，在此使用术语“可控振荡器”来指可控制的振荡器，而不管是通过电压、电流还是某一其他参数来进行该控制。 
因此，所述的实施例仅仅是说明性的，而无论如何不应当认为是限制性的。本发明的范围由所附权利要求书而非在前的描述来给出，并且所有落入权利要求书的范围内的变化和等同物都打算被包含在其中。 

Claims (8)

1.一种锁相环(900)，包括：
相差检测器(903)，其被配置成生成指示基准信号(901)与反馈信号之间的相位差的信号，其中从锁相环输出信号的频率中导出所述反馈信号的频率；以及
可控振荡器(909)，其生成振荡器输出信号，所述振荡器输出信号的频率至少部分地为所生成的指示基准信号(901)与反馈信号之间的相位差的信号的函数，
其中所述可控振荡器(909)包括：
可切换可变电容器装置(911)，用于调谐所述可控振荡器(909)的输出频率；以及
电路，其与所述可切换可变电容器装置(911)相结合来生成振荡信号，所述振荡信号的频率至少部分地为所述可切换可变电容器装置(911)的总电容的函数，
其中所述可切换可变电容器装置(911)包括：多个可变电容器
Figure FSB00000670814500011
其每一个都可通过调谐控制信号(vctrl)来调谐；以及
开关装置(201-1...201-(2n-1))，其在一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500012
的控制下有选择地打开或闭合到一个或多个所述可变电容器
Figure FSB00000670814500013
的电通路，其中通过所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500014
的状态来控制对所述可切换可变电容器装置(911)的总电容作出贡献的可变电容器的数量，
其中所述锁相环(900)还包括：
开关控制电路(913)，用于根据期望的工作频率而生成所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500015
以便获得减少了所述锁相环(900)的环路增益变化的总的可变电容，
其中：
所述锁相环(900)包括：
分频器(917)，其将所述振荡器输出信号的频率除以预定量来生成所述反馈信号；
所述开关控制电路(913)生成所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500016
以便打开和闭合在所述开关装置(201-1...201-(2n-1))内适当的开关组，从而产生期望的可控振荡器增益HCO，其将抵消HFD的变化，以便在预定义的频率范围内减少增益乘积HCOHFD的总的变化，其中HFD是所述分频器(917)的传递函数。
2.根据权利要求1所述的锁相环(900)，其中通过二进制-温度计译码器(250)来生成所述一个或多个开关控制信号
3.根据权利要求1所述的锁相环(900)，其中所述开关控制电路(913)对于不同的期望工作频率将不同数量的所述可变电容器
Figure FSB00000670814500022
接入所述可切换可变电容器装置(911)，以便减少所述可控振荡器(909)在整个频带上的增益变化。
4.一种锁相环(900)，包括：
相差检测器(903)，其被配置成生成指示基准信号(901)与反馈信号之间的相位差的信号，其中从锁相环输出信号的频率中导出所述反馈信号的频率；以及
可控振荡器(909)，其生成振荡器输出信号，所述振荡器输出信号的频率至少部分地为所生成的指示基准信号(901)与反馈信号之间的相位差的信号的函数，
其中所述可控振荡器(909)包括：
可切换可变电容器装置(911)，用于调谐所述可控振荡器(909)的输出频率；以及
电路，其与所述可切换可变电容器装置(911)相结合来生成振荡信号，所述振荡信号的频率至少部分地为所述可切换可变电容器装置(911)的总电容的函数，
其中所述可切换可变电容器装置(911)包括：
多个可变电容器
Figure FSB00000670814500023
其每一个都可通过调谐控制信号(vctrl)来调谐；以及
开关装置(201-1...201-(2n-1))，其在一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500024
的控制下有选择地打开或闭合到一个或多个所述可变电容器
Figure FSB00000670814500025
的电通路，其中通过所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500026
的状态来控制对所述可切换可变电容器装置(911)的总电容作出贡献的可变电容器
Figure FSB00000670814500027
的数量，
其中所述锁相环(900)还包括：
开关控制电路(913)，用于根据期望的工作频率而生成所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500031
以便获得减少了所述锁相环(900)的环路增益变化的总的可变电容，
其中：
所述锁相环(900)包括：
预定标器(915)，其将所述振荡器输出信号的频率除以预定量来生成预定标器输出信号；以及
分频器(917)，其将所述预定标器输出信号的频率除以预定量来生成所述反馈信号；以及
所述开关控制电路(913)生成所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500032
以便打开和闭合所述在所述开关装置(201-1...201-(2n-1))内适当的开关组，从而产生期望的可控振荡器增益HCO，其将抵消HPSHFD的变化，以便在预定义的频率范围内减少增益乘积HCOHPSHFD的总的变化，其中HPS是所述预定标器(915)的传递函数，HFD是所述分频器(917)的传递函数。
5.根据权利要求4所述的锁相环(900)，其中通过二进制-温度计译码器(250)来生成所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500033
6.一种生成振荡信号的方法，包括：
生成指示基准信号与反馈信号之间的相位差的信号，其中从锁相环输出信号的频率中导出所述反馈信号的频率；
利用可控振荡器(909)来生成振荡器输出信号，所述振荡器输出信号的频率至少部分地为所生成的指示基准信号与反馈信号之间的相位差的信号的函数，
其中所述可控振荡器(909)包括：
可切换可变电容器装置(911)，用于调谐所述可控振荡器(909)的输出频率；以及
电路，其与所述可切换可变电容器装置(911)相结合来生成振荡信号，所述振荡信号的频率至少部分地为所述可切换可变电容器装置(911)的总电容的函数，
其中所述可切换可变电容器装置(911)包括：
多个可变电容器
Figure FSB00000670814500034
其每一个都可通过调谐控制信号(vctrl)来调谐；以及
开关装置(201-1...201-(2n-1))，其在一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500041
的控制下有选择地打开或闭合到一个或多个所述可变电容器
Figure FSB00000670814500042
的电通路，其中通过所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500043
的状态来控制对所述可切换可变电容器装置(911)的总电容作出贡献的可变电容器的数量；以及
根据期望的工作频率而生成所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500044
以便获得减少了所述锁相环(900)的环路增益变化的总的可变电容；以及
利用分频器(917)通过将所述振荡器输出信号的频率除以预定量来生成所述反馈信号；以及
生成所述一个或多个开关控制信号以便打开和闭合在所述开关装置(201-1...201-(2n-1))内适当的开关组，从而产生期望的可控振荡器增益HCO，其将抵消HFD的变化，以便在预定义的频率范围内减少增益乘积HCOHFD的总的变化，其中HFD是所述分频器(917)的传递函数。
7.根据权利要求6所述的方法，其中生成所述一个或多个开关控制信号包括：对于不同的期望工作频率将不同数量的所述可变电容器
Figure FSB00000670814500047
接入所述可切换可变电容器装置(911)，以便减少所述可控振荡器(909)在整个频带上的增益变化。
8.一种生成振荡信号的方法，包括：
生成指示基准信号(901)与反馈信号之间的相位差的信号，其中从锁相环输出信号的频率中导出所述反馈信号的频率；
利用可控振荡器(909)来生成振荡器输出信号，所述振荡器输出信号的频率至少部分地为所生成的指示基准信号(901)与反馈信号之间的相位差的信号的函数，
其中所述可控振荡器(909)包括：
可切换可变电容器装置(911)，用于调谐所述可控振荡器的输出频率；以及
电路，其与所述可切换可变电容器装置(911)相结合来生成振荡信号，所述振荡信号的频率至少部分地为所述可切换可变电容器装置(911)的总电容的函数，
其中所述可切换可变电容器装置(911)包括：
多个可变电容器
Figure FSB00000670814500048
其每一个都可通过调谐控制信号(vctrl)来调谐；以及
开关装置(201-1...201-(2n-1))，其在一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500051
的控制下有选择地打开或闭合到一个或多个所述可变电容器
Figure FSB00000670814500052
的电通路，其中通过所述一个或多个开关控制信号的状态来控制对所述可切换可变电容器装置(911)的总电容作出贡献的可变电容器
Figure FSB00000670814500054
的数量；以及
根据期望的工作频率而生成所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500055
以便获得减少了所述锁相环(900)的环路增益变化的总的可变电容；以及
利用预定标器(915)将所述振荡器输出信号的频率除以预定量来生成预定标器输出信号；以及
利用分频器(917)通过将所述预定标器输出信号的频率除以预定量来生成所述反馈信号；以及
生成所述一个或多个开关控制信号
Figure FSB00000670814500056
以便打开和闭合在所述开关装置(201-1...201-(2n-1))内适当的开关组，从而产生期望的可控振荡器增益HCO，其将抵消HPSHFD的变化，以便在预定义的频率范围内减少增益乘积HCOHPSHFD的总的变化，其中HPS是所述预定标器(915)的传递函数，HFD是所述分频器(917)的传递函数。
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