EP2003659A1 - Monolithisch integrierte Induktivität - Google Patents
Monolithisch integrierte Induktivität Download PDFInfo
- Publication number
- EP2003659A1 EP2003659A1 EP08010431A EP08010431A EP2003659A1 EP 2003659 A1 EP2003659 A1 EP 2003659A1 EP 08010431 A EP08010431 A EP 08010431A EP 08010431 A EP08010431 A EP 08010431A EP 2003659 A1 EP2003659 A1 EP 2003659A1
- Authority
- EP
- European Patent Office
- Prior art keywords
- coil
- loops
- monolithically integrated
- inductance
- magnetic coupling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims abstract description 35
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 35
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 35
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 5
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 6
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 claims description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 abstract description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 abstract 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000011161 development Methods 0.000 description 8
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 8
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 5
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 239000011248 coating agent Substances 0.000 description 2
- 238000000576 coating method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 2
- 230000002500 effect on skin Effects 0.000 description 1
- 238000001465 metallisation Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 238000012549 training Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F17/00—Fixed inductances of the signal type
- H01F17/0006—Printed inductances
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F19/00—Fixed transformers or mutual inductances of the signal type
- H01F19/04—Transformers or mutual inductances suitable for handling frequencies considerably beyond the audio range
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F17/00—Fixed inductances of the signal type
- H01F17/0006—Printed inductances
- H01F2017/0073—Printed inductances with a special conductive pattern, e.g. flat spiral
Definitions
- the present invention relates to a monolithically integrated inductance.
- FIG. 1 An equivalent circuit diagram of a coil for high frequency applications is in Fig. 1 shown.
- the coil has an inductance L.
- Line resistances and other losses of a high-frequency signal are represented by the resistor R L (f), the resistance value being dependent on the frequency f of the high-frequency signal.
- the resistance R L (f) depends on the skin resistance (skin effect) of the winding and is proportional to the root of the frequency f.
- the invention is based on the object of increasing the quality of a resonant circuit for high frequencies as possible.
- a use of at least two monolithically integrated coils with a total inductance for increasing a quality instead of a monolithically integrated single coil of the same inductance is provided.
- the at least two monolithically integrated coils are connected in parallel.
- Each of the two monolithically integrated coils has at least two preferably complete loops with a magnetic coupling between the two loops.
- a method for forming a monolithically integrated inductance is provided.
- the inductance is formed by parallel connection of a first coil and at least one second coil. At least two first loops of the first coil are formed for magnetic coupling. At least two second loops of the second coil are formed for magnetic coupling.
- a monolithically integrated inductor has a first coil with a first coil Inductance value on.
- the monolithically integrated inductor has at least one second coil with a second inductance value.
- the at least one second coil is connected in parallel with the first coil.
- the parallel-connected coils form a Monindukt technically.
- the coils of the monolithic integrated inductance are formed in planar technology.
- the coils are preferably formed in one or more metallization levels of the integrated circuit.
- the first coil and the second coil are preferably arranged such that each coil surface of the coils enclosed by coil windings is arranged parallel to the surface of the integrated circuit.
- supply lines to the first coil and the second coil are provided.
- the first coil has at least two spaced-apart first loops with a web width.
- the second coil has at least two guided in the distance second loops with the web width. The first loops and the second loops each form a magnetic coupling.
- a monolithically integrated inductance dependent on the desired resonant circuit frequency is required for a parallel resonant circuit or for a series resonant circuit with a given adjustable capacitance and parasitic capacitances. Due to the high resonant circuit frequency, a very low inductance value of the monolithically integrated inductance is required.
- the parallel connection of the first coil with the first inductance and the second coil with the second inductance to form the total inductance makes it possible to provide the first coil and the second coil with a magnetic coupling for increasing the quality of the first coil and the second coil.
- Increasing the quality of the first coil and The second coil also causes an increase in the overall quality of the parallel connection by their parallel connection.
- a monolithically integrated design of the first coil and the second coil through the use of the planar technology causes the coil paths of a coil preferably to be formed spaced apart from each other in the lateral direction (relative to the chip surface). Likewise, the coil tracks may be formed spaced apart in the vertical direction (relative to the chip surface). However, if the coil paths are spaced apart exclusively in the vertical direction, parasitic capacitances are significantly increased and are also subject to greater process fluctuations.
- a parasitic capacitance which forms between the coil paths of a coil, that is, between the coil paths of the first coil or between the coil paths of the second coil, decreases. As the distance increases, so does the coil area which is encompassed by all turns of the respective coil formed by the coil paths.
- the first coil and the second coil each have at least two loops (windings) enclosing a coil surface, which effect the magnetic coupling.
- Loops comprising loops are understood to mean that the coil surface of each loop of the coil is encircled at an angle greater than 300 °.
- the loops comprising the coil surface may also be referred to as complete loops.
- the total inductance to have a coil inductance and a supply inductance of supply lines to the first coil and / or to the second coil Coil, wherein the coil inductance is at least twenty times greater than the Zu effetsindukt technically.
- a coil spacing between the first coil and the second coil is greater than the sum of a double track width of the tracks of the coils and a track distance.
- Such a design of the coil geometry preferably causes a lower magnetic coupling of the first coil and the second coil with each other.
- the total inductance of the parallel-connected monolithically integrated coils is designed for an operating frequency.
- the operating frequency is adjustable within a Einstellfrequenz Symposium.
- a connected capacitance or the total inductance can be configured adjustable.
- each coil resonant frequency of the two monolithically integrated coils is at least twice as large as the operating frequency.
- each coil resonant frequency is twice as large as any adjustable operating frequency within the tuning frequency range.
- the at least two monolithically integrated coils are used together with a monolithically integrated capacitive unit to form a resonant circuit.
- the capacitive unit may be connected in parallel or in series with the total inductance.
- a capacitance of the monolithically integrated capacitive unit for adjusting a resonant circuit frequency is adjustable.
- the adjustable resonant circuit frequency corresponds to the operating frequency.
- an integrated resonant circuit with the monolithically integrated inductance wherein the integrated Resonant circuit having a monolithic integrated capacitive unit, which is connected in parallel to the first coil and the second coil and disposed between the first coil and the second coil.
- the first coil and the second coil are spaced apart from one another by at least one dimension of the monolithically integrated capacitive unit.
- the capacitive unit comprises at least one metal-insulator-metal capacitor, a varactor, a switched MIM capacitor and / or a switched capacitor bank.
- a first coil resonance frequency of the first coil is formed by adjusting a first parasitic coil capacitance by setting a path width and a spacing of the loops of the first coil of a first coil inductance of the first coil.
- a second coil resonance frequency of the second coil is formed by adjusting a second parasitic coil capacitance by adjusting a track width and a spacing of the loops of the second coil of the second coil inductance of the second coil.
- a first number of the first loops of the first coil is determined as a function of the first coil resonance frequency and a particular adjustable operating frequency.
- a second number of second loops of the second coil is determined as a function of the second coil resonance frequency and the particular adjustable operating frequency.
- the gains caused by the magnetic coupling between the loops of a coil, the ohmic losses due to current displacement effects due to the proximity effect of each adjacent loop exceed, for this condition, a distance and a track width of the loop paths are determined.
- a difference between the gains and the losses assumes a maximum value. For this maximum value, the distance between adjacent loops and the track width of each loop are determined.
- the magnetic coupling between the first conductor loops of the first coil exceeds a magnetic coil coupling between the first coil and the second coil. Also, in this embodiment, the magnetic coupling between the second conductor loops of the second coil exceeds a magnetic coil coupling between the first coil and the second coil.
- the web width and the distance are the same. Under the equality of web width and distance is to be understood in the context of the manufacturing process with given manufacturing tolerances equality.
- the web width and spacing are made with the same amount of exposure mask.
- the value of the distance exceeds that of the web width by, for example, acting parasitic. To reduce capacitance between adjacent loops.
- the value of the distance is less than twice the value of the web width in order, for example, to achieve a sufficiently large bobbin surface.
- the first coil and the second coil are identical or symmetrical to each other.
- the first coil and the second coil For symmetrical training, the first coil and the second coil For example, be point-symmetrical or mirror-symmetrical to each other.
- the first and second inductance values have a minimum and a maximum inductance value.
- the minimum inductance value does not exceed the maximum inductance value by more than 20%, preferably by at most 10%.
- a predefinable Bactetriosswert with the parallel circuit of the inductance substantially coincides with the product of the number of first and second coils and a predetermined Bacinduktriosswert the monolithically integrable inductance.
- a tunable oscillator having at least one monolithically integrated inductor described above.
- this is advantageously voltage-controlled or current-controlled.
- an integrated resonant circuit having at least one monolithically integrated inductor described above.
- Fig. 4 shows a schematic diagram for a monolithically integrated inductance, wherein the ordinate Q of a monolithically integrated inductance and the abscissa frequency f is plotted.
- a family of curves for different numbers N of loops 1, 2, 3, 4 and 5 is plotted.
- the loops can also be referred to as turns.
- the loops have a magnetic coupling with each other.
- the associated resonance frequency f r2 , f r3 , f r4 and f r5 is also plotted on the abscissa.
- an operating frequency f B is registered and highlighted by a dashed line.
- the coil resonance frequency is at least twice as high as the operating frequency f B. This applies only to the embodiments of the Fig. 4 with the number of turns 1, 2, 3 and 4 too. By contrast, the coil resonance frequency f r5 is not sufficiently high.
- the quality Q increases from the number of turns 1 to the number of turns 3. Also for the number of turns 4, the quality Q is increased relative to the number of turns 1.
- Q 2 ⁇ wL + .OMEGA.m 2 ⁇ R + R prox
- Q is the quality
- w the angular frequency
- L the inductance of the two loops (without magnetic coupling)
- R the ohmic resistance
- ⁇ M the magnetic coupling
- the losses R prox due to the current displacement are small compared to the ohmic resistance R when the distance of the tracks of the coil from the track width of the coil path deviates by less than 20%.
- the gain due to the magnetic coupling ⁇ M is significant and therefore leads to a significant improvement in the quality Q of the coil.
- Fig. 5 the increase of the inductance L with the loop number N of magnetically coupled loops is schematically shown as a diagram.
- the inductance L of magnetically coupled loops increases disproportionately, in particular quadratically, as the number N of loops increases.
- FIG. 6 shows a schematic layout of a first coil 11, a second coil 12 and leads 13a, 13b to the coils 11, 12.
- the first coil 11 and the second coil 12 are connected in parallel and connected to each other via the leads 13a, 13b.
- the first coil 11 has two conductor loops 11a and 11b, which comprise a common coil surface and thus effect a magnetic coupling ⁇ M.
- the second coil 12 has two conductor loops 12a and 12b on, which include a common coil surface and thus cause a magnetic coupling wM.
- the magnetic coupling ⁇ M is dependent on the coil surface encompassed by both loops 11a, 11b and 12a, 12b and thus also dependent on a web width b and a spacing d of the loops 11a, 11b and 12a, 12b of a coil 11, 12 ,
- the inductance values of the first coil and the second are determined predominantly by an inductance component of the loops 11a, 11b and 12a, 12b.
- the inductance component of the leads 13a, 13b is smaller by at least a factor of 20 than the inductance component of the loops 11a, 11b or 12a, 12b.
- the coil spacing a is dimensioned such that the magnetic coupling between the coils 11 and 12 is smaller-preferably substantially smaller-than the magnetic coupling between the respective loops 11a, 11b or 12a, 12b.
- the coil spacing a is greater than the sum s of two web widths b and a web distance d formed.
- Fig. 7 shows a schematic equivalent circuit diagram of a voltage controlled oscillator having a first coil 11 and a second coil 12.
- the first coil 11 and the second coil 12 are connected in parallel.
- a capacitive unit C 1 and an amplifier element 20 with a parasitic capacitance C 2 are connected in parallel.
- the parasitic capacitance C L1 of the first coil 11 and the parasitic capacitance C L2 of the second coil 12 are connected in parallel.
- a parallel resonance frequency thus depends on the parallel connection of these capacitances C 1 , C 2 , C L1 and C L2 .
- the capacitance value of the capacitive unit C1 is adjustable.
- the capacitive unit C1 therefore comprises at least one metal-insulator-metal capacitor, a varactor, a switched MIM capacitor and / or a switched capacitor bank.
- FIG. 8 shows a simplified block diagram of a transmitting / receiving device for a data transmission system according to IEEE 802.16 ("WiMax", worldwide interoperability for microwave access).
- WiMax worldwide interoperability for microwave access
- the transmitting / receiving device 50 has an antenna 51 and a transmitter / receiver unit (transceiver) 52 connected to the antenna.
- the transmitting / receiving unit 52 includes an RF front-end circuit 53 connected to the antenna 51 and a downstream IF / BB signal processing unit 54. Furthermore, the transmitting / receiving unit 52 does not include a Fig. 4 shown and connected to the antenna 51 transmission path.
- the RF front-end circuit 53 amplifies a high-frequency radio signal xRF spectrally received in the microwave range between 3.4 and 3.6 GHz received by the antenna 51 and converts (transforms) it into a quadrature signal z in an intermediate frequency range (intermediate frequency, IF) or in the baseband area ("zero IF").
- the quadrature signal z is a complex-valued signal with an in-phase component zi and a quadrature-phase component zq.
- the IF / BB signal processing unit 54 filters the quadrature signal z and possibly shifts it spectrally to baseband, demodulates the baseband signal and detects the data contained therein and originally transmitted by another transceiver.
- the RF front-end circuit 53 has a low-noise amplifier (LNA) 58 connected to the antenna 51 for amplifying the high-frequency radio signal xRF and a downstream quadrature mixer 55 for converting the amplified signal into the quadrature signal z. Furthermore, the RF front-end circuit 53 has a circuit arrangement 56 and a downstream I / Q generator 57, which is connected on the output side to the quadrature mixer 55.
- the circuit 56 has a controlled oscillator.
- the circuit arrangement 56 advantageously has a voltage-controlled oscillator (VCO), the frequency of which is set relatively coarse by means of control voltages and fine-tuned with the aid of further (possibly PLL-controlled) control voltages.
- VCO voltage-controlled oscillator
- the circuitry 56 is as described above with reference to FIGS FIGS. 6 and 7 realized embodiment described.
- the I / Q generator 57 derives from the local oscillator signal y0 of the circuit 56 a differential in-phase signal yi and a quadrature-phase quadrature phase signal yq phase-shifted by 90 degrees. Possibly.
- the I / Q generator 57 includes a frequency divider, gain elements, and / or unit that ensures that the phase offset of the yi and yq signals is as close to 90 degrees as possible.
- the RF front-end circuit 53 and thus the at least one circuit 56 as well as possibly parts of the IF / BB signal processing unit 54, are part of an integrated circuit (IC), which is e.g. is designed as a monolithic integrated circuit in a standard technology, for example in a BiCMOS technology.
- IC integrated circuit
- the monolithically integrated inductance described above with reference to exemplary embodiments can be used in a wide variety of ways Applications such as in oscillator, amplifier and filter circuits (adjustable transfer function, bandwidth, etc.) can be used advantageously.
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
Monolithisch integrierte Induktivität (10), Verfahren zur Ausbildung und Verwendung zweier monolithisch integrierter Spulen,
- mit einer einen ersten Induktivitätswert (L1) aufweisenden ersten Spule (11),
- mit mindestens einer parallel zur ersten Spule (11) geschalteten und einen zweiten Induktivitätswert (L2) aufweisenden zweiten Spule (12) zur Bildung einer Gesamtinduktivität (L), und
- mit Zuleitungen (13a, 13b) zur ersten Spule (11) und zur zweiten Spule (12),
- bei der die erste Spule (11) mindestens zwei in einem Abstand (d) geführte erste Schleifen (11a, 11b) mit einer Bahnbreite (b) aufweist,
- die zweiten Spule (12) mindestens zwei in dem Abstand (d) geführte zweite Schleifen (12a, 12b) mit der Bahnbreite (b) aufweist.
- bei der die ersten Schleifen (11a, 11b) eine magnetische Kopplung (ÉM) ausbilden, und
- bei der die zweiten Schleifen (12a, 12b) eine magnetische Kopplung (ÉM) ausbilden.
Description
- Die vorliegende Erfindung betrifft eine monolithisch integrierte Induktivität.
- Ein Ersatzschaltbild einer Spule für Hochfrequenzanwendungen ist in der
Fig. 1 dargestellt. Die Spule weist eine Induktivität L auf. Leitungswiderstände und andere Verluste eines Hochfrequenzsignals sind durch den Widerstand RL(f) repräsentiert, wobei der Widerstandswert von der Frequenz f des Hochfrequenzsignals abhängig ist. Der Widerstand RL(f) ist von dem Hautwiderstand (skin-Effekt) der Wicklung abhängig und ist proportional zu Wurzel aus der Frequenz f. Parallel zu der Reihenschaltung aus Induktivität L und Widerstand RL(f) wirkt die parasitäre Kapazität CL. Induktivität L, Widerstand RL(f) und die parasitäre Kapazität CL wirken als gedämpfter Parallelschwingkreis mit der Parallelresonanzfrequenz - Aus "Halbleiter-Schaltungstechnik" U. Tietze, Ch. Schenk 12. Auflage, 2002, Seite 1329 sind Diagramme des Betrags der Impedanz und der Spulengüte von SMD-Spulen der Baugröße 1206 bekannt, deren Impedanz |Z| und Güte QL in den
Figuren 2 und 3 schematisch wiedergegeben sind. - Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde die Güte eines Schwingkreises für hohe Frequenzen möglichst zu erhöhen.
- Die genannte Aufgabe wird durch die Merkmale der Verwendung zumindest zweiter monolithisch integrierter Spulen gemäß Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen und Beschreibungsteilen.
- Demzufolge ist eine Verwendung zumindest zweier monolithisch integrierter Spulen mit einer Gesamtinduktivität zur Erhöhung einer Güte anstelle einer monolithisch integrierten Einzelspule gleicher Induktivität vorgesehen. Die zumindest zwei monolithisch integrierten Spulen sind parallel geschaltet. Jede der zwei monolithisch integrierten Spulen weist zumindest zwei vorzugsweise vollständige Schleifen mit einer magnetischen Kopplung zwischen den zwei Schleifen auf.
- Die genannte Aufgabe wird weiterhin durch die Merkmale des Verfahrens gemäß Anspruch 5 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen und Beschreibungsteilen.
- Demzufolge ist ein Verfahren zur Ausbildung einer monolithisch integrierten Induktivität vorgesehen. Die Induktivität wird durch Parallelschaltung einer ersten Spule und zumindest einer zweiten Spule gebildet. Zumindest zwei erste Schleifen der ersten Spule werden für eine magnetische Kopplung ausgebildet. Zumindest zwei zweite Schleifen der zweiten Spule werden für eine magnetische Kopplung ausgebildet.
- Die genannte Aufgabe wird weiterhin durch die Merkmale der monolithisch integrierten Induktivität gemäß Anspruch 10 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen und Beschreibungsteilen.
- Demzufolge ist eine monolithisch integrierte Induktivität vorgesehen. Die monolithisch integrierte Induktivität weist eine erste Spule mit einem ersten Induktivitätswert auf. Die monolithisch integrierte Induktivität weist mindestens eine zweite Spulte mit einem zweiten Induktivitätswert auf. Die mindestens eine zweite Spulte ist zur ersten Spule parallel geschaltet. Die parallel geschalteten Spulen bilden eine Gesamtinduktivität.
- Vorzugsweise sind die Spulen der monolithisch integrierten Induktivität in Planartechnik ausgebildet. Vorzugsweise sind die Spulen dabei in einer oder mehreren Metallisierungsebenen des integrierten Schaltkreises ausgebildet. Die erste Spule und die zweite Spule sind vorzugsweise derart angeordnet, dass jede von Spulenwicklungen umfasste Spulenfläche der Spulen parallel zur Oberfläche des integrierten Schaltkreises angeordnet ist.
- Vorteilhafterweise sind Zuleitungen zur ersten Spule und zur zweiten Spule vorgesehen. Vorteilhafterweise weist die erste Spule mindestens zwei in einem Abstand geführte erste Schleifen mit einer Bahnbreite auf. Vorteilhafterweise weist die zweite Spule mindestens zwei in dem Abstand geführte zweite Schleifen mit der Bahnbreite auf. Die ersten Schleifen und die zweiten Schleifen bilden jeweils eine magnetische Kopplung aus.
- Insbesondere zur Erzielung hoher Schwingkreisfrequenzen eines integrieren Oszillators werden für einen Parallelresonanzschwingkreis oder für einen Reihenresonanzschwingkreis bei gegebener einstellbarer Kapazität und gegebener parasitärer Kapazitäten eine von der gewünschten Schwingkreisfrequenz abhängige monolithisch integrierte Induktivität benötigt. Aufgrund der hohen Schwingkreisfrequenz wird ein sehr geringer Induktivitätswert der monolithisch integrierten Induktivität benötigt.
- Die Parallelschaltung der ersten Spule mit der ersten Induktivität und der zweiten Spule mit der zweiten Induktivität zur Ausbildung der Gesamtinduktivität ermöglicht es die erste Spule und die zweite Spule mit einer magnetischen Kopplung zur Erhöhung der Güte der ersten Spule und der zweiten Spule vorzusehen. Die Erhöhung der Güte der ersten Spule und der zweiten Spule bewirkt durch deren Parallelschaltung ebenfalls eine Erhöhung einer Gesamtgüte der Parallelschaltung.
- Eine monolithisch integrierte Ausbildung der ersten Spule und der zweiten Spule durch die Verwendung der Planartechnik bewirkt, dass die Spulenbahnen einer Spule vorzugsweise zueinander in lateraler Richtung (bezogen auf die Chipoberfläche) beabstandet ausgebildet werden. Ebenfalls können die Spulenbahnen in vertikaler Richtung (bezogen auf die Chipoberfläche) beabstandet ausgebildet werden. Werden die Spulenbahnen jedoch ausschließlich in vertikaler Richtung voneinander beabstandet sind parasitäre Kapazitäten signifikant erhöht und unterliegen zudem größeren Prozessschwankungen.
- Mit steigendem Abstand der Spulenbahnen zueinander in lateraler Richtung sinkt eine parasitäre Kapazität, die sich zwischen den Spulenbahnen einer Spule - also zwischen den Spulenbahnen der ersten Spule oder zwischen den Spulenbahnen der zweiten Spule - ausbildet. Mit steigendem Abstands sinkt ebenfalls die Spulenfläche, die von allen durch die Spulenbahnen gebildeten Windungen der jeweiligen Spule umfasst wird.
- Um unter diesen Randbedingungen einer Erhöhung der Güte zu erzielen ist vorteilhafterweise vorgesehen, dass die erste Spule und die zweite Spule jeweils zumindest zwei eine Spulenfläche umfassende Schleifen (Wicklungen) aufweisen, die die magnetische Kopplung bewirken. Unter Spulenfläche umfassende Schleifen ist zu verstehen, dass die Spulenfläche von jeder Schleife der Spule in einem Winkel größer 300° umfasst ist. Die die Spulenfläche umfassende Schleifen können auch als vollständige Schleifen bezeichnet werden.
- Um eine Erhöhung der Güte zu erzielen ist vorteilhafterweise vorgesehen, dass die Gesamtinduktivität eine Spuleninduktivität und eine Zuleitungsinduktivität von Zuleitungen zur ersten Spule und/oder zur zweiten Spule aufweist, wobei die Spuleninduktivität zumindest zwanzigmal größer ist als die Zuleitungsinduktivität.
- Um eine Erhöhung der Güte zu erzielen ist vorteilhafterweise vorgesehen, dass ein Spulenabstand zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule größer ist als die Summe aus einer zweifachen Bahnbreite der Bahnen der Spulen und einem Bahnabstand. Eine derartige Ausbildung der Spulengeometrie bewirkt vorzugsweise eine geringere magnetische Kopplung der ersten Spule und der zweiten Spule untereinander.
- Vorzugsweise ist die Gesamtinduktivität der parallelgeschalteten monolithisch integrierten Spulen für eine Betriebsfrequenz ausgelegt. Vorteilhafterweise ist die Betriebsfrequenz innerhalb eines Einstellfrequenzbereichs einstellbar. Zur Einstellung der Betriebsfrequenz kann beispielsweise eine verbundene Kapazität oder die Gesamtinduktivität einstellbar ausgebildet sein. Bevorzugt ist jede Spulenresonanzfrequenz der zwei monolithisch integrierten Spulen zumindest doppelt so groß ist wie die Betriebsfrequenz. Vorzugsweise ist jede Spulenresonanzfrequenz doppelt so groß ist wie jede einstellbare Betriebsfrequenz innerhalb des Einstellfrequenzbereichs.
- Vorzugsweise werden die zumindest zwei monolithisch integrierten Spulen zusammen mit einer monolithisch integrierten kapazitiven Einheit zur Bildung eines Schwingkreises verwendet. Die kapazitive Einheit kann zur Gesamtinduktivität parallel oder in Reihe geschaltet sein.
- Vorzugsweise ist eine Kapazität der monolithisch integrierten kapazitiven Einheit zur Einstellung einer Schwingkreisfrequenz einstellbar ausgebildet. Dabei enspricht die einstellbare Schwingkreisfrequenz der Betriebsfrequenz.
- Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung ist ein integrierter Schwingkreis mit der monolithisch integrierten Induktivität vorsehen, wobei der integrierte Schwingkreis eine monolithisch integrierte kapazitive Einheit aufweist, die parallel zur ersten Spule und zur zweiten Spule geschaltet und zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule angeordnet ist. Vorzugsweise sind die erste Spule und die zweite Spule zumindest durch eine Abmessung der monolithisch integrierten kapazitiven Einheit voneinander beabstandet.
- Bevorzugt weist die kapazitive Einheit mindestens einen Metall-Isolator-Metall-Kondensator, einen Varaktor, einen geschalteten MIM-Kondensator und/oder eine geschaltete Kondensatorbank auf.
- Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung ist vorgesehen, dass eine erste Spulenresonanzfrequenz der ersten Spule ausgebildet wird, indem eine erste parasitäre Spulenkapazität durch Einstellung einer Bahnbreite und eines Abstands der Schleifen der ersten Spule einer ersten Spuleninduktivität der ersten Spule angepasst wird. Bevorzugt wird eine zweite Spulenresonanzfrequenz der zweiten Spule ausgebildet, indem eine zweite parasitäre Spulenkapazität durch Einstellung einer Bahnbreite und eines Abstands der Schleifen der zweiten Spule der zweiten Spuleninduktivität der zweiten Spule angepasst wird.
- In einer vorteilhaften Ausgestaltung dieser Weiterbildung ist vorgesehen dass eine erste Anzahl der ersten Schleifen der ersten Spule in Abhängigkeit von der ersten Spulenresonanzfrequenz und einer insbesondere einstellbaren Betriebsfrequenz bestimmt wird. Bevorzugt wird eine zweite Anzahl der zweiten Schleifen der zweiten Spule in Abhängigkeit von der zweiten Spulenresonanzfrequenz und der insbesondere einstellbaren Betriebsfrequenz bestimmt wird.
- In einer besonders bevorzugten Weiterbildung ist vorgesehen, dass die durch die magnetische Kopplung zwischen den Schleifen einer Spule verursachten Gewinne die ohmschen Verluste durch Stromverdrängungseffekte infolge des Naheffektes der jeweils benachbarten Schleife übersteigen, indem für diese Bedingung ein Abstand und eine Bahnbreite der Schleifenbahnen bestimmt werden. Bevorzugt nimmt eine Differenz aus den Gewinnen und den Verlusten einen maximalen Wert an. Für diesen Maximalwert werden der Abstand zwischen benachbarten Schleifen und die Bahnbreite jeder Schleife bestimmt.
- Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung übersteigt die magnetisches Kopplung zwischen den ersten Leiterschleifen der ersten Spule eine magnetische Spulenkopplung zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule. Ebenfalls übersteigt in dieser Weiterbildung die magnetische Kopplung zwischen den zweiten Leiterschleifen der zweiten Spule eine magnetische Spulenkopplung zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule.
- Gemäß einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung sind die Bahnbreite und der Abstand gleich. Unter der Gleichheit von Bahnbreite und Abstand ist dabei eine im Rahmen des Fertigungsprozesses mit gegebenen Fertigungstoleranzen erzielbare Gleichheit zu verstehen. Vorteilhafterweise sind die Bahnbreite und der Abstand mit demselben Maß der Belichtungsmaske hergestellt.
- Gemäß einer anderen Ausgestaltung übersteigt der Wert des Abstandes denjenigen der Bahnbreite um beispielsweise wirkende parasitäre. Kapazitäten zwischen benachbarten Schleifen zu reduzieren. Vorteilhafterweise ist der Wert des Abstandes kleiner als der zweifache Wert der Bahnbreite um beispielsweise eine ausreichend große Spulenfläche zu erzielen.
- In einer bevorzugten Ausgestaltung sind die erste Spule und die zweite Spule identisch oder symmetrisch zueinander ausgebildet sind. Zur symmetrischen Ausbildung können die erste Spule und die zweite Spule beispielsweise punktsymmetrisch oder spiegelsymmetrisch zueinander angeordnet sein.
- Ausgestaltend ist vorteilhafterweise vorgesehen, dass die ersten und zweiten Induktivitätswerte einen minimalen und einen maximalen Induktivitätswert aufweisen. Der minimale Induktivitätswert unterschreitet den maximalen Induktivitätswert um höchstens 20% vorzugsweise um höchstens 10%.
- In einer vorteilhaften Ausgestaltung ist vorgesehen, dass ein vorgebbarer Gesamtinduktivitätswert mit der Parallelschaltung der Induktivitätswerte im Wesentlichen mit dem Produkt aus der Anzahl der ersten und zweiten Spulen und einem vorgebbaren Gesamtinduktivitätswert der monolithisch integrierbaren Induktivität übereinstimmt.
- Gemäß eines anderen Aspektes der Erfindung ist ein durchstimmbarer Oszillator mit mindestens einer zuvor beschriebenen monolithisch integrierten Induktivität vorgesehen. Zum Stimmen des Oszillators ist dieser vorteilhafterweise spannungsgesteuert oder stromgesteuert ausgebildet.
- Gemäß eines wiederum anderen Aspektes der Erfindung ist ein integrierter Schwingkreis mit mindestens einer zuvor beschriebenen monolithisch integrierten Induktivität vorgesehen.
- Im Folgenden wird die Erfindung durch ein Ausführungsbeispiel anhand einer zeichnerischen Darstellung näher erläutert.
- Dabei zeigen
- Fig. 1
- ein Ersatzschaltbild einer Spule,
- Fig. 2
- ein Diagramm mit einem Betrag der Impedanz von Spulen des Standes der Technik,
- Fig. 3
- ein Diagramm mit Spulengüten von Spulen des Standes der Technik,
- Fig.4
- ein schematisches Diagramm mit Spulengüten monolithisch integrierter Spulen,
- Fig. 5
- ein schematisches Diagramm der Induktivität einer monolithisch integrierten Spule in Abhängigkeit von der Windungszahl,
- Fig. 6
- eine schematische Draufsicht auf ein Layout zweier monolithisch integrierter Spulen,
- Fig.7
- ein schematisches Ersatzschaltbild eines durchstimmbaren Oszillators, und
- Fig.8
- ein Blockschaltbild eines WiMax-Transceivers mit einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
-
Fig. 4 zeigt ein schematisches Diagramm für eine monolithisch integrierte Induktivität, wobei auf der Ordinate die Güte Q einer monolithisch integrierten Induktivität und auf der Abzisse die Frequenz f aufgetragen ist. Es ist eine Kurvenschar für verschiedene Anzahlen N von Schleifen 1, 2, 3, 4 und 5 aufgetragen. Die Schleifen können auch als Windungen bezeichnet werden. Die Schleifen weisen untereinander eine magnetische Kopplung auf. Für die Windungszahl 2, 3, 4 und 5 ist zudem die zugehörige Resonanzfrequenz fr2, fr3, fr4 und fr5 auf der Abzisse aufgetragen. Weiterhin ist eine Betriebsfrequenz fB eingetragen und durch eine gestrichelte Linie hervorgehoben. - Aus der schematischen Darstellung der Ausführungsbeispiele der
Fig. 4 wird deutlich, dass mit steigender Anzahl N der Schleifen einer Spule deren Spulenresonanzfrequenz fr2, fr3, fr4, fr5 abnimmt. Für die Betriebsfrequenz fB ist dabei gefordert, dass die Spulenresonanzfrequenz zumindest doppelt so hoch wie die Betriebsfrequenz fB ist. Für sehr hohe Betriebsfrequenzen ist die Spule mit einer einzigen Schleife daher besonders vorteilhaft. Wird im Hochfrequenzspektrum eine Betriebsfrequenz fB benötigt, die deutlich kleiner als die Spulenresonanzfrequenz für eine einzige Schleife ist, können zwei oder mehr Schleifen mit einer magnetischen Kopplung zur Erhöhung der Güte Q verwendet werden. - Dabei ist ebenfalls erforderlich, dass die Spulenresonanzfrequenz zumindest doppelt so hoch wie die Betriebsfrequenz fB ist. Dies trifft lediglich für die Ausführungsbeispiele der
Fig. 4 mit den Windungszahlen 1, 2, 3 und 4 zu. Hingegen ist die Spulenresonanzfrequenz fr5 nicht ausreichend hoch. Für die Betriebfrequenz fB steigt die Güte Q von der Windungszahl 1 bis zur Windungszahl 3 an. Ebenfalls für die Windungszahl 4 ist die Güte Q gegenüber der Windungszahl 1 erhöht. -
-
-
- Dabei ist Q die Güte, w die Kreisfrequenz, L die Induktivität der zwei Schleifen (ohne magnetische Kopplung), R der ohmsche Widerstand, ωM die magnetische Kopplung und Rprox die Verluste aufgrund der Stromverdrängung (Hautwiderstand).
- Die Verluste Rprox aufgrund der Stromverdrängung sind klein gegenüber dem ohmschen Widerstand R, wenn der Abstand der Bahnen der Spule von der Bahnbreite der Spulenbahn um weniger als 20% abweicht. Hingegen ist der Gewinn durch die magnetische Kopplung ωM signifikant und führt daher zu einer deutlichen Verbesserung der Güte Q der Spule.
- In
Fig. 5 ist die Zunahme der Induktivität L mit der Schleifenanzahl N magnetisch gekoppelter Schleifen als Diagramm schematisch dargestellt. Demzufolge steigt die Induktivität L magnetisch gekoppelter Schleifen mit Zunahme der Anzahl N der Schleifen überproportional, insbesondere quadratisch an. - Ein Ausführungsbeispiel einer monolithisch integrierten Induktivität 10 ist in
Fig. 6 schematisch dargestellt.Fig. 6 zeigt ein schematisches Layout einer ersten Spule 11, einer zweiten Spule 12 und Zuleitungen 13a, 13b zu den Spulen 11, 12. Die erste Spule 11 und die zweite Spule 12 sind parallel geschaltet und über die Zuleitungen 13a, 13b miteinander verbunden. Die erste Spule 11 weist zwei Leiterschleifen 11a und 11b auf, die eine gemeinsame Spulenfläche umfassen und so eine magnetische Kopplung ωM bewirken. Die zweite Spule 12 weist zwei Leiterschleifen 12a und 12b auf, die eine gemeinsame Spulenfläche umfassen und so eine magnetische Kopplung wM bewirken. Die magnetische Kopplung ωM ist abhängig von der von beiden Schleifen 11a, 11b bzw. 12a, 12b umfassten Spulenfläche und damit ebenfalls abhängig von einer Bahnbreite b und einem Abstand d der Schleifen 11 a, 11 b bzw. 12a, 12b einer Spule 11, 12. - Im Ausführungsbeispiel der
Fig. 6 sind die Induktivitätswerte der ersten Spule und der zweiten überwiegend durch einen Induktivitätsanteil der Schleifen 11a, 11b bzw. 12a, 12b bestimmt. Hingegen ist der Induktivitätsanteil der Zuleitungen 13a, 13b um mindestens den Faktor 20 kleiner als der Induktivitätsanteil der Schleifen 11a, 11b bzw. 12a, 12b. - Der Spulenabstand a ist so bemessen, dass die magnetische Kopplung zwischen den Spulen 11 und 12 kleiner - vorzugsweise wesentlich kleiner - ist als die magnetische Kopplung zwischen den jeweiligen Schleifen 11a, 11b bzw. 12a, 12b. Hierzu ist der Spulenabstand a größer als die Summe s aus zwei Bahnbreiten b und einem Bahnabstand d ausgebildet.
-
Fig. 7 zeigt ein schematisches Ersatzschaltbild eines spannungsgesteuerten Oszillators, der eine erste Spule 11 und eine zweite Spule 12 aufweist. Die erste Spule 11 und die zweite Spule 12 sind parallel geschaltet. Zur ersten Spule 11 und zur zweiten Spule 12 ist weiterhin eine kapazitive Einheit C1 und ein Verstärkerelement 20 mit einer parasitären Kapazität C2 parallel geschaltet. Ebenfalls zur kapazitiven Einheit C1 sind die parasitäre Kapazität CL1 der ersten Spule 11 und die parasitäre Kapazität CL2 der zweiten Spule 12 parallel geschaltet. Eine Parallelresonanzfrequenz hängt somit von der Parallelschaltung dieser Kapazitäten C1, C2, CL1 und CL2 ab. Die Gesamtkapazität C berechnet sich zu - Der Kapazitätswert der kapazitiven Einheit C1 ist einstellbar. Vorteilhafterweise weist die kapazitive Einheit C1 daher mindestens einen Metall-Isolator-Metall-Kondensator, einen Varaktor, einen geschalteten MIM-Kondensator und/oder eine geschaltete Kondensatorbank auf.
-
Figur 8 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Sende-/Empfangsvorrichtung für ein Datenübertragungssystem gemäß IEEE 802.16 ("WiMax", worldwide interoperability for microwave access). - Die Sende-/Empfangsvorrichtung 50 weist eine Antenne 51 sowie eine mit der Antenne verbundene Sende-/Empfangseinheit (Transceiver) 52 auf. Die Sende-/ Empfangseinheit 52 beinhaltet eine mit der Antenne 51 verbundene HF-Frontend-Schaltung 53 sowie eine nachgeschaltete IF/BB-Signalverarbeitungseinheit 54. Weiterhin beinhaltet die Sende-/ Empfangseinheit 52 einen nicht in
Fig. 4 gezeigten und mit der Antenne 51 verbundenen Sendepfad. - Die HF-Frontend-Schaltung 53 verstärkt ein von der Antenne 51 empfangenes hochfrequentes Funksignals xRF, das spektral im Mikrowellenbereich zwischen 3,4 und 3,6 GHz liegt, und überführt (transformiert) es in ein Quadratursignal z in einem Zwischenfrequenzbereich (intermediate frequency, IF) oder im Basisbandbereich ("zero IF"). Beim Quadratursignal z handelt es sich um ein komplexwertiges Signal mit einer Inphase-Komponente zi und einer Quadraturphasen-Komponente zq.
- Die IF/BB-Signalverarbeitungseinheit 54 filtert das Quadratursignal z und verschiebt es evtl. spektral ins Basisband, demoduliert das Basisbandsignal und detektiert die darin enthaltenen und ursprünglich von einer anderen Sende-/Empfangsvorrichtung gesendeten Daten dat.
- Die HF-Frontend-Schaltung 53 weist einen mit der Antenne 51 verbundenen Verstärker (low noise amplifier, LNA) 58 zum Verstärken des hochfrequenten Funksignals xRF und einen nachgeschalteten Quadraturmischer 55 zum Überführen des verstärkten Signals in das Quadratursignal z auf. Weiterhin weist die HF-Frontend-Schaltung 53 eine Schaltungsanordnung 56 und einen nachgeschalteten I/Q-Generator 57 auf, der ausgangsseitig mit dem Quadraturmischer 55 verbunden ist. Die Schaltungsanordnung 56 weist einen gesteuerten Oszillator auf.
- Die Schaltungsanordnung 56 weist vorteilhafterweise einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) auf, dessen Frequenz mit Hilfe von Steuerspannungen relativ grob eingestellt und mit Hilfe weiterer (ggf. PLLgeregelter) Steuerspannungen fein abgestimmt wird. Vorzugsweise ist die Schaltungsanordnung 56 nach dem vorstehend mit Bezug auf die
Figuren 6 und7 beschriebenen Ausführungsbeispiel realisiert. - Der I/Q-Generator 57 leitet aus dem Lokaloszillatorsignal y0 der Schaltungsanordnung 56 ein differentielles Inphase-Signal yi und ein um 90 Grad phasenverschobenes differentielles Quadraturphase-Signal yq ab. Ggf. beinhaltet der I/Q-Generator 57 einen Frequenzteiler, Verstärkungselemente und/oder eine Einheit, die sicherstellt, dass der Phasenversatz der Signale yi und yq möglichst genau 90 Grad beträgt.
- Die HF-Frontend-Schaltung 53 und damit die mindestens eine Schaltungsanordnung 56 sowie evtl. Teile der IF/BB-Signalverarbeitungseinheit 54 sind Bestandteil einer integrierten Schaltung (integrated circuit, IC), die z.B. als monolithisch integrierte Schaltung in einer Standard-Technologie, beispielsweise in einer BiCMOS-Technologie ausgebildet ist.
- Die anhand von Ausführungsbeispielen vorstehend beschriebene monolithisch integrierte Induktivität kann in unterschiedlichsten Anwendungen wie z.B. in Oszillator-, Verstärker- und Filter-Schaltungen (einstellbare Übertragungsfunktion, Bandbreite etc.) vorteilhaft eingesetzt werden.
-
- |ZL|
- Betrag der Impedanz
- Q,QL
- Spulengüte
- f
- Frequenz
- L, L1, L2
- Spuleninduktivität
- CL, CL1, CL2
- parasitäre Spulenkapazität
- RL(f), RL1, RL2
- parasitärer Spulenwiderstand
- fr2, fr3, fr4, fr5
- Spulenresonanzfrequenz
- fB
- Betriebsfrequenz, Schwingkreisfrequenz
- N
- Wicklungsanzahl, Schleifenanzahl
- b
- Bahnbreite
- d
- Bahnabstand
- a
- Spulenabstand
- s
- Summe
- C1
- kapazitive Einheit
- C2
- parasitäre Kapazität des Oszillators
- LNA
- Verstärker
- y0
- Lokaloszillatorsignal
- yi, yq, zi, zq
- Quadratursignal
- xRF
- hochfrequentes Funksignal
- 10
- monolithisch integrierte Induktivität
- 11, 12
- Spule
- 11a, 11b, 12a, 12b
- Spulenbahn, Spulenwicklung, Schleife
- 13a, 13b
- Zuleitung
- 20
- Verstärkungsanordnung
- 50
- Sende-/Empfangsvorrichtung
- 51
- Antenne
- 52
- Transceiver
- 53
- HF-Frontend-Schaltung
- 54
- Signalverarbeitungseinheit
- 55
- Quadraturmischer
- 56
- Schaltungsanordnung mit spannungsgesteuertem Oszillator
- 57
- I/Q-Generator
- 58
- Verstärker
Claims (15)
- Verwendung zumindest zweier monolithisch integrierter Spulen (11, 12) mit einer Gesamtinduktivität (L) zur Erhöhung einer Güte anstelle einer monolithisch integrierten Einzelspule gleicher Induktivität, bei der- die zumindest zwei monolithisch integrierten Spulen (11, 12) parallel geschaltet sind, und- jede der zwei monolithisch integrierten Spulen (11, 12) zumindest zwei Schleifen (11a, 11b, 12a, 12b) mit einer magnetischen Kopplung (ωM) zwischen den zwei Schleifen (11a, 11b, 12a, 12b) aufweist.
- Verwendung zumindest zweier monolithisch integrierter Spulen (11, 12) gemäß Anspruch 1 für eine insbesondere einstellbare Betriebsfrequenz (fB), bei der jede Spulenresonanzfrequenz (fr2, fr3, fr4) der zwei monolithisch integrierten Spulen (11, 12) zumindest doppelt so groß ist wie die insbesondere einstellbare Betriebsfrequenz (fB).
- Verwendung zumindest zweier monolithisch integrierter Spulen (11, 12) gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2 mit einer monolithisch integrierten kapazitiven Einheit (C1) zur Bildung eines Schwingkreises ().
- Verwendung zumindest zweier monolithisch integrierter Spulen (11, 12) gemäß Anspruch 3, bei der- eine Kapazität der monolithisch integrierten kapazitiven Einheit (C1) einstellbar ist, und- eine einstellbare Schwingkreisfrequenz der Betriebsfrequenz (fB) entspricht.
- Verfahren zur Ausbildung einer monolithisch integrierten Induktivität (L), bei dem- die Induktivität (L) durch Parallelschaltung einer ersten Spule (11) und zumindest einer zweiten Spule (12) gebildet wird,- zumindest zwei erste Schleifen (11a, 11b) der ersten Spule (11) für eine magnetische Kopplung (ωM) ausgebildet werden, und- zumindest zwei zweite Schleifen (12a, 12b) der zweiten Spule (12) für eine magnetische Kopplung (ωM) ausgebildet werden.
- Monolithisch integrierte Induktivität (10)- mit einer einen ersten Induktivitätswert (L1) aufweisenden ersten Spule (11),- mit mindestens einer parallel zur ersten Spule (11) geschalteten und einen zweiten Induktivitätswert (L2) aufweisenden zweiten Spule (12) zur Bildung einer Gesamtinduktivität (L), und- mit Zuleitungen (13a, 13b) zur ersten Spule (11) und zur zweiten Spule (12),- bei der die erste Spule (11) mindestens zwei in einem Abstand (d) geführte erste Schleifen (11a, 11b) mit einer Bahnbreite (b) aufweist,- die zweiten Spule (12) mindestens zwei in dem Abstand (d) geführte zweite Schleifen (12a, 12b) mit der Bahnbreite (b) aufweist.- bei der die ersten Schleifen (11a, 11b) eine magnetische Kopplung (ωM) ausbilden, und- bei der die zweiten Schleifen (12a, 12b) eine magnetische Kopplung (ωM) ausbilden.
- Monolithisch integrierte Induktivität (10) nach Anspruch 6, bei der die durch die magnetische Kopplung (ωM) zwischen den ersten und zwischen den zweiten Schleifen verursachten Gewinne die ohmschen Verluste (Rprox) durch Stromverdrängungseffekte infolge des Naheffektes der jeweils benachbarten Schleife insbesondere durch eine Ausbildung des Abstands (d) und der Bahnbreite (b) übersteigen.
- Monolithisch integrierte Induktivität (10) nach Anspruch 6, bei der eine Differenz aus den Gewinnen und den Verlusten einen maximalen Wert annimmt.
- Monolithisch integrierte Induktivität (10) nach Anspruch 6, bei der- die magnetische Kopplung (ωM) zwischen den ersten Leiterschleifen (11a, 11b) eine magnetische Spulenkopplung zwischen der ersten Spule (11) und der zweiten Spule (12) übersteigt, und- die magnetische Kopplung (ωM) zwischen den zweiten Leiterschleifen (12a, 12b) eine magnetische Spulenkopplung zwischen der ersten Spule (11) und der zweiten Spule (12) übersteigt.
- Monolithisch integrierte Induktivität (10) nach Anspruch 6, bei der die Bahnbreite (b) und der Abstand (d) gleich sind.
- Monolithisch integrierte Induktivität (10) nach Anspruch 6, bei der der Wert des Abstandes (d) denjenigen der Bahnbreite (b) übersteigt.
- Monolithisch integrierte Induktivität (10) nach Anspruch 6, bei der der Wert des Abstandes (d) kleiner ist als der zweifache Wert der Bahnbreite (b).
- Monolithisch integrierte Induktivität (10) nach Anspruch 6, bei der die erste Spule (11) und die zweite Spule (12) identisch oder symmetrisch zueinander ausgebildet sind.
- Monolithisch integrierte Induktivität (10) nach Anspruch 6, bei der die ersten und zweiten Induktivitätswerte (L1, L2) einen minimalen und einen maximalen Induktivitätswert aufweisen und der minimale Induktivitätswert den maximalen Induktivitätswert um höchstens 20% vorzugsweise um höchstens 10% unterschreitet.
- Integrierter Schwingkreis mit einer monolithisch integrierten Induktivität (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche und einer monolithisch integrierten kapazitiven Einheit (C1), die parallel zur ersten Spule (11) und zur zweiten Spule (12) geschaltet und zwischen der ersten Spule (11) und der zweiten Spule (12) angeordnet ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE102007027612A DE102007027612B4 (de) | 2007-06-12 | 2007-06-12 | Monolithisch integrierte Induktivität |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
EP2003659A1 true EP2003659A1 (de) | 2008-12-17 |
Family
ID=39739885
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
EP08010431A Withdrawn EP2003659A1 (de) | 2007-06-12 | 2008-06-09 | Monolithisch integrierte Induktivität |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US20080309429A1 (de) |
EP (1) | EP2003659A1 (de) |
DE (1) | DE102007027612B4 (de) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8159314B1 (en) * | 2008-08-04 | 2012-04-17 | Rockwell Collins, Inc. | Actively tuned filter |
EP2421011A1 (de) * | 2010-08-19 | 2012-02-22 | Nxp B.V. | Symmetrischer Induktor |
US10068699B1 (en) * | 2017-03-01 | 2018-09-04 | Realtek Semiconductor Corp. | Integrated inductor and fabrication method thereof |
US11328859B2 (en) * | 2017-12-28 | 2022-05-10 | Realtek Semiconductor Corp. | High isolation integrated inductor and method therof |
CN112840416B (zh) * | 2018-12-26 | 2022-09-23 | 华为技术有限公司 | 一种电感、集成电路以及电子设备 |
TWI722952B (zh) * | 2019-09-11 | 2021-03-21 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 電感裝置 |
US20220254868A1 (en) * | 2021-02-09 | 2022-08-11 | Mediatek Inc. | Asymmetric 8-shaped inductor and corresponding switched capacitor array |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5420558A (en) * | 1992-05-27 | 1995-05-30 | Fuji Electric Co., Ltd. | Thin film transformer |
US20030001709A1 (en) * | 2001-06-29 | 2003-01-02 | Visser Hendrik Arend | Multiple-interleaved integrated circuit transformer |
WO2008034597A1 (de) * | 2006-09-21 | 2008-03-27 | Atmel Duisburg Gmbh | Integrierte schaltungsanordnung und verwendung von zuleitungen |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE7711313U1 (de) * | 1977-04-09 | 1977-07-28 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Gedruckte filteranordnung, insbesondere durchschleiffilter |
JPS6379307A (ja) * | 1986-09-22 | 1988-04-09 | Murata Mfg Co Ltd | 積層トランス |
US20030160299A1 (en) * | 2002-02-12 | 2003-08-28 | Harry Contopanagos | On- chip inductor having improved quality factor and method of manufacture thereof |
DE10233980A1 (de) * | 2002-07-25 | 2004-02-12 | Philips Intellectual Property & Standards Gmbh | Planarinduktivität |
US7400025B2 (en) * | 2003-05-21 | 2008-07-15 | Texas Instruments Incorporated | Integrated circuit inductor with integrated vias |
US7786836B2 (en) * | 2005-07-19 | 2010-08-31 | Lctank Llc | Fabrication of inductors in transformer based tank circuitry |
GB0523969D0 (en) * | 2005-11-25 | 2006-01-04 | Zarlink Semiconductor Ltd | Inductivwe component |
-
2007
- 2007-06-12 DE DE102007027612A patent/DE102007027612B4/de not_active Expired - Fee Related
-
2008
- 2008-06-09 EP EP08010431A patent/EP2003659A1/de not_active Withdrawn
- 2008-06-12 US US12/138,408 patent/US20080309429A1/en not_active Abandoned
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5420558A (en) * | 1992-05-27 | 1995-05-30 | Fuji Electric Co., Ltd. | Thin film transformer |
US20030001709A1 (en) * | 2001-06-29 | 2003-01-02 | Visser Hendrik Arend | Multiple-interleaved integrated circuit transformer |
WO2008034597A1 (de) * | 2006-09-21 | 2008-03-27 | Atmel Duisburg Gmbh | Integrierte schaltungsanordnung und verwendung von zuleitungen |
DE102006044570A1 (de) * | 2006-09-21 | 2008-04-03 | Atmel Duisburg Gmbh | Integrierte Schaltungsanordnung und integrierte Schaltung |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
U. TIETZE; CH. SCHENK: "Halbleiter-Schaltungstechnik", 2002, pages: 1329 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20080309429A1 (en) | 2008-12-18 |
DE102007027612B4 (de) | 2009-04-02 |
DE102007027612A1 (de) | 2008-12-18 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE102005048409B4 (de) | Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband-Anwendungen und Verfahren | |
DE3850729T2 (de) | Monolithischer integrierter Mikrowellenverstärker. | |
EP2003659A1 (de) | Monolithisch integrierte Induktivität | |
DE102020116007A1 (de) | On-chip-oberschwingungsfilterung für hochfrequenz (hf)-kommunikationen | |
DE19647383C2 (de) | Spannungsgesteuerte, veränderliche Abstimmschaltung | |
EP1993199A2 (de) | Oszillator mit magnetischer Kopplung | |
EP1858155A1 (de) | Integrierter Schwingkreis | |
DE102007023795A1 (de) | Oszillator zum Erzeugen von unterschiedlichen Schwingungen | |
WO1998029919A1 (de) | Vorrichtung zur kontaktlosen übertragung elektrischer signale und/oder energie | |
DE102006023352A1 (de) | Integrierter abstimmbarer Schwingkreis | |
DE102006044570A1 (de) | Integrierte Schaltungsanordnung und integrierte Schaltung | |
DE10325634B4 (de) | Rauscharmer Vorverstärker, insbesondere für die Kernspinresonanz(=NMR) | |
DE69312133T2 (de) | Abstimmbares Hochfrequenzfilter | |
DE10100113A1 (de) | Spannungsgesteuerter Oszillator zur Frequenzmodulation | |
WO2008017482A1 (de) | Integrierbare schaltungsanordnung zum einstellen einer vorgebbaren phasendifferenz | |
EP2599216B1 (de) | Schaltungsanordnung mit kompensationskapazitäten zur erzeugung von mikrowellen-schwingungen | |
EP1875607A2 (de) | Eingangsfilter zur spiegelfrequenzunterdrückung | |
EP1202450B1 (de) | Schaltungsanordnung | |
DE102004026713B3 (de) | Antennenverstärker für eine Magnetresonanzantenne sowie Magnetresonanzantenne mit einem Antennenverstärker | |
DE1919625A1 (de) | Empfaenger-Eingangsschaltung,insbesondere fuer Mittelwelle | |
DE19754666A1 (de) | Oszillatorschaltung | |
DE3423205C2 (de) | ||
DE60123091T2 (de) | Tragbarer Empfänger mit zwei Antennen | |
DE102004027839A1 (de) | Antennenstruktur | |
DE299340C (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PUAI | Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase |
Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012 |
|
17P | Request for examination filed |
Effective date: 20080609 |
|
AK | Designated contracting states |
Kind code of ref document: A1 Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MT NL NO PL PT RO SE SI SK TR |
|
AX | Request for extension of the european patent |
Extension state: AL BA MK RS |
|
STAA | Information on the status of an ep patent application or granted ep patent |
Free format text: STATUS: THE APPLICATION HAS BEEN WITHDRAWN |
|
18W | Application withdrawn |
Effective date: 20081216 |