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Die
Erfindung betrifft einen Antennenverstärker für eine Magnetresonanzantenne.
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In
der Magnetresonanztechnik werden zur Aufnahme der Bildinformationen
des Untersuchungsobjekts meist lokale Oberflächenspulen, so genannte "Loopantennen" beziehungsweise
darauf aufgebaute Arrayanordnungen verwendet. Solche Oberflächenspulen
beziehungsweise Antennen bestehen aus dem eigentlichen Antennen-
oder Empfangsteil, dessen Empfangssignale einem Antennenverstärker, der relativ
nah am Empfangsteil angeordnet ist, gegeben werden. Dort wird das
gegebenenfalls rauschbehaftete Signal verstärkt und über eine Koaxialleitung aus dem
MR-Gerät
nach außen
zur Weiterverarbeitung geführt.
Probleme bereiten die im Bereich der Koaxialleitung entstehenden
Mantelströme
beziehungsweise die damit einhergehenden Mantelwellen. Denn diese
erzeugen E- und B-Felder, die sich zwischen der "transparenten" Koaxialleitung und der Umgebung aufbauen.
Diese Mantelwellenströme,
wenngleich in ihrer Größe sehr
gering, beeinflussen das eigentliche Nutzsignal und können dieses
bis zur Unbrauchbarkeit verändern.
Aufgrund der über
der Frequenz sich ändernden
Phasenlage entstehen bereichsweise mehr oder weniger stark ausgeprägte Mit-
und Gegenkopplungen, die den ursprünglich völlig glatten breitbandigen
Frequenzgang auf nicht vorhersagbare Weise verändern. Bei passender Phasenlage
kann die Anordnung bestehend aus Antenne und Vorverstärker sogar
schwingen.
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Zur
Unterdrückung
des Einflusses von Mantelwellenströme ist es bekannt, eine Mantelwellensperre
vor dem Antennenverstärker,
also in der Zuleitung vom Antennenteil zum Verstärker zu integrieren. Dies verschlechtert
aber die Rauschzahl aufgrund der endlichen Einfügungsdämpfung, das heißt, der Rauschanteil wird
erhöht,
was für
die Auflösung
des Nutzsignals nachteilig ist. Eine andere bekannte Lösung ist
die Einfügung
einer oder mehrerer Mantelwellensperren in das vom Antennenverstärker abgehende,
nach außen
geführte
Koaxialkabel. Dies führt allerdings
dann zu Mantelwellenproblemen, wenn man die Masseelektrode zweier
Verstärkerausgänge unmittelbar
verbinden möchte,
so wie es beispielsweise bei Zirkularsystemen wünschenswert ist. Ferner treten
bei hohen Frequenzen, bei denen Magnetresonanzgeräte mit hoher
Grundfeldstärke
von 1,5 T und mehr betrieben werden, bereits durch das vom Antennenverstärker abgehende
Kabelstück
bis zur ersten Mantelwellensperre Mantelwellenprobleme auf.
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Aus
DE 39 35 082 C1 ist
eine Magnetresonanzanlage bekannt, bei der in der vorstehend beschriebenen
Weise die der Unterdrückung
des Mantelwellenproblems dienende Mantelwellensperre nach einer
Lokalantenne in die zum Antennenverstärker führende Zuleitung integriert
ist. Diese Anordnung zeigt die vorstehend beschriebenen Probleme.
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Der
Erfindung liegt das Problem zugrunde, eine Möglichkeit zur Unterdrückung des
sich nachteilig auf das Nutzsignal auswirkende Mantelwellenproblems
anzugeben.
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Zur
Lösung
dieses Problems ist erfindungsgemäß ein Antennenverstärker für eine Magnetresonanzantenne
vorgesehen, der sich durch eine im Signalpfad integrierte Mantelwellensperre
in Form eines ausschließlich
zur Übertragung
eines Gegentaktsignals ausgelegten Bauelements auszeichnet.
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Die
Erfindung sieht zum einen vor, die Mantelwellensperre direkt in
dem Antennenverstärker, also
unmittelbar am Ort der Signalverstärkung zu integrieren, und zwar
bevorzugt an einer Stelle, an der bereits zumindest teilweise eine
Signalverstärkung erfolgt
ist. Hierdurch wird der nachteilige Einfluss einer vorgeschalteten
Mantelwellensperre im Hinblick auf den Rauschanteil vermieden, wie
auch die sich aus einer dem Antennenverstärker nachgeschalteten Anordnung
der Mantelwellensperre insbesondere bei hohen Betriebsfrequenzen
ergebenden Probleme beseitigt sind.
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Darüber hinaus
setzt die Erfindung zur Mantelwellenunterdrückung an der Natur der Mantelwelle selbst
an. Mantelwellenströme
sind von Natur aus Gleichtaktsignale, das heißt, sie pflanzen sich längs einer
Leitung fort, wobei die Umgebung als Massepotential fungiert. Sie
entstehen z.B. bei einem koaxialen Signalkabel, wenn der Hinstrom
im Innenleiter und der Rückstrom
im Schirm des koaxialen Signalkabels zu einem vor Ort nicht geerdeten
Modul, z.B. Vorverstärker
mit Loopantenne, ungleich hoch sind. Der Differenzstrom erscheint
dann am Schirm, als würde
er in einem offenen, ungeschirmten Leiter fließen. Diese Strömungsgleichheit
kann z.B. daraus entstehen, dass ein Teil des Rückstroms, der vollständig über den
Schirm fließen
soll, als Verschiebestrom über
die Kapazität
zwischen der Umgebung und der Massefläche des Moduls fließt. Da das
Problem also größtenteils
kapazitiver Natur ist, wird es bei höheren Frequenzen um so gravierender.
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Im
Gegensatz zum Mantelwellensignal, das wie beschrieben ein Gleichtaktsignal
ist, handelt es sich bei dem eigentlichen Nutzsignal um ein Gegentaktsignal,
das heißt,
die Ströme
der beiden Leiter sind gegenphasig. Der Erfindung liegt nun die
Erkenntnis zugrunde, dass sich der Einfluss eines Mantelstroms dadurch
beseitigen lässt,
dass in den Signalpfad im Antennenverstärker ein Bauelement eingefügt wird,
das ausschließlich
Gegentaktsignale, also eben das Nutzsignal überträgt, das Gleichtaktsignal, resultierend
aus den Mantelströmen,
jedoch sperrt.
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Ein
solches signalselektiv wirkendes Bauelement kann nach einer ersten
Erfindungsausgestaltung aus zwei von einander beabstandeten und
einander gegenüberliegenden,
magnetisch gekoppelten Wicklungen bestehen. Das Bauelement stellt
einen elektrisch entkoppelten Übertrager
dar. Wichtig bei dieser Erfindungsausgestaltung ist, dass etwaige
parasitäre
Effekte, die ein Gleichtaktsignal passieren lassen würden, möglichst
klein gehalten werden. Aus diesem Grund ist es zweckmäßig, wenn
die Kapazität der
beiden Wicklungen zueinander möglichst
klein ist, bevorzugt < 1pF.
Die Wicklungen selbst können unterschiedliche
Windungszahlen aufweisen, wobei vorzugsweise die Sekundärwicklung
die wenigeren Windungen besitzt. Alter nativ ist es auch denkbar, dass
die Wicklungen gleiche Windungsanzahlen besitzen, vorzugsweise jeweils
nur eine Windung.
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Zweckmäßig ist
es, die Mantelwellensperre bestehend aus dem Bauelement nach Art
eines Zweikreis-Bandpassfilters auszuführen, wobei in diesem Fall
jeder Wicklung eine Kapazität
zur Bildung jeweils eines Schwingkreises zugeordnet ist, und wobei
zwei der Stromversorgung des oder der die Signalverstärkung erwirkenden
Verstärkerelemente
dienende Hochfrequenzdrosseln vorgesehen sind, deren Induktivität so gewählt ist,
dass die Schwingkreise bei der zu empfangenden Betriebsfrequenz
ein Resonanzbandfilter bilden.
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Alternativ
zur Verwendung zweier einander gegenüberliegender separater Wicklungen
kann das Bauelement auch aus einer gewickelten bifilaren Drossel,
also aus einer zu einer Spule aufgerollten Zweidrahtleitung bestehen.
Für eine
optimale Signalübertragung
sollte die elektrische Länge
der gewickelten Drossel im Wesentlichen λ/2 oder einem ganzzahligen Vielfachen
davon entsprechen. Zweckmäßig ist
es ferner, wenn die Drossel bei der Betriebsfrequenz resonant arbeit,
das heißt,
bei der Betriebsfrequenz stellt sich eine Gleichtaktresonanz ein,
wobei die Betriebsfrequenz die fest eingestellt Hochfrequenz der
Magnetresonanzanlage ist. Um bei nicht passender, insbesondere zu
niedrigerer Resonanz einen Abgleich vornehmen zu können ist
es zweckmäßig, wenn
die Spule einen eindrehbaren Kern, insbesondere einen Kupferkern
zur Einstellung der Spuleninduktivität und damit der Resonanz aufweist.
Hierdurch kann der Induktivitätswert
der Gleichtaktspule reduziert werden, ohne die elektrische Länge der
Leitung im Hinblick auf die λ/2-Bedingung
merklich zu verändern.
Bei zu hoher Resonanz ist es auch denkbar, einen Ferritkern zu verwenden, jedoch
in diesem Fall für
Verstärkereinsätze außerhalb
eines Magnetfelds.
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Alternativ
zur Einstellung der Resonanz über einen
beweglichen Kern ist es denkbar, die Resonanz hinsichtlich der Betriebsfrequenz über jeweils eine
Kapazität,
die jeweils zwischen den Anschlüssen
je eines Leiters der Drossel vorgesehen ist, zu erwirken, wobei
beide Kapazitäten
gleich sind.
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Im
Falle einer zu tiefen Gleichtaktresonanz kann diese alternativ zur
Verwendung eines Kerns auch durch eine entsprechend niedrige Windungszahl
ausgeglichen und die Gleichtaktinduktivität passend erhöht werden.
Damit einher geht jedoch eine Verkürzung der elektrischen Länge, die
wie beschrieben bevorzugt der λ/2-Bedingung
entsprechen sollte. Um dies zu kompensieren kann gemäß einer
Weiterbildung der Erfindung vorgesehen sein, zwei gleich große Kapazitäten zwischen
beiden gleichen Anschlüssen
jeweils eines Leiters vorzusehen, um die sich bedingt durch die
niedrige Windungszahl gebende kürzere
elektrische Leitungslänge
zu kompensieren.
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Der
erfindungsgemäße Antennenverstärker weist
des Weiteren zwei die Signalverstärkung bewirkende Verstärkerelemente,
insbesondere Transistoren auf. Es handelt sich bevorzugt um einen
Kaskode-Verstärker,
wobei das Bauelement gleich welcher Ausgestaltung entweder zwischen
die beiden Verstärkerelemente
geschaltet sein kann. Auch ist es denkbar, es dem zweiten, ausgangseitigen
Verstärkerelement
nachzuschalten.
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Neben
dem Antennenverstärker
selbst betrifft die Erfindung ferner eine Magnetresonanz (MR)-Antenne,
umfassend einen Antennenverstärker der
vorbeschriebenen Art.
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Weitere
Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus
den im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispielen sowie anhand der
Zeichnungen. Dabei zeigen
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1 eine
Prinzipdarstellung einer erfindungsgemäßen MR-Antenne unter Verwendung eines erfindungsgemäßen Antennenverstärkers,
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2 eine
Teilansicht eines erfindungsgemäßen Antennenverstärkers mit
Darstellung des Ausgangskreises umfassend eine Mantelwellensperre
nach dem Zweikreis-Bandfilterprinzip,
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3 eine
weitere erfindungsgemäße Ausführungsform
eines Antennenverstärkers, ähnlich der aus 2,
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4 eine
Alternativausführung
zum Antennenverstärker
gemäß 2 mit
einer zwischen zwei Verstärkerelementen
integrierten Mantelwellensperre,
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5 eine
weitere erfindungsgemäße Ausführungsform
eines Antennenverstärkers
mit einer bifilaren Drossel zwischen den beiden Verstärkerelementen
zur Unterdrückung
von Mantelwellen, und
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6 eine
abgleichbare Mantelwellensperre in Form einer bifilaren Drossel ähnlich der
Mantelwellensperre aus 4.
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1 zeigt
in Form einer Prinzipdarstellung eine erfindungsgemäße Magnetresonanzantenne 1, auch „Loopantenne" genannt, bestehend
aus dem eigentlichen, eine Oberflächenspule bildenden Antennenteil 2 sowie
einem nachgeschalteten Antennenverstärker 3, der zur Verstärkung des
aufgenommenen Signals dient, das über eine Koaxial-Signalleitung 4 nach
außen
zu einer Steuerungs- und Verarbeitungseinrichtung 5 gegeben
wird. Im üblichen Betriebsfall
befindet sich die MR-Antenne 1 im Inneren eines Magnetresonanzgeräts 6,
das hier nur exemplarisch angedeutet ist.
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Zur
Unterdrückung
von sich am Koaxial-Signalkabel 4 bildenden Mantelwellenströmen wird
erfindungsgemäß im Antennenverstärker 3 eine
Mantelwellensperre integriert. Ein erstes Ausführungsbeispiel zeigt 2.
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Ausschnittsweise
gezeigt ist der Antennenverstärker 3 mit
seinem Kollektor-Ausgangskreis, der zu einer Mantelwellensperre
ausgestaltet wurde. Gezeigt ist ein Verstärkerelement 7 in Form
eines Bipolartransistors sowie ein Lastwiderstand RL (z.B. im Bereich
um 1 kΩ),
der über
einen Zweikreisbandfilter 8 bestehend aus zwei Schwingkreisen 9a, 9b nach 50 Ω transformiert
wird, so dass der Verstärkerausgang
im 50 Ω-System angepasst
wird. Jeder Schwingkreis besteht aus einer Wicklung 10a und 10b,
die beispielsweise auf die beiden Seiten eines Substrats einander
gegenüberliegend
und damit zueinander beabstandet aufgebracht sind. Die Wicklung 10a bildet
die Primärwicklung,
die Wicklung 10b die Sekundärwicklung, wobei jede Wicklung
eine eigene Impedanz Lprim beziehungsweise
Lsek aufweist. Jeder Wicklung ist ferner
eine Primär-
beziehungsweise Sekundärkapazität Cprim beziehungsweise Csek zugeordnet,
so dass sich die beiden beschriebenen Schwingkreise bilden. Die
beiden Wicklungen sind magnetisch gekoppelt, ermöglichen also eine Signalübergabe
in Form eines Gegentaktsignals, welches vom über die Antenne aufgenommenen
eigentlichen Nutzsignal gebildet wird. Ein Gleichtaktsignal, wie
es von am Koaxial-Signalkabel 4 auftretenden Mantelwellenströmen erzeugt
wird, wird hingegen über
die beiden Wicklungen 10a, 10b nicht übertragen.
Sie bilden also insgesamt ein Bauteil 11, das ausschließlich zur Übertragung
eines Gegentaktsignals ausgebildet ist.
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Wichtig
ist, etwaige parasitäre
Effekte, die ein Gleichtaktsignal passieren lassen würden, möglichst
klein zu halten. Infolgedessen sollte die Koppelkapazität der beiden
Wicklungen möglichst
niedrig sein, bevorzugt < 1
pF, vorzugsweise im Bereich < 500
fF. Die Stromversorgung des Verstärkerelements 7 sowie
eines ihm vorgeschalteten, nicht näher gezeigten weiteren Verstärkerelements
(im Falle eines Kaskodeverstärkers)
wird über
2 HF-Drosseln 12a, 12b sichergestellt, wobei die
Versorgung über
das Koaxial-Signalkabel 4 erfolgt. Die Restadmittanz dieser
beiden HF-Drosseln, die ebenfalls parasitär wirken kann, sollte ebenfalls
möglichst
gering sein. Für eine
kleine Wicklungskapazität
sind weit voneinander getrennte Wicklungen nützlich. Jede Wicklung 10a, 10b sollte
aus wenigstens einer Wicklung bestehen, auch können mehrere vorgesehen sein,
die Anzahl kann gleich oder unterschiedlich sein.
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Ein
verstärktes
Signal wird nun vom Verstärkerelement 7 an
den ersten Schwingkreis 9a und über die Primär-Wicklung 10a an
die Sekundär-Wicklung 10b entsprechend
des realisierten Koppelfaktors k gegeben. Eine erste Blockkapazität Cblock schließt das Hochfrequenzsignal im
Massezweig der Primär-Wicklung an Masse,
eine Gleichspannungs-Blockkapazität CDC verhindert,
dass die Versorgungsspannung zur Wicklung gelangt, ohne das Hochfrequenz-Nutzsignal
zu behindern. Dieses wird auf den Innenleiter des Koaxial-Kabels
gegeben, während
der Schirm des Koaxial-Kabels 4 auf Masse liegt. Nachdem
RL » 50 Ω gilt auch,
dass die Primärinduktivität Lprim » Sekundärinduktivität Lsek ist. Für eine möglichst geringe kapazitive
Kopplung ist die Sekundärinduktivität Lsek sehr klein zu wählen. Für die gewünschte Filterkurve müssen der
Koppelfaktor k sowie die Werte Cprim, Lprim, Csek und Lsek sehr genau stimmen, das heißt, das
Bandfilter muss abgeglichen sein.
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Eine
etwas abgewandelte Ausführungsform des
aus 2 bekannten Antennenverstärkers zeigt 3.
Hier fließt
der Versorgungsstrom zuerst über die
Sekundärinduktivität Lsek und dann durch die Drossel 12a,
während
der HF-Sekundärpfad über die Blockkapazität Cblock,2 nach Masse geschlossen wird. Dies
hat den Vorteil, dass die Drossel 12a mit beiden Anschlüssen genau
wie die Drossel 12b hochfrequenzmäßig an Masse liegt, und nicht
am HF-Signal, wie bei dem rechten Anschluss der Drossel 12a in 2.
Bei der Ausführungsform
nach 3 (Entsprechendes gilt für die Ausführungsform nach 4,
die nachfolgend noch beschrieben wird) können beide Drosseln 12a und 12b zur
Platzreduktion auch auf einen gemeinsamen Wickelkörper gewickelt werden.
Hier ist die Impedanz und die elektrische Länge belanglos. Durch die Addition
der magnetischen Flüsse
kann man bei gemeinsamen Wickelkörpern
mit weniger Windungen auskommen.
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4 zeigt
eine weitere erfindungsgemäße Ausführungsform
eines Antennenverstärkers 3,
wobei hier der Verstärkerteil
bestehend aus den beiden Verstärkerelementen 7a und 7b gezeigt
ist, über
welchen das verstärkte
Signal der hier nicht gezeigten Koaxial-Signalleitung gegeben wird.
Beim Verstärkerelement 7a handelt
es sich beispielsweise um einen Feldeffekttransistor, beim Verstärkerelement 7b den
bereits aus 2 bekannten Bipolartransistor. Auch
hier kommt ein erfindungsgemäßes Bauelement 13 zum
Einsatz, das ausschließlich
ein Gegentaktsignal, nicht jedoch ein Gleichtaktsignal passieren
lässt.
Es besteht ebenfalls aus zwei separaten, von einander beabstandeten
Wicklungen 14a und 14b, die einen Übertrager
bilden. Zur Gleichspannungsversorgung sind auch hier zwei Drosseln 15 vorgesehen.
Ferner sind jeweils zwei Blockkapazitäten Cblock vorgesehen,
die das Hochfrequenz-Signal kurzschließen und
sicherstellen, dass dieses ausschließlich über den Übertrager gegeben wird. Bei dieser
Ausführung
ist ein Abgleich nicht erforderlich, nachdem keine Bandfilterstruktur
vorliegt. Der einzige Abgleichpunkt ist die Einstellung des Abstands der
beiden Wicklungen 14a, 14b. Dieser bestimmt aber
nur den genauen Verstärkungswert,
nicht jedoch eine frequenzspezifische Filterkurve, es kann also
bei vertretbarer Toleranz ein unabgeglichenes Bauteil eingesetzt
werden. Bei dieser Ausführungsform
sollte die Windungszahl der Primär-Wicklung größer als
die der Sekundär-Wicklung
sein, beispielsweise im Verhältnis
3:1. Nachdem die Verstärkung
bei Windungszahlverhältnissen
n:1 mit n>1 gleich
bleibt, solange der Koppelfaktor reziprok zum Windungsverhältnis ist,
lässt sich
bei diesem geteilten Kaskodeverstärker der Abstand der Wicklungen deutlich
vergrößern und
gleichzeitig die Koppelkapazität
deutlich verringern.
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5 zeigt
eine weitere alternative Ausführungsform
eines Antennenverstärkers,
wobei auch hier lediglich der Verstärkerteil mit den beiden Verstärkerelementen 7a und 7b gezeigt
ist, der mit der nicht gezeigten Koaxial-Signalleitung verbunden
ist. Anstelle zweier an einem Substrat beabstandet zu einander angeordneter
Wicklungen kommt hier ein lediglich ein Gegentaktsignal durchlassendes
Bauelement 16 in Form einer bifilar gewickelten Drossel 17 zum
Einsatz. Diese Drossel fungiert wie eine aufgerollte Leitung im
Nutzsignalzweig. Bei Einsatz einer solchen bifilar gewickelten Drossel 17 muss
ihre Gleichtaktimpedanz, das heißt die Impedanz der Spule bestehend
aus den verbundenen Anfängen
A1 und A2 und den verbundenen Ausgängen E1 und E2 möglich hoch
sein. Um die Vorteile der Kaskodeschaltung nicht zu verlieren, sollte
der Ausgang des FET-Verstärkers 7a mit
der Drossel auch den gleichen niederohmigen Abschluss sehen wie
ohne Drossel. Ohne integrierte Drossel 17 würde der
hochohmige Drain-Ausgang des FET-Transistors 7a über den
Schwingbremswiderstand Rd direkt mit dem niederohmigen Emitter-Eingang
des nachfolgenden Bipolartransistors 7b verbunden sein,
was zwar leistungs-fehlangepasst ist, aber zur bekannten Breitbandigkeit
und Stabilität
der Kaskodeschaltung führt, da
durch den niederohmigen Abschluss des Drains am FET-Transistors 7a der
Millereffekt eliminiert wird. Deshalb muss als zweite Voraussetzung
die elektrische Länge
der aufgewickelten Leitung, die die Drossel 17 bildet,
mit Anfang A1 und A2 sowie Ende E1 und E2 λ/2-lang sein.
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Es
ist nun zweckmäßig zu versuchen,
beide Bedingungen weitestgehend zu vereinen. Bei einer aufgerollten
Zweidrahtleitung, wie sie die Drossel 17 darstellt, ist
der Wellenwiderstand eher zufällig über den
verwendeten Drahtdurchmesser und die Drahtisolation definiert, man
kann also nicht von einem definierten Wert von z.B. 50 Ω ausgehen.
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Wenn
nun die elektrische Länge
so eingestellt wird, dass sie λ/2
entspricht, spielt die Unsicherheit hinsichtlich des Wellenwiderstands
ebenso wie die extrem unterschiedliche Quell- und Abschlussimpedanz, die die Drossel
sieht, keine Rolle, da die λ/2-Transformation
unabhängig
von der Leitungsimpedanz jede beliebige Quellimpedanz wieder reproduziert.
Auch die Verluste über
diese Leitung sind unkritisch, ihnen kann gege benenfalls durch entsprechende
Verkleinerung des Schwingbremsenwiderstands Rd entgegengewirkt werden
können.
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Durch
geeignete Wahl kann also die λ/2-Bedingung
eingestellt werden. Um nun auch die zweite Bedingung betreffend
die möglichst
hohe Gleichtaktimpedanz zu realisieren, ist es erforderlich, das
Resonanzverhalten zu betrachten. Die Optimierung dieser Bedingung
ist dann gegeben, wenn die Gleichtaktspule, also die Drossel, zusammen
mit den parasitären
Wicklungskapazitäten
genau bei der Betriebsfrequenz der Magnetresonanzanlage, also der Frequenz
des aufzufangenden Nutzsignals resonant ist. In der Regel ist es
erforderlich, die Resonanz anzupassen. Liegt beispielsweise die
Resonanz zu tief, so kann über
einen in die Drossel 17 eindrehbaren Kern 18,
z.B. einen Kupferkern, der in den Spulenzylinder eingeschraubt werden
kann, der Induktivitätswert
der Gleichtaktspule reduziert werden, ohne dabei die elektrische
Länge merklich
zu verändern
und damit die λ/2-Bedingung
zu verletzen. Bei zu hoch liegender Resonanz kann gegebenenfalls
ein Ferritkern eingeschraubt werden, jedoch nur, wenn die Antenne
nicht in einem Magnetfeld arbeitet. Alternativ zur Verwendung eines
Ferritkerns kann eine zu hohe Resonanz auch dadurch angepasst werden,
dass zwei gleich große
Kapazitäten
einem jeden Leiter zugeordnet werden, indem sie jeweils zwischen
den Anfang A1 und das Ende E1 beziehungsweise den Anfang A2 und
das Ende E2 eingefügt
werden. Dies ist in 6 gezeigt, wo zwischen diese
Leiterpunkte jeweils eine Kapazität CGT eingebracht
ist, die die Gleichtaktresonanz entsprechend erniedrigen. Beide Kapazitäten CGT sollten gleich groß sein.
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Eine
zu tiefe Gleichtaktresonanz kann aber auch durch eine entsprechende
niedrigere Wicklungszahl erhöht
werden, wodurch die Gleichtaktinduktivität passend erhöht wird.
Wird aber die Windungszahl erniedrigt, wird folglich auch die Leitungslänge und
mit ihr die elektrische Länge
verkürzt.
Um eine Verletzung der λ/2-Bedingung
zu kompensieren ist es in diesem Fall, siehe 5, zweckmäßig, die beiden
Leiter der Drossel 17 über
zwei weitere Kapazitäten
CEL, die beide ebenfalls gleich groß sein sollten,
zu kompensieren. Die beiden Kapazitäten CEL werden
ebenfalls an die Anfänge
A1 und A2 beziehungsweise Enden E1 und E2 angeschlossen. Sie bilden
eine kapazitive Verkürzung.
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6 zeigt
eine Ausführungsform
der Drossel 17 mit zugeordneten Kapazitäten, die sowohl eine Anpassung
der Gleichtaktresonanz über
die beiden einstellbaren Kapazitäten
CGT sowie eine Anpassung der elektrischen
Länge über die
beiden einstellbaren Kapazitäten
CEL ermöglicht.
Wegen der verkürzten Drahtlänge ist
auch eine Miniaturisierung der Drossel möglich, was insbesondere bei
niedrigen Betriebsfrequenzen sehr von Vorteil ist.
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An
dieser Stelle ist darauf hinzuweisen, dass zur Erhöhung der
Leistungsverstärkung
des Antennenverstärkers
die elektrische Länge
der Drossel auch etwas geringfügiger
als λ/2
gewählt
sein kann, da sich dann die Leistungsanpassung entsprechend verbessert,
vorausgesetzt, dass der Kaskodeverstärker hinreichend stabil arbeitet.
Abschließend
ist festzuhalten, dass in den Figuren zwei unterschiedliche Massesymbole
verwendet werden, nämlich
zum einen das geschlossene Dreieck, zum anderen das übliche gestrichelte
Massesymbol, worüber
dargestellt werden soll, dass die jeweiligen Leitungen an unterschiedlichen
Masseflächen
liegen. Ferner kann der Antennenverstärker noch weitere Bauelemente
aufweisen, die hier nicht näher
gezeigt sind, da sie für die
erfindungsgemäße Funktion
beziehungsweise Ausgestaltung des Verstärkers keine Rolle spielen.