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Die Erfindung betrifft eine Hochfrequenz-Verstärkerschaltung
mit einer veränderbaren Ausgangskapazität. Die Verstärkerschaltung
dient insbesondere zur breitbandigen Verstärkung hochfrequenter Signale
großer
Frequenzdynamik.
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Verstärkerschaltungen mit am Ausgang
angeordneten Schwingkreisen mit Kapazitäten bzw. Kondensatoren, die
den Ausgang für
Oberwellen-Frequenzbereiche fehlanpassen, werden in der Hochfrequenztechnik
für Verstärker mit
verbessertem Wirkungsgrad verwendet. Die Fehlanpassung eines bestimmten,
im Ausgangssignal unerwünschten Oberwellen-Frequenzbereiches
bewirkt, daß die
in den Schwingungen dieses Frequenzbereichs enthaltene Leistung
zum Transistor zurück
reflektiert wird. Der Wirkungsgrad der Verstärkerschaltung läßt sich dadurch
steigern. Es ist jedoch notwendig, die Fehlanpassung des Ausgangs
sehr nahe an den ausgangsseitigen Transistoren zu realisieren, da
es sonst zu unerwünschten
Phasenverschiebungen zwischen dem ursprünglichen Signalanteil und dem zurück reflektierten
Signalanteil kommt.
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Beispielsweise wirken dabei die Kondensatoren
mit ihren parasitären
induktiven Anteilen mit dem kapazitiven Anteil zu einem Reihenschwingkreis zusammen.
Die Resonanzfrequenz des Reihenschwingkreises wird zum Beispiel
auf die zu filternde Oberwellenfrequenz des Nutzsignals, bei einfachen Verstärkern zumeist
das Doppelte der Grundschwingung, bei Gegentakt-Verstärkern zumeist
das Dreifache der Grundschwingung, abgestimmt.
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Solche Schaltungsanordnungen sind
aus der Literatur bekannt. Beispielsweise wird eine ähnliche Anordnung
in "RF Power Amplifiers
for Wireless Communication" von
Steve C. Cripps, 1999, Artech House Inc., ISBN 0-89006-989-1 auf
Seite 52 beschrieben.
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Nachteilig bei den aus dem Stand
der Technik bekannten Verstärkerschaltungen
ist, daß die
kapazitiven Anteile der Oberwellenfilter im oder am Ausgang nicht
umgeschaltet oder gesteuert und dadurch verändert werden können. Die
Resonanzfrequenzen bzw. die Verläufe
der Scheinwiderstände der
Schwingkreise oder Bandfilter können
dadurch nicht schnell dem jeweils anliegenden und zu verstärkenden
Nutzsignal angepaßt
werden. Diese Verstärkerschaltungen
sind dadurch für
eine breitbandige und wirkungsgradoptimierte Anwendung, beispielsweise über zwei
Oktaven und mehr, ungeeignet.
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Es ist daher Aufgabe der Erfindung
eine Hochfrequenz-Verstärkerschaltung
mit nahe am Ausgang bzw. nahe den ausgangsseitigen Verstärkungselementen
angeordneten Kondensatoren, welche Bestandteil eines parasitären Schwingkreises
sind, aufzuzeigen, welche es ermöglicht,
die Kapazität
zumindest einer der Kondensatoren im Betrieb schnell zu verändern, um
so einen wirkungsgradoptimierten Betrieb der Verstärkerschaltung
auch über
einen breitbandigen Bereich, beispielsweise über zwei Oktaven und mehr,
mit einfachen Mitteln zu ermöglichen.
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Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine
Hochfrequenz-Verstärkerschaltung
mit den kennzeichnenden Merkmalen in Verbindung mit den gattungsgemäßen Merkmalen
des Anspruchs 1 gelöst.
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Erfindungsgemäß wird zumindest einer der am
Ausgang angeordneten Kondensatoren in seiner Kapazität gesteuert
und/oder es wird durch zumindest ein Schaltelement zumindest ein
weiterer Kondensator den ersten Kondensatoren zu- bzw. weggeschaltet.
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Vorteilhafte Weiterbildungen gehen
aus den Unteransprüchen
hervor.
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In einer Weiterbildung der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung
wird das zumindest eine Schaltelement und/oder die Kapazität des zumindest einen
weiteren Kondensators durch eine oder mehrere Steuerspannungen gesteuert.
Die Kapazität
bzw. das Schaltelement kann dadurch besonders schnell, zuverlässig und
einfach verändert
und gesteuert werden. Außerdem
ist es dadurch leicht möglich
die Steuerung in einen Regelkreis einzubinden.
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Vorteilhaft ist es zudem, dem zumindest
einen ersten Kondensator oder den mehreren Kondensatoren zumindest
einen weiteren Kondensator parallel oder in Reihe zu schalten. In
vorteilhafter Weise läßt sich
so die Gesamtkapazität
der Kondensatoren verändern.
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Zudem ist es vorteilhaft, wenn das
Schaltelement als PIN-Diode
oder Relais ausgeführt
ist. Dadurch weist das Schaltelement selbst eine sehr geringe Kapazität auf, welche
zudem in nur sehr geringem Maße
spannungsabhängig
ist.
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Vorteilhaft ist es außerdem,
die Kapazität
zumindest einer der Kondensatoren (C1,C2,C3) und/oder das Schaltelement
(Sw) in Abhängigkeit
eines am Eingang (IN1,IN2) anliegenden Signals durch eine Steuereinheit
zu steuern.
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In einer anderen Weiterbildung der
erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung
wird bei zumindest einem der Kondensatoren die parasitäre Kapazität einer
gesperrten Diode genutzt. Es ist dadurch möglich, die Gesamtkapazität der ausgangsseitig
angeordneten Kondensatoren mittels einer Steuerspannung kontinuierlich,
sehr genau und ohne kurzzeitige Abschaltung des Nutzsignals zu verändern. Die
Resonanzfrequenz bzw. der Verlauf des Scheinwiderstandes des am
Ausgang gebildeten Schwingkreises läßt sich so vorteilhaft den
Anforderungen anpassen, welche beispielsweise durch eine sich ändernde Grundfrequenz
gegeben ist.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung
werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.
In den Figuren der Zeichnung sind übereinstimmende Bauteile mit übereinstimmenden
Bezugszeichen versehen. In der Zeichnung zeigen:
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1 eine
erfindungsgemäße unsymmetrisch
aufgebaute Verstärkerschaltung
mit einem Transistor,
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2 eine
erfindungsgemäße symmetrisch aufgebaute
Verstärkerschaltung
mit zwei Transistoren in Gegentaktschaltung und
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3 eine
Veranschaulichung des Betrags des Scheinwiderstands der Kondensatoranordnung als
Funktion der Frequenz.
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1 zeigt
eine erfindungsgemäße unsymmetrisch
aufgebaute Verstärkerschaltung 1 mit
einem Feldeffekt-Transistor
T1. Der Feldeffekt-Transistor T1 weist einen mit einem ersten Eingangsanschluß-Pol IN1
verbundenen Gateanschluß G1,
einen mit einem zweiten Eingangsanschluß-Pol IN2 verbundenen Sourceanschluß S1 und
einen mit einem ersten Ausgangsanschluß-Pol OUT1 verbundenen Drainanschluß D1 auf.
Ein zweiter Ausgangsanschluß-Pol
OUT2 liegt mit dem zweiten Eingangsanschluß-Pol IN2 auf einem gemeinsamen
Bezugspotential (Masse) GR und ist mit diesen verbunden. Die beiden
Ausgangsanschluß-Pole
OUT1 und OUT2 bilden den Ausgang der Verstärkerschaltung 1. Die
beiden Eingangsanschluß-Pole
IN1 und IN2 bilden den Eingang der Verstärkerschaltung 1.
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Ein erster Kondensator C1 ist einerseits
mit dem Drainanschluß D1
des ersten Transistors T1, einem Pol einer ersten HF-Drosselinduktivität L1 und dem
ersten Ausgangsanschluß-Pol
OUT1 verbunden. Andererseits ist der erste Kondensator C1 mit jeweils
einem Pol eines weiteren Kondensators C3, eines Schaltelements Sw
und einer zweiten HF-Drosselinduktivität L2 verbunden. In diesem Ausführungsbeispiel
ist das Schaltelement Sw als PIN-Diode ausgeführt, wobei der erste Kondensator C1
bei der dargestellten beispielhaften Polung mit der Anode der PIN-Diode verbunden ist.
Die beiden Kondensatoren C1 und C3 sind also als Reihenschaltungen
mit dem Drainanschluß D1
und dem Sourceanschluß S1
des Transistors T1 verbunden und schließen diese Strecke für die Oberwellen
kurz, wobei die beiden Kondensatoren C1 und C3 in sehr kurzem räumlichen
Abstand zu dem Sourceanschluß S1 und
dem Drainanschluß D1
angeordnet sind und das Schaltelement Sw parallel zu dem weiteren
Kondensator C3 geschaltet ist.
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Über
den nicht mit dem ersten Kondensator C1 verbundenen Pol der ersten
HF-Drosselinduktivität
L1 wird der Transistorschaltung 1 eine Betriebs-Gleichspannung Up
zugeführt.
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An dem nicht mit den beiden Kondensatoren C1,
C3 verbundenen Pol der zweiten HF-Drosselinduktivität L2 liegt
eine Steuerspannung Usw an. Um zum Beispiel das Schaltelement Sw
zu sperren und um so die Kapazität
des weiteren Kondensators C3 wirksam werden zu lassen, wird die
Steuerspannung Usw beispielsweise auf –100 Volt eingestellt, wobei sichergestellt
sein muß,
daß die
Steuerspannung Usw gegen das Bezugspotential GR jederzeit deutlich
negativer ist als die am Drainanschluß D1 gegen das Bezugspotential
GR auftretenden Hochfrequenz-Spitzen-Spannungen.
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Alternativ oder zusätzlich zum
Schaltelement Sw, welches den weiteren Kondensator C3 überbrückt oder
in den Stromkreis schaltet, kann in weiteren nicht gezeigten Ausführungsbeispielen
eine in diesem Ausführungsbeispiel
nicht dargestellte Kapazitätsdiode
einem oder beiden der Kondensatoren C1, C3 zugeschaltet oder zuschaltbar
sein.
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Die Funktion der beispielhaft dargestellten erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung
1 ist wie folgend:
Ein am Eingang IN1,IN2 anliegendes Hochfrequenz-Signal
wird durch den Transistor T1 verstärkt. Die in realen Transistoren
praktisch nicht vollständig vermeidbaren
Unlinearitäten
führen
zu Verzerrungen und damit zu Oberwellen. Soll die Verstärkerschaltung 1 über mehr
als eine Oktave breitbandig betrieben werden, so kommen diese Oberwellenschwingungen
in unerwünschter
Weise innerhalb des Betriebsbandes zu liegen.
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Die den Ausgang OUT1, OUT2 kurzschließende Reihenschaltung
der Kondensatoren C1 und C3 wirkt mit ihren nicht dargestellten,
den Kondensatoren C1 und C3 anhaftenden parasitären Induktivitäten zu einem
Reihenschwingkreis zusammen. Der Verlauf des Scheinwiderstand des
Reihenschwingkreises über
der Frequenz ist erfindungsgemäß nicht konstant
und kann durch eine Veränderung
der Gesamtkapazität
oder einer der beiden Kapazitäten
der Kondensatoren C1 und C3 verändert
werden. Durch das Schaltelement Sw kann in diesem Ausführungsbeispiel
die Kapazität
des weiteren Kondensators C3 und die diesem anhaftende parasitäre Induktivität dem Stromkreis
zugeschaltet oder überbrückt werden,
wodurch der Verlauf des Scheinwiderstandes des Reihenschwingkreises
verändert
wird.
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Beide Verläufe des Scheinwiderstandes
der den Ausgang OUT1, OUT2 kurzschließenden Anordnung der Kondensatoren
C1 und C3, sowie des Schaltelements Sw, werden in einer Weise durch
die Dimensionierung der genannten Bauelement bemessen, daß die dadurch
erzeugten Abschnitte des Verlaufs des Scheinwiderstands über den
dazugehörigen
erwünschten
Frequenzabschnitten, welche den Betriebsbändern identisch sind, den Ausgang
OUT1, OUT2 der Verstärkerschaltung
1 in möglichst
idealer Weise anpassen. Andererseits werden die Verläufe der
Scheinwiderstände
so bemessen, daß unerwünschte Oberwellen-Frequenzbereiche
möglichst fehlangepasst
werden.
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Durch die Möglichkeit der Anpassung der Verläufe der
Scheinwiderstände
der Verstärkerschaltung 1 kann
die Verstärkerschaltung 1 wirkungsgradoptimiert
nun in einem deutlich breiteren Frequenzbereich betrieben werden.
Die Umschaltung der Verläufe
durch das Schaltelement Sw erfolgt in Abhängigkeit der am Ausgang OUT1,OUT2
bzw. dem Drainanschluß D1
und dem Sourceanschluß S1
zu erwartenden Frequenzen. Beispielsweise kann eine nicht dargestellte
Steuereinheit über
die Steuerspannung Usw das Schaltelement Sw in Abhängigkeit
der Frequenz eines am Eingang IN1,IN2 anliegenden Signals so steuern,
daß die
bei dem jeweils am Eingang IN1,IN2 anliegenden Signal am Sourceanschluß D1 und
am Drainanschluß D1
zu erwartenden und als unerwünscht
betrachteten Oberwellen-Frequenzbereiche
möglichst
ideal fehlangepaßt
werden.
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2 zeigt
eine symmetrisch aufgebaute erfindungsgemäße Verstärkerschaltung 1 mit zwei Transistoren
T1 und T2 in Gegentaktschaltung. Die Funktionsweise der in 2 gezeigten Verstärkerschaltung 1 entspricht
in weiten Teilen den in 1 gezeigten
Verstärkerschaltung.
In dem hier gezeigten Ausführungsbeispiel
sind der Sourceanschluß S1 des
ersten Transistors T1 und der Sourceanschluß 52 des zweiten Transistors
T2 unmittelbar zusammengeschaltet, wobei diese beispielsweise auf
einem Masse-Potential von 0 Volt liegen können. Der Drainanschluß D1 ist
mit einem Pol der ersten Hochfrequenz-Drosselinduktivität L1, mit
dem ersten Ausgangsanschluß OUT1
und mit einem Pol des ersten Kondensators C1 verbunden. Der Drainanschluß D2 des
zweiten Transistors T2 ist mit einem Pol einer dritten Hochfrequenz-Drosselinduktivität L3, mit
dem zweiten Ausgangsanschluß OUT2
und einem Pol eines zweiten Kondensators C2 verbunden. An dem nicht
mit dem ersten Kondensator C1 verbundenen Pol der ersten Hochfrequenz-Drosselinduktivität L1 liegt
die Drain-Betriebsspannung Up an. An dem nicht mit dem zweiten Kondensator
C2 verbundenen Pol der dritten HF-Drosselinduktivität L3 liegt
eine weitere Drain-Betriebsspannung Upn an.
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Der Kondensator C3 ist mit jeweils
einem Pol an jeweils den nicht mit den Hochfrequenz-Drosselinduktivitäten L1 und
L3 verbundenen Polen der Kondensatoren C1 und C2 verbunden. Die
drei Kondensatoren C1, C2 und C3 liegen also in Reihe geschaltet
zwischen den Drainanschlüssen
D1 und D2. Der Kondensator C3 ist dabei zwischen den beiden Kondensatoren
C1 und C2 angeordnet, ebenso wie das Schaltelement Sw, welches parallel
zum weiteren Kondensator C3 geschaltet ist. Das in diesem Ausführungsbeispiel
als PIN-Diode ausgeführte
Schaltelement Sw ist bei der dargestellten beispielhaften Polung
mit seiner Kathode dabei mit den Kondensatoren C3 und C2 und einem
Pol einer vierten Hochfrequenz-Drosselinduktivität L4 verbunden,
wobei an dem dabei nicht belegten Pol der vierten Hochfrequenz-Drosselinduktivität L4 eine
weitere Steuerspannung Uswp anliegt. Die zweite Hochfrequenz-Drosselinduktivität L2 ist
einerseits auf die Anode der PIN-Diode und auf die Verbindung zwischen dem
ersten Kondensator C1 und dem weiteren Kondensator C3 geführt. Andererseits
liegt an der zweiten HF-Drosselinduktivität L2 die
Steuerspannung Usw an.
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Der Kondensator C3 ist durch das
als PIN-Diode ausgebildete Schaltelement Sw überbrückbar, wobei die Kapazität der Serienschaltung der
Kondensatoren bei überbrückten Kondensator C3
größer ist
und somit die Resonanzfrequenz kleiner ist als ohne überbrückten Kondenstor
C3.
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In 3 ist
der Betrag des Scheinwiderstands |Z| der Kondensator-Anordnung mit
durchgeschalteten Schaltelement Sw der 1 und 2 mit durchgezogener
Linie und mit geöffnetem
Schaltelement Sw mit gestrichelter Linie jeweils als Funktion der
Frequenz f schematisch dargestellt. Die Lage der Resonanzfrequenz
fr bzw. fr' kann
je nach Lage des in Abhängigkeit
von dem Frequenzbereich des Eingangssignals zu erwarteten Oberwellen-Frequenzbereichs
umgeschaltet werden.
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Alternativ zu den im obigen Ausführungsbeispiel
dargestellten PIN-Dioden können
auch andere Schaltelemente, beispielsweise Relais eingesetzt werden.
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Alternativ zu dem über ein
Schaltelement zuschaltbaren Kondensator C3 kann auch zumindest einer
der Kondensatoren C1 oder C2 als Kapazitätsdiode ausgebildet sein, deren
Kapazität
stufenlos variabel ist oder eine Kapazitätsdiode kann einen der Kondensatoren
C1 bis C3, vorzugsweise dem Kondensator C3 parallel geschaltet sein.
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Die Maßnahme der Zuschaltung von
Kondensatoren kann auch zur Grobabstimmung mit der Maßnahme der
Kapazitätsdiode
zur Feinabstimmung kombiniert werden.