EP1815593A1 - Leistungsverst[rker zum verst[rken von hochrequenz (hf)-signalen - Google Patents

Leistungsverst[rker zum verst[rken von hochrequenz (hf)-signalen

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EP1815593A1
EP1815593A1 EP05808222A EP05808222A EP1815593A1 EP 1815593 A1 EP1815593 A1 EP 1815593A1 EP 05808222 A EP05808222 A EP 05808222A EP 05808222 A EP05808222 A EP 05808222A EP 1815593 A1 EP1815593 A1 EP 1815593A1
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EP
European Patent Office
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amplifier
gate
power amplifier
gate terminal
terminal
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Withdrawn
Application number
EP05808222A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Manfred Berroth
Lei Wu
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Universitaet Stuttgart
Original Assignee
Universitaet Stuttgart
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Filing date
Publication date
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Definitions

  • the present invention relates to a power amplifier for amplifying radio frequency (RF) signals comprising:
  • Amplifier element of the series circuit is connected; an RF output, which has a second
  • Amplifier element of the series circuit is connected; at least one voltage applied to a ground potential
  • Amplifier element to the last amplifier element; and at least one resistor each between the
  • a designed power amplifier is known from US 6,137,367. It can be used in microwave components for power amplification, more specifically in high power semiconductor amplifiers. In particular, the power amplifier can be used where there are special requirements with regard to the output impedance of a component, for example in satellite transmitters, and / or with regard to the available voltage, for example in battery-powered mobile telephones or the like.
  • CMOS complementary metal-oxide-semiconductor
  • GaAs technology Due to the particular electrical requirements of some components in a mobile phone, in particular with respect to voltage and power resistance, however, these components must be realized in the GaAs technology according to the current state of the art. Semiconductors realized in GaAs technology are currently able to withstand breakdown voltages of more than 8 volts. In addition, components made in this technology allow much faster flow of electrons. This means that hitherto, due to the special electrical requirements, in particular HF power amplifiers for mobile phones in GaAs technology have been realized.
  • the voltage applied to the series circuit is split among the individual amplifier elements (these can also be referred to as semiconductor switches or semiconductor elements and are, for example, designed as transistors) of the series circuit, so that the voltage at each amplifier element is between Drain terminal and source terminal voltage applied UD S is only a fraction of the voltage applied to the series circuit supply voltage U d . In this way, it is attempted to keep the voltage UD S between drain and source below a breakdown voltage of the amplifier element in order to avoid a deterioration of the functionality or even damage of the amplifier element.
  • the resistors are selected such that approximately the same drain-source voltage UDS is applied to each amplifier element. This means that each amplifier element is operated at the same operating point and that the same current flows through all amplifier elements. At the operating point of the amplifier elements, although the voltage U DS between drain and source is approximately the same for all amplifier elements. However, in practice this has the negative side effect, in particular that between the gate terminal and the drain terminal but also the applied between the gate terminal and the source terminal RF voltages U GS are distributed unevenly on the amplifier elements and therefore at one or more of the amplifier elements, the breakdown voltage is exceeded.
  • the present invention is therefore based on the object to design an RF power amplifier of the type mentioned and further, that it can be realized in compliance with the electrical requirements imposed on him in the CMOS technology with low gate lengths.
  • a power amplifier of the type mentioned is proposed, which is characterized by at least one limiting path, which is connected between the drain terminal and the gate terminal of at least one amplifier element of the series connection of the first to the penultimate amplifier element, wherein the Limiting path in response to the voltage applied between the drain terminal and the gate terminal of the amplifier element voltage between a pass state and a blocking state is switchable.
  • the circuit of the RF power amplifier by a Begrenzungspfad between Added drain and gate of at least one of the amplifier elements (except the last amplifier element). If, during operation of the power amplifier, the voltage U GD applied between the gate and drain exceeds a predefinable voltage value, preferably a value equal to or slightly below the breakdown voltage, the limiting path is switched to an on-state so that the maximum gate-drain voltage UGD is limited is (ie, the gate voltage is pulled up) to achieve a uniform voltage distribution to the amplifier elements of the amplifier and to prevent damage to the amplifier element effectively.
  • a predefinable voltage value preferably a value equal to or slightly below the breakdown voltage
  • the limiting path must first be switchable in any way so that it can be switched between the on-state and the off-state.
  • an arbitrarily ausgestaltetes switching element can be used, which is formed for example as a transistor or as a diode.
  • the limiting path must have a certain resistance value by which, together with the threshold voltage of the limiting path, the threshold voltage of the switching element can be adjusted.
  • the path is switched on.
  • the gate voltage is then pulled up by the drain voltage.
  • No protective components such as protective diodes, are arranged in the path in order to protect the amplifier elements from excessive voltage. This is according to the invention in a particularly simple manner solely by the uniform distribution of stress on the amplifier elements and the Pulling up the gate voltage achieved by the drain voltage.
  • the RF power amplifier comprises only one branch with a series connection of a plurality of amplifier elements.
  • a plurality of branches each of which comprises a series connection of a plurality of amplifier elements, in a parallel connection.
  • a power amplifier of the type mentioned above which comprises a plurality of parallel-connected branches, of which at least one branch is an input branch and at least one other branch is an output branch, wherein
  • each of the branches comprises a plurality of amplifier elements each having a gain channel and a gate terminal for controlling the amplification channel, the amplification channels of the amplifier elements being connected in series within a branch;
  • the power amplifier comprises an RF input connected via a first matching network to the gate terminal of the first amplifier element of the series circuits of the branches;
  • the power amplifier comprises an RF output, which is connected via a second matching network to a drain terminal of the last amplifier elements of the series circuits of the branches; each of the branches comprises at least one capacitor connected to a ground potential, in each case at the gate terminal of the second amplifier element up to the last amplifier element; each of the branches has at least one resistor each between the control terminals of adjacent ones Amplifier elements and at least one resistor between the gate terminal and the drain terminal of the last amplifier element comprises; and each of the branches comprises at least one limiting path connected between the drain terminal and the gate terminal of at least one of the amplifier elements of the series connection of the branches from the first amplifier element to the penultimate amplifier element, the limiting path being dependent on one between the drain Terminal and the gate terminal of the amplifier element voltage applied between an on state and a blocking state is switchable.
  • the current flowing through the power amplifier is distributed to the various transistor branches, so that the power amplifier can process a total of a multiple of the current flowing through one of the branches.
  • at least one limiting path is arranged in each of the transistor branches, so that, if necessary, the gate-drain voltage applied to the amplifier element associated with the limiting path can be restricted.
  • the limiting path arranged according to the invention between the drain terminal and the gate terminal of an amplifier element may alternatively or additionally also be arranged between a source terminal and the gate terminal of a semiconductor conductor switch.
  • a source-gate voltage could then be limited via a limiting path arranged in this way as soon as it exceeds a predefinable threshold value, by means of which the limiting path is switched to an on-state.
  • a switching element for switching the limiting path between the on-state and the blocking state is arranged in the limiting path.
  • the switching element is preferably designed as a semiconductor switch. In particular, it is intended to form the semiconductor switch as a diode.
  • the semiconductor switch has a switching path and a gate terminal for switching the switching path, wherein the gate terminal is short-circuited to a drain terminal of the semiconductor switch.
  • the semiconductor switch may also be formed as a transistor in which the gate terminal is short-circuited to the drain terminal.
  • Such a connected transistor works like a diode.
  • a resistance element is arranged in the limiting path.
  • This resistance element is designed for example as an ohmic resistance, but may also be designed differently.
  • the threshold voltage can be set, after which the limiting path is switched to the on state and the gate voltage applied to the amplifier element is pulled up through the limiting path.
  • the limiting path may be connected between the drain terminal and the gate terminal of any amplifier elements of the series circuit. According to a preferred embodiment, however, it is proposed that a limiting path only between the drain terminal and the gate terminal of the penultimate amplifier element of Series circuit is switched. It can be demonstrated mathematically and prove by practical experiments that with a series connection of the amplification channels of several amplifier elements of the power amplifier according to the invention, the drain-gate voltage at the penultimate amplifier element assumes greater values than at the other amplifier elements of the series circuit. The voltage which builds up between the gate terminal and the drain terminal of the penultimate amplifier element can easily be greater than 1.5 volts, ie above the breakdown voltage of a CMOS transistor.
  • the penultimate amplifier element of a series circuit is thus that amplifier element of the series circuit which is the most endangered. Now, if a limiting path between the drain terminal and the gate terminal is connected exactly this most vulnerable amplifier element of the series circuit, a deterioration of the function or even damage this amplifier element and thus in most cases the entire power amplifier can be reliably avoided.
  • a first limiting path between the drain terminal and the gate terminal of the penultimate amplifier element and a further limiting path between the drain terminal and the gate terminal of the first amplifier element of the series circuit is connected. It can be proved theoretically and prove in practical experiments that after the penultimate amplifier element, the first amplifier element of the series circuit is particularly at risk for an increased gate-drain voltage.
  • a limiting path is connected to the two most vulnerable amplifier elements, namely the penultimate and the first amplifier element of the series circuit, so that the voltage applied to these amplifier elements gate-drain voltage If necessary effectively limited and impairment of the function or even damage to these amplifier elements and thus the entire power amplifier can be avoided.
  • a limiting path is connected in each case between the drain terminal and the gate terminal from the first amplifier element to the penultimate amplifier element of the series circuit. According to this embodiment, therefore, a limiting path is provided between gate and drain with the exception of the last amplifier element between all the amplifier elements of the series circuit, so that reliably prevents damage to the amplifier elements and thus the entire power amplifier due to excessive drain-gate voltages in each case and under all conditions can be.
  • a power amplifier according to the invention having a plurality of branches, it is particularly advantageous if, with the exception of the output branch, at least one of the branches as a function of a desired output power of the
  • Power amplifier zuschaltbaf can be switched off.
  • the output power of the power amplifier can be varied.
  • Such a variation of the output power is required for mobile phones, for example, to be able to ensure a secure and reliable signal transmission even in a poor connection, for example in narrow street canyons or in a building, to a receiving antenna of a base station. In such cases, then will be sent with a higher output power. However, this is accompanied by an increased energy consumption, so that the output power is reduced again with better reception conditions so as to extend the life of the energy storage.
  • a variation of the output power is possible by the proposed switching on and off of individual branches of the circuit of the power amplifier according to the invention in a particularly simple manner.
  • Another advantage of varying the output power of the power amplifier by switching on and off individual branches is that the power amplifier according to the invention, regardless of the number of connected branches, that is, regardless of the available output power, always with a good, ideally even with an optimal Efficiency is operated. This is because the total DC current is scaled by the number of active branches, which keeps the efficiency approximately constant. This is different in the power amplifiers known from the prior art.
  • the gain of a known power amplifier always remains constant due to its constant gate width.
  • the variation of the output power comes only from the different input powers, which are equal to the output powers of a variable preamplifier.
  • a typical variable preamplifier is z.
  • PGA Programmable Gain Amplifier
  • VGA Variable Gain Amplifier
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • CMOS complementary Metal Oxide Semiconductor
  • the power amplifier can be formed with very high output power in CMOS technology with very short gate length, without causing a malfunction or even damage to the amplifier elements and thus the entire power amplifier.
  • the connection and disconnection of individual branches of the power amplifier according to the invention can be realized in the CMOS technology in a particularly simple manner by the applied polarities are simply reversed or reduced to zero on a CMOS gate. In this way, the branches can be easily switched on or off by means of voltage reversal or voltage disconnection.
  • the present invention makes it possible for the first time to produce an HF power amplifier with very high output power in CMOS technology with a very short gate length, it is now possible to use all the components of an overall system, for.
  • a mobile phone including the RF power amplifier, on a single semiconductor device (chip) to produce highly integrated.
  • the one chip in the production of mobile phones is much easier to handle than before, the various modules manufactured in different technologies.
  • Figure 1 is a circuit of an inventive
  • Figure 2 is a circuit of an inventive
  • Figure 3 is a circuit of an inventive
  • Figure 4 shows a circuit of an inventive
  • Figure 5 is a circuit of a known from the prior art power amplifier.
  • FIG. 6 shows voltage curves at the gate and drain of FIG
  • FIG. 5 shows a circuit of a power amplifier, as is known, for example, from US Pat. No. 6,137,367.
  • the power amplifier is used to amplify radio frequency (RF) signals, such as transmission signals in mobile phones.
  • the known power amplifier comprises a plurality of amplifier elements Tl to T4, each having a gain channel and a gate terminal for controlling the gain channel.
  • the amplifier elements are, for example, designed as semiconductor switches, preferably as transistors.
  • the amplification channels of the transistors Tl to T4 are located between the drain terminal D and the source terminal S of the transistors.
  • the Amplification channels of the transistors Tl to T4 are connected in a series connection.
  • a supply voltage Ud for the amplifier elements Tl to T4 is applied to a first terminal 1 via a coil Ld.
  • the inductor Ld By means of the inductor Ld, the DC component of a current can flow into the power amplifier, whereby a high-frequency input signal in the opposite direction is not transmitted.
  • the source terminal S of the first transistor Tl at the other end of the series circuit is connected to a ground potential.
  • the known power amplifier also has an RF input 2, which is connected via a first matching network 3 to the gate terminal G of the first amplifier element Ti of the series circuit.
  • a predeterminable fixed potential U 9 is applied to a second terminal 4 via a second choke coil L 9 .
  • the inductors Ld and L 9 are used in particular to avoid a loss of RF energy.
  • the circuit also comprises an RF output 5, which is connected via a second matching network 6 to a drain terminal D of the last amplifier element T 4 of the series circuit.
  • the matching networks 3, 6 serve primarily to match the impedance of the illustrated circuit to the input impedance at the RF input 2 and to the output impedance at the RF output 5.
  • the known power amplifier also comprises three capacitors C 2 to Cj.
  • the control connections G are in each case connected to the ground potential via one of the capacitors C 2 to C 4 .
  • the circuit also includes three resistors R 2 to R4, wherein between the control terminals G of in the Series connection of successive amplifier elements Ti, T 2 ; T 2 , T 3 ; T 3 , T4 each one of the resistors R 2 to R 4 is connected.
  • the drain terminal D is connected via a further resistor R5 as a feedback to the gate terminal G.
  • the further resistor R5 is small in comparison to the resistors R 2 to R 4 , under certain circumstances even negligible. In this case, the resistor R5 may be replaced by an electric wire.
  • the circuit of a known power amplifier shown in Figure 5 is formed in GaAs technology.
  • the amplifier element Ti to T 4 inserted between the drain terminal D and the source terminal S of one of the series-connected amplifier elements is limited to values up to about 10 volts. Accordingly, the supply voltage Ud is divided by the serially connected resistors R 2 to R5, so that a suitable drain-source voltage U DS is applied to each of the transistors Ti to T 4 . This means that the resistors R 2 to R5 work as a voltage divider.
  • the resistors R 2 to R5 are adjusted so that the transistors Ti to T 4 operate in their respective operating point. This means that the drain-source voltages U DS / are applied to the transistors Ti to T 4 of the series circuit, and thus the currents flowing through the transistors Ti to T 4 are the same size.
  • the capacitors C 2 to C 4 different source impedances of the transistors T 2 to T 4 are set so that the transistors have different RF drain voltages.
  • the capacitance of the capacitors C 2 to C 4 the large RF drain voltage of Transistor T 4 is distributed to all the transistors T to T. 4
  • the voltages U GD and U GS applied between the gate and drain and the gate and source voltages, respectively can assume relatively large values of several volts, if the output power is very high. This is particularly a problem when trying to form the circuit known in the prior art in CMOS technology.
  • the problem is further exacerbated by attempting to use smaller sized transistors Ti to T 4 , ie, transistors having a smaller gate length in the range of less than 0.15 ⁇ m, and hence also a thinner oxide layer of gate G.
  • the breakdown voltage is about 1.5 V.
  • FIG. 6 shows various voltage profiles from the circuit in 0.12 ⁇ m CMOS technology according to the embodiment from FIG. The voltage curves were plotted over a period of 2 nanoseconds (ns). The voltage is plotted in volts (V).
  • FIG. 6 initially shows the input voltage Ui n present at the RF input 2, as well as the output voltage U ou t resulting at the HF output 5.
  • the gate-drain voltage U GD / resulting from the difference between the gate potential U g i and the drain potential Udi at the penultimate transistor T 3 of all the transistors Ti to T 4 is the largest.
  • the gate-drain voltage U G D at the penultimate transistor T3 reaches a value of 2.2 V, ie, the voltage UGD exceeds the allowable breakdown voltage of about 1.5 V by far.
  • the gate-drain voltage U G D at the first transistor Ti is significantly higher with 1.65 V. the permissible breakdown voltage of a transistor realized in 0.12 ⁇ m CMOS technology.
  • the circuit known from the prior art is not suitable for implementation in CMOS technology with a short gate length because of the uneven voltage distribution for an HF power amplifier.
  • the invention proposes a limiting path 7 between the drain terminal D and the gate terminal G of at least one of the amplifier elements from the first amplifier element Ti to the penultimate amplifier element T 3 (ie not at the last amplifier element T 4 ) turn.
  • FIG. 1 A circuit of an inventive RF power amplifier according to a first preferred embodiment is shown in FIG.
  • the same reference numerals as in FIG. 5 are used for the same components.
  • only one limiting path 7 is connected between the drain terminal D and the gate terminal G of the penultimate transistor T 3 .
  • the limiting path 7 may be switched between an on-state and a off-state depending on the gate-drain voltage U GD applied between the gate G and the drain D of the transistor T3.
  • a switching element 8 is arranged in the line 7, which may be formed, for example, as a semiconductor switch, preferably as a diode.
  • the switching element 8 is formed as a semiconductor switch, preferably as a transistor Td, in which a drain terminal D is short-circuited to the gate terminal G.
  • a connected transistor T ⁇ j works like a diode.
  • another resistance element 9 is arranged, which has the resistance value Rd.
  • the resistance element 9 is preferably designed as an ohmic resistance.
  • the maximum value of the voltage applied to the penultimate transistor T 3 gate-drain voltage U GD can be limited if necessary.
  • the degraded voltage component is distributed to the other transistors Ti, T 2 and T4.
  • the threshold voltage from which the limiting path 7 is switched from the off-state to the on-state can be set.
  • the threshold voltage of the limiting path 7 is preferably the breakdown voltage of the transistors Ti to T 4 or a voltage value which is slightly smaller than the breakdown voltage, selected to ensure that the limiting path 7 switches into the on state in good time before reaching the breakdown voltage.
  • the limiting path 7 is automatically switched to the on-state. This has the consequence that the gate potential U g is pulled up by the drain potential U d (so-called boosting). But it is also conceivable that the gate terminal G of the transistor T 3 is positively biased. In this case, the gate-drain voltage U G D of the penultimate transistor T3 is reduced.
  • the series circuit comprises four transistors Ti to T 4 .
  • the present invention can be realized with more or less than four transistors.
  • These further limiting paths would also have a switching element for switching over the limiting paths between an on-state and a blocking state, and a resistance element via which, together with the dimension of the switching element, the threshold voltage of the limiting path can be set.
  • the limiting path 7 is connected between the gate terminal G and the drain terminal D of the penultimate transistor T3.
  • the limiting path 7 could also be connected between the gate terminal G and the drain terminal D of the second transistor T 2 or the first transistor Ti.
  • FIG. 2 shows a circuit of an RF power amplifier according to the invention is shown according to a second preferred embodiment, wherein in addition to the first Begrenzungspfad 7 'between the gate terminal G and the drain terminal D of the penultimate transistor T 3, a further limiting path 7 "between the Gate terminal G and the drain terminal D of the first transistor Ti is connected .. Also in the further limiting path 7 ", a switching element 8" and a resistance element 9 "is arranged with a resistance value Rd.
  • the arrangement of the further limiting path 7 "between gate G and drain D of the first transistor Ti makes sense, since the first transistor Ti after the penultimate transistor T 3 is the transistor on which the largest gate drain during operation of the HF power amplifier voltage U DG is applied (see FIG. 6).
  • FIG. 3 shows a circuit of an RF power amplifier according to the invention in accordance with a third preferred embodiment.
  • a third limiting path 7" is connected between the gate terminal G and the drain terminal D of the second transistor T 2 .
  • a switching element 8 '''and a resistance element 9''' with the resistance value Rd are also arranged in the third limiting path 7 ''.
  • the gate-drain voltage applied to the second transistor T 2 is prevented by the third limiting path 7 '' UGD exceeds the breakdown voltage of the transistor.
  • the circuit of the RF power amplifier shown in Figure 3 have all the transistors of the series circuit of the last transistor T4 first transistor Ti to the penultimate transistor T 3 via a limiting path. 7
  • the illustrated RF power amplifier has only one branch with a plurality of transistors Ti to T 4 connected in series.
  • various measures are conceivable.
  • the gate length and the thickness of the gate oxide layer remain the same, so that the breakdown voltage also remains the same.
  • Conventional transistors in CMOS technology have a gate width of typically less than 500 ⁇ m.
  • the RF power amplifier according to the invention can process currents of about 1 A, so that output powers of about 2 W are possible. It is necessary to increase the gate width to several millimeters. For example, a gate width of 3.4 mm is conceivable.
  • branches each with a plurality of amplifier elements Ti to T 4 connected in series, are connected in parallel next to one another.
  • Such a designed RF power amplifier is shown by way of example in FIG.
  • the illustrated power amplifier comprises an input branch 10 and an output branch 11. Between the input branch 10 and the output branch 11, a further branch 12 is connected in parallel with the other two branches 10, 11 in the present exemplary embodiment.
  • several more branches 12 (indicated by the dashed Connecting lines between the other branch 12 and the output branch 11) or only the two branches 10, 11 provide.
  • Each of the branches 10 to 12 comprises a plurality of amplifier elements, for example as
  • Each amplifier element Ti to T 4 has an amplification channel between the drain terminal D and the source terminal S and a gate terminal G for controlling the amplification channel DS.
  • the power amplifier has the RF input 2 which, via the first matching network 3, is connected to the gate terminal G of the first amplifier elements Ti of the series circuits of the branches 10,
  • Each of the branches 10 to 12 comprises at least one capacitor C 2 to C 4 , which is applied to a ground potential, in each case at the gate terminal G of the second amplifier element T 2 to the last amplifier element T 4 .
  • each of the branches 10 to 12 comprises three resistors R 2 to R 4 respectively between the control terminals G of adjacent amplifier elements Ti to T 4 and a resistor Rs between the gate terminal G and the drain terminal D of the last amplifier element T 4 .
  • Each of the branches 10 to 12 comprises at least one limiting path 7, wherein in FIG. 4, for better clarity, a limiting path 7 is provided only for the penultimate amplifier element T 3 of the output branch is shown.
  • Each of the branches 10 to 12 of the circuit shown in Figure 4 may be formed according to one of the embodiments shown in Figures 1 to 3 and have one, two or three limiting paths 7.
  • the output power applied to the HF output 5 can be varied in a particularly simple manner.
  • the output branch 11 simply individual branches 10, 12 of the circuit selectively switched on or off depending on the desired output power of the power amplifier.
  • the input branch 10 and the further branch 12 are switched on and off.
  • a switching element 13 is arranged between the first matching network 3 and the gate terminal G of the first amplifier element Ti of the branches 10, 12, which can be actuated in dependence on the desired output power of the power amplifier.
  • the switching element 13 may be formed, for example, as a semiconductor switch, in particular as a transfer gate. By opening or closing the switching element 13 of the entire branch 10 and 12 off or switched on. If the switching elements 13 are opened in both branches 10, 12, the circuit shown in Figure 4 corresponds to the circuits shown in Figures 1 to 3 with only one branch, namely the output branch 11. The control of the switching elements 13, for example, by a higher-level control unit a mobile phone.
  • an RF power amplifier as for example from the US 6,137,367 is known to realize in a CMOS technology with a very short gate length.
  • chip semiconductor component

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Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft einen HF-Leistungsverstärker, der mehrere, parallel zueinander geschaltete Zweige (10, 11, 12) umfasst. Jeder Zweig umfasst mehrere seriell geschaltete Verstärkerelemente (T1, , T4). Mit Hilfe von Widerständen (R2, ..., R5) kann in den Zweigen (10, 11, 12) die an den Verstärkerelementen (T1, T4) anliegende Spannung (U_DS) als Bruchteil einer an den Zweigen (10, 11, 12) anliegenden Versorgungsspannung (Ud) eingestellt werden. Kondensatoren (C2, ..., C4) dienen zum Einstellen der Source-Impedanz der Verstärkerelemente (T2, ..., T4). Um zu Verhindern, dass die Gate-Drain-Spannung (U_GD) die Durchbruchspannung eines Verstärkerelements (T1,...,T4) übersteigt und das Verstärkerelement (T1,...,T4) beschädigt wird, wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, dass zwischen dem Gate­Anschluss (G) und dem Drain-Anschluss (D) des Verstärkerelements (T1,...,T4) ein Begrenzungspfad (7) geschaltet ist, der in Abhängigkeit von der Gate-Drain-Spannung (U_GD) zwischen einem Durchlasszustand und einem Sperrzustand umgeschaltet werden kann.

Description

Titel: Leistungsverstärker zum Verstärken von Hochfrequenz (HF) -Signalen
Beschreibung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Leistungsverstärker zum Verstärken von Hochfrequenz (HF) -Signalen umfassend:
mehrere Verstärkerelemente jeweils mit einem
Verstärkungskanal und einem Gate-Anschluss zum Steuern des Verstärkungskanals, wobei die Verstärkungskanäle der Verstärkerelemente in einer Serienschaltung geschaltet sind; eine Versorgungsspannung für die Verstärkerelemente, die an der Serienschaltung anliegt; ein vorgebbares Potential, das an einem Gate-Anschluss des ersten Verstärkerelements der Serienschaltung anliegt; einen HF-Eingang, der über ein erstes
Anpassungsnetzwerk an den Gate-Anschluss des ersten
Verstärkerelements der Serienschaltung angeschlossen ist; einen HF-Ausgang, der über ein zweites
Anpassungsnetzwerk an einen Drain-Anschluss des letzten
Verstärkerelements der Serienschaltung angeschlossen ist; mindestens einen an einem Massepotential anliegenden
Kondensator jeweils an dem Gate-Anschluss des zweiten
Verstärkerelements bis zum letzten Verstärkerelement; und mindestens einen Widerstand jeweils zwischen den
Steueranschlüssen benachbarter Verstärkerelemente, und mindestens einen Widerstand zwischen dem Gate-Anschluss und dem Drain-Anschluss des letzten Verstärkerelements. Ein derart ausgestalteter Leistungsverstärker ist aus der US 6,137,367 bekannt. Er kann in Mikrowellenbauteilen zur Leistungsverstärkung eingesetzt werden, genauer gesagt in Hochleistungshalbleiterverstärkern. Insbesondere kann der Leistungsverstärker dort eingesetzt werden, wo es besondere Anforderungen hinsichtlich der Ausgangsimpedanz eines Bauteiles, beispielsweise in Satellitenübertragern, und/oder hinsichtlich der verfügbaren Spannung gibt, beispielsweise in batteriebetriebenen Mobiltelefonen oder Ähnlichem.
In der Praxis werden die meisten Bauteile eines Mobiltelefons in der sogenannten CMOS-Technologie realisiert, da diese eine deutlich günstigere Fertigung und kleinbauendere und kompaktere Bauteile ermöglicht, als dies mit der GaAs- Technologie möglich wäre. Aufgrund der besonderen elektrischen Anforderungen mancher Bauteile in einem Mobiltelefon, insbesondere hinsichtlich Spannungs- und Leistungsfestigkeit, müssen nach dem derzeitigen Stand der Technik diese Bauteile jedoch in der GaAs-Technologie realisiert werden. In der GaAs-Technologie realisierte Halbleiter können derzeit Durchbruchspannungen von mehr als 8 Volt standhalten. Außerdem ermöglichen in dieser Technologie gefertigte Bauteile einen wesentlich schnelleren Fluss der Elektronen. Das bedeutet, dass bisher aufgrund der besonderen elektrischen Anforderungen insbesondere HF- Leistungsverstärker für Mobiltelefone in der GaAs-Technologie realisiert werden. Das bedeutet jedoch, abgesehen von dem höheren Fertigungsaufwand und den höheren Fertigungskosten der in der GaAs-Technologie gefertigten Bauteile, dass in einem Mobiltelefon Bauteile unterschiedlicher Technologien verwendet werden müssen, deren Integration einen erheblichen Aufwand bedeutet. Insgesamt ergibt sich also ein großer Bedarf an einem kleinbauenden und kostengünstigen HF- Verstärker, der in CMOS-Technologie realisiert werden kann. Um eine hohe Leistung in CMOS-Technologie zu erreichen ist eine hohe Durchbruchspannung erforderlich, die jedoch eine große Länge der Steuerelektrode (des Kanals) benötigt. Eine große Gate-Länge bedeutet jedoch eine geringe Grenzfrequenz . Um die gewünschte Grenzfrequenz für einen Leistungsschalter zu erreichen, müssen Gate-Längen von z.B. lediglich 0,13 μm und weniger verwendet werden, wodurch jedoch die Durchbruchspannung auf lediglich etwa 1,5 Volt reduziert ist.
Bei dem aus dem US-Patent 6,137,367 bekannten Leistungsverstärker wird die an der Serienschaltung anliegende Spannung auf die einzelnen Verstärkerelemente (diese können auch als Halbleiterschalter oder Halbleiterelemente bezeichnet werden und sind bspw. als Transistoren ausgebildet) der Serienschaltung aufgeteilt, so dass die an jedem Verstärkerelement zwischen Drain-Anschluss und Source-Anschluss anliegende Spannung UDS nur einen Bruchteil der an der Serienschaltung anliegenden VersorgungsSpannung Ud beträgt. Auf diese Weise wird versucht, die zwischen Drain und Source anliegende Spannung UDS unterhalb einer Durchbruchspannung des Verstärkerelements zu halten, um eine Beeinträchtigung der Funktionsfähigkeit oder gar eine Beschädigung des Verstärkerelements zu vermeiden.
Bei dem aus dem Stand der Technik bekannten Leistungsverstärker werden die Widerstände derart gewählt, dass an jedem Verstärkerelement in etwa die gleiche Drain- Source-Spannung UDS anliegt. Das heißt, dass jedes Verstärkerelement in dem gleichen Arbeitspunkt betrieben wird und dass durch alle Verstärkerelemente der gleiche Strom fließt. Im Arbeitspunkt der Verstärkerelemente ist zwar die zwischen Drain und Source anliegende Spannung UDS bei allen Verstärkerelementen in etwa gleich groß. Allerdings hat dies in der Praxis den negativen Nebeneffekt, dass insbesondere die zwischen dem Gate-Anschluss und dem Drain-Anschluss anliegenden HF-Spannungen UGD aber auch die zwischen dem Gate-Anschluss und dem Source-Anschluss anliegenden HF- Spannungen UGS an den Verstärkerelementen ungleichmäßig verteilt sind und daher an einem oder mehreren der Verstärkerelemente die Durchbruchspannung überschritten wird.
Bei dem bekannten Leistungsverstärker liegen jedoch zwischen dem Gate-Anschluss und dem Drain-Anschluss einiger der Verstärkerelemente, insbesondere des ersten und des vorletzten Verstärkerelements der Serienschaltung, HF- Spannungen UGD an, die deutlich oberhalb der Durchbruchspannung liegen. Das führt zu einer Beeinträchtigung der Funktion oder gar zu einer Beschädigung der Verstärkerelemente und damit des gesamten Leistungsverstärkers.
Der vorliegenden Erfindung liegt also die Aufgabe zugrunde, einen HF-Leistungsverstärker der eingangs genannten Art dahingehend auszugestalten und weiterzubilden, dass er unter Erfüllung der an ihn gestellten elektrischen Anforderungen auch in der CMOS-Technologie mit geringen Gate-Längen realisiert werden kann.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird ein Leistungsverstärker der eingangs genannten Art vorgeschlagen, der gekennzeichnet ist durch mindestens einen Begrenzungspfad, der zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate-Anschluss von mindestens einem Verstärkerelement der Serienschaltung von dem ersten bis zum vorletzten Verstärkerelement geschaltet ist, wobei der Begrenzungspfad in Abhängigkeit von der zwischen dem Drain- Anschluss und dem Gate-Anschluss des Verstärkerelements anliegenden Spannung zwischen einem Durchlasszustand und einem Sperrzustand umschaltbar ist.
Erfindungsgemäß wird also die Schaltung des HF- Leistungsverstärkers durch einen Begrenzungspfad zwischen Drain und Gate von mindestens einem der Verstärkerelemente (außer dem letzten Verstärkerelement) ergänzt. Sollte während des Betriebs des Leistungsverstärkers die zwischen Gate und Drain anliegende Spannung UGD einen vorgebbaren Spannungswert, vorzugsweise einen Wert gleich oder geringfügig unterhalb der Durchbruchspannung, übersteigen, wird der Begrenzungspfad in einen Durchlasszustand geschaltet, so dass die maximale Gate-Drain-Spannung UGD begrenzt wird (d.h. die Gate-Spannung hochgezogen wird) , um eine gleichmäßige Spannungsverteilung auf die Verstärkerelemente des Verstärkers zu erzielen und eine Beschädigung des Verstärkerelements wirksam zu verhindern.
Der Begrenzungspfad muss zum einen in irgendeiner Weise schaltbar sein, so dass er zwischen dem Durchlasszustand und dem Sperrzustand umgeschaltet werden kann. Zu diesem Zweck kann ein beliebig ausgestaltetes Schaltelement eingesetzt werden, das beispielsweise als ein Transistor oder als eine Diode ausgebildet ist. Außerdem muss der Begrenzungspfad einen bestimmten Widerstandswert aufweisen, durch den zusammen mit der Schwellenspannung des Begrenzungspfades die Schwellenspannung des Schaltelements eingestellt werden kann.
Sobald im Betrieb des erfindungsgemäßen Leistungsverstärkers die WechselSpannung zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate-Anschluss größer als die eingestellte Schwellenspannung des Begrenzungspfades ist, wird der Pfad eingeschaltet. Die Gate-Spannung wird dann von der Drain-Spannung hochgezogen. Durch den Pfad kann eine gleichmäßige Spannungsverteilung über alle Verstärkerelemente des Leistungsverstärkers erzielt werden. In dem Pfad sind keinerlei schützende Bauelemente, wie bspw. Schutzdioden, angeordnet, um die Verstärkerelemente vor zu hoher Spannung zu schützen. Dies wird erfindungsgemäße auf besonders einfache Weise allein durch die gleichmäßige Spannungsverteilung auf die Verstärkerelemente und das Hochziehen der Gate-Spannung durch die Drain-Spannung erzielt.
Bei dieser ersten Lösung der vorliegenden Erfindung umfasst der HF-Leistungsverstärker lediglich einen Zweig mit einer Serienschaltung mehrerer Verstärkerelemente. Damit der Leistungsverstärker jedoch größere Ströme verarbeiten kann, ist es denkbar, mehrere Zweige, von denen jeder eine Serienschaltung mehrerer Verstärkerelemente umfasst, in einer Parallelschaltung zu schalten. In diesem Sinne wird als eine weitere Lösung der Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Leistungsverstärker der eingangs genannten Art vorgeschlagen, der mehrere parallel zueinander geschaltete Zweige umfasst, wovon mindestens ein Zweig ein Eingangszweig und mindestens ein anderer Zweig ein Ausgangszweig ist, wobei
jeder der Zweige mehrere Verstärkerelemente jeweils mit einem Verstärkungskanal und einem Gate-Anschluss zum Steuern des Verstärkungskanals umfasst, wobei die Verstärkungskanäle der Verstärkerelemente innerhalb eines Zweiges in einer Serienschaltung geschaltet sind; der Leistungsverstärker einen HF-Eingang umfasst, der über ein erstes Anpassungsnetzwerk an den Gate-Anschϊuss des ersten Verstärkerelements der Serienschaltungen der Zweige angeschlossen ist;
- der Leistungsverstärker einen HF-Ausgang umfasst, der über ein zweites Anpassungsnetzwerk an einen Drain- Anschluss der letzten Verstärkerelemente der Serienschaltungen der Zweige angeschlossen ist; jeder der Zweige mindestens einen an einem Massepotential anliegenden Kondensator jeweils an dem Gate-Anschluss des zweiten Verstärkerelements bis zum letzten Verstärkerelement umfasst; jeder der Zweige mindestens einen Widerstand jeweils zwischen den Steueranschlüssen benachbarter Verstärkerelemente und mindestens einen Widerstand zwischen dem Gate-Anschluss und dem Drain-Anschluss des letzten Verstärkerelements umfasst; und jeder der Zweige mindestens einen Begrenzungspfad umfasst, der zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate- Anschluss von mindestens einem der Verstärkerelemente der Serienschaltung der Zweige von dem ersten Verstärkerelement bis zum vorletzten Verstärkerelement geschaltet ist, wobei der Begrenzungspfad in Abhängigkeit von einer zwischen dem Darain-Anschluss und dem Gate-Anschluss des Verstärkerelements anliegenden Spannung zwischen einem Durchlasszustand und einem Sperrzustand umschaltbar ist.
Bei dieser erfindungsgemäßen Lösung verteilt sich der durch den Leistungsverstärker fließende Strom auf die verschiedenen Transistorzweige, so dass der Leistungsverstärker in der Summe ein Mehrfaches des Stromes verarbeiten kann, der durch einen der Zweige fließt beziehungsweise fließen kann. Auch bei der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist jedoch in jedem der Transistorzweige mindestens ein Begrenzungspfad angeordnet, so dass bei Bedarf die an dem dem Begrenzungspfad zugeordneten Verstärkerelement anliegende Gate-Drain-Spannung beschränkt werden kann.
Selbstverständlich kann der erfindungsgemäß zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate-Anschluss eines Verstärkerelements angeordnete Begrenzungspfad alternativ oder zusätzlich auch zwischen einem Source-Anschluss und dem Gate-Anschluss eines Halbleiterleiterschalters angeordnet werden. Über einen derart angeordnete Begrenzungspfad könnte dann eine Source-Gate-Spannung beschränkt werden, sobald sie einen vorgebbaren Schwellwert übersteigt, durch den der Begrenzungspfad in einen Durchlasszustand geschaltet wird. Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der vorliegenden Erfindung wird vorgeschlagen, dass in dem Begrenzungspfad ein Schaltelement zum Schalten des Begrenzungspfads zwischen dem Durchlasszustand und dem Sperrzustand angeordnet ist. Das Schaltelement ist vorzugsweise als ein Halbleiterschalter ausgebildet. Dabei ist insbesondere daran gedacht, den Halbleiterschalter als eine Diode auszubilden.
Um jedoch das Layout und die Herstellung der Schaltung des erfindungsgemäßen Leistungsverstärkers zu vereinheitlichen, wird alternativ vorgeschlagen, dass der Halbleiterschalter eine Schaltstrecke und einen Gate-Anschluss zum Schalten der Schaltstrecke aufweist, wobei der Gate-Anschluss mit einem Drain-Anschluss des Halbleiterschalters kurzgeschlossen ist. Mit anderen Worten, kann der Halbleiterschalter auch als ein Transistor ausgebildet sein, bei dem der Gate-Anschluss mit dem Drain-Anschluss kurzgeschlossen ist. Ein derart verschalteter Transistor arbeitet wie eine Diode.
Des Weiteren wird vorgeschlagen, dass in dem Begrenzungspfad ein Widerstandselement angeordnet ist. Dieses Widerstandselement ist beispielsweise als ein ohmscher Widerstand ausgebildet, kann jedoch auch beliebig anders ausgebildet sein. Durch Variation des Widerstandswertes des Widerstandselements und der elektrischen Eigenschaften der Diode kann die SchwellSpannung eingestellt werden, nach deren Überschreiten der Begrenzungspfad in den Durchlasszustand geschaltet und die an dem Verstärkerelement anliegende Gate- Spannung durch den Begrenzungspfad hochgezogen wird.
Der Begrenzungspfad kann zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate-Anschluss beliebiger Verstärkerelemente der Serienschaltung geschaltet sein. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform wird jedoch vorgeschlagen, dass ein Begrenzungspfad nur zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate-Anschluss des vorletzten Verstärkerelements der Serienschaltung geschaltet ist. Es lässt sich mathematisch nachweisen und durch praktische Versuche belegen, dass bei einer Reihenschaltung der Verstärkungskanäle mehrerer Verstärkerelemente des erfindungsgemäßen Leistungsverstärkers die Drain-Gate-Spannung an dem vorletzten Verstärkerelement größere Werte annimmt als an den übrigen Verstärkerelementen der Serienschaltung. Die sich zwischen dem Gate-Anschluss und dem Drain-Anschluss des vorletzten Verstärkerelements aufbauende Spannung kann ohne Weiteres größer 1,5 Volt, also oberhalb der Durchbruchspannung eines CMOS-
Verstärkerelements mit einer Gate-Länge von kleiner 0,13 μm, liegen. Das vorletzte Verstärkerelement einer Serienschaltung ist also dasjenige Verstärkerelement der Serienschaltung, das am gefährdetsten ist. Wenn nun ein Begrenzungspfad zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate-Anschluss genau dieses gefährdetsten Verstärkerelements der Serienschaltung geschaltet ist, kann eine Beeinträchtigung der Funktion oder gar Beschädigung dieses Verstärkerelements und damit in den meisten Fällen auch des gesamten Leistungsverstärkers zuverlässig vermieden werden.
Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird vorgeschlagen, dass ein erster Begrenzungspfad zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate- Anschluss des vorletzten Verstärkerelements und ein weiterer Begrenzungspfad zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate- Anschluss des ersten Verstärkerelements der Serienschaltung geschaltet ist. Es lässt sich theoretisch nachweisen und in praktischen Versuchen belegen, dass nach dem vorletzten Verstärkerelement das erste Verstärkerelement der Serienschaltung besonders gefährdet für eine erhöhte Gate- Drain-Spannung ist. Durch die vorgeschlagene Ausführungsform wird an den beiden gefährdetsten Verstärkerelementen, nämlich dem vorletzten und dem ersten Verstärkerelement der Serienschaltung, ein Begrenzungspfad geschaltet, so dass die an diesen Verstärkerelementen anliegende Gate-Drain-Spannung im Bedarfsfall wirksam beschränkt und eine Beeinträchtigung der Funktion oder gar eine Beschädigung dieser Verstärkerelemente und damit des gesamten Leistungsverstärkers vermieden werden kann.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird vorgeschlagen, dass von dem ersten Verstärkerelement bis zu dem vorletzten Verstärkerelement der Serienschaltung jeweils zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate-Anschluss ein Begrenzungspfad geschaltet ist. Gemäß dieser Ausführungsform ist also zwischen Gate und Drain mit Ausnahme des letzten Verstärkerelements zwischen allen Verstärkerelementen der Serienschaltung ein Begrenzungspfad vorgesehen, so dass in jedem Fall und unter allen Bedingungen eine Beschädigung der Verstärkerelemente und damit des gesamten Leistungsverstärkers aufgrund überhöhter Drain-Gate- Spannungen zuverlässig verhindert werden kann.
Bei einem erfindungsgemäßen Leistungsverstärker mit mehreren Zweigen ist es besonders vorteilhaft, wenn mit Ausnahme des Ausgangszweiges mindestens einer der Zweige in Abhängigkeit von einer gewünschten Ausgangsleistung des
Leistungsverstärkers zuschaltbaf und abschaltbar ist. Durch gezieltes Zu- und Abschalten einzelner Zweige der Schaltung des Leistungsverstärkers kann die Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers variiert werden. Eine solche Variation der Ausgangsleistung ist beispielsweise bei Mobiltelefonen erforderlich, um selbst bei einer schlechten Verbindung, beispielsweise in engen Häuserschluchten oder in einem Gebäude, zu einer Empfangsantenne einer Basisstation eine sichere und zuverlässige Signalübertragung gewährleisten zu können. In solchen Fällen wird dann mit einer höheren Ausgangsleistung gesendet. Diese geht aber mit einem erhöhten Energieverbrauch einher, so dass bei besseren Empfangsbedingungen die Ausgangsleistung wieder verringert wird, um so die Betriebsdauer des Energiespeichers zu verlängern. Eine Variation der Ausgangsleistung ist durch das vorgeschlagene Zu- und Abschalten einzelner Zweige der Schaltung des erfindungsgemäßen Leistungsverstärkers auf besonders einfache Weise möglich.
Ein weiterer Vorteil der Variation der Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers durch Zu- und Abschalten einzelner Zweige besteht darin, dass der erfindungsgemäße Leistungsverstärker unabhängig von der Zahl der zugeschalteten Zweige, das heißt unabhängig von der vorliegenden Ausgangsleistung, stets mit einem guten, im Idealfall sogar mit einem optimalen Wirkungsgrad betrieben wird. Das liegt daran, dass der gesamte Gleichstrom mit der Zahl der aktiven Zweige skaliert wird, wodurch der Wirkungsgrad in etwa konstant bleibt. Das ist bei den aus dem Stand der Technik bekannten Leistungsverstärkern anders. Die Verstärkung eines bekannten Leistungsverstärkers bleibt aufgrund seiner konstanten Gate-Weite immer konstant. Die Variation der Ausgangsleistung kommt nur von den verschiedenen Eingangsleistungen, welche gleich den Ausgangsleistungen eines variierbaren Vorverstärkers sind. Ein typischer variierbarer Vorverstärker ist z. B. ein Programmable Gain Amplifier (PGA) oder ein Variable Gain Amplifier (VGA) . Deshalb kann der Leistungsverstärker nicht immer mit optimalem Wirkungsgrad arbeiten, wenn seine Ausgangsleistung über den Vorverstärker variiert wird. Bei den bekannten LeistungsVerstärkern muss eine Verringerung der Ausgangsleistung stets mit einer Verschlechterung des Wirkungsgrades erkauft werden.
Schließlich wird vorgeschlagen, dass die gesamte Schaltung des Leistungsverstärkers in einer CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) -Technologie ausgebildet ist. CMOS wird auch als Metalloxidhalbleiter mit komplementären Anschlüssen bezeichnet. Erst durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung des Leistungsverstärkers, insbesondere durch den Einsatz der Begrenzungspfade, kann der Leistungsverstärker mit sehr hoher Ausgangsleistung in CMOS-Technologie mit sehr geringer Gate- Länge ausgebildet werden, ohne dass es zu einer Funktionsbeeinträchtigung oder gar Beschädigung der Verstärkerelemente und damit des gesamten Leistungsverstärkers kommt. Auch das Zu- und Abschalten einzelner Zweige des erfindungsgemäßen Leistungsverstärkers kann in der CMOS-Technologie auf eine besonders einfache Weise realisiert werden, indem an einem CMOS-Gatter die anliegenden Polaritäten einfach umgekehrt oder auf Null reduziert werden. Auf diese Weise können die Zweige mittels Spannungsumkehr oder Spannungsabschaltung einfach zu- oder abgeschaltet werden.
Dadurch dass es mit der vorliegenden Erfindung nun erstmals möglich ist, einen HF-Leistungsverstärker mit sehr hoher Ausgangsleistung in CMOS-Technologie mit sehr geringer Gate- Länge herzustellen, ist es nunmehr möglich, sämtliche Bauteile eines Gesamtsystems, z. B. eines Mobiltelefons, einschließlich des HF-Leistungsverstärkers, auf einem einzigen Halbleiterbaustein (Chip) hochintegriert zu fertigen. Abgesehen von den deutlich geringeren Fertigungskosten und dem geringeren Platzbedarf, hat dies auch den Vorteil, dass der eine Chip im Rahmen der Produktion der Mobiltelefone wesentlich besser handhabbar ist als vorher die verschiedenen, in unterschiedlichen Technologien hergestellten Bausteine.
In den Figuren sind bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung dargestellt. Diese werden anhand der nachfolgenden Figurenbeschreibung näher erläutert. Im einzelnen zeigen: Figur 1 eine Schaltung eines erfindungsgemäßen
Leistungsverstärkers gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform;
Figur 2 eine Schaltung eines erfindungsgemäßen
Leistungsverstärkers gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform;
Figur 3 eine Schaltung eines erfindungsgemäßen
Leistungsverstärkers gemäß einer dritten bevorzugten Ausführungsform;
Figur 4 eine Schaltung eines erfindungsgemäßen
Leistungsverstärkers gemäß einer vierten bevorzugten Ausführungsform,-
Figur 5 eine Schaltung eines aus dem Stand der Technik bekannten Leistungsverstärkers; und
Figur 6 Spannungsverläufe an Gate und Drain der
Verstärkerelemente des aus dem Stand der Technik bekannten Leistungsverstärkers gemäß Figur 5.
In Figur 5 ist eine Schaltung eines Leistungsverstärkers, wie er beispielsweise aus der US 6,137,367 bekannt ist, gezeigt. Der Leistungsverstärker dient zum Verstärken von Hochfrequenz (HF) -Signalen, beispielsweise von Sendesignalen in Mobiltelefonen. Der bekannte Leistungsverstärker umfasst mehrere Verstärkerelemente Tl bis T4, die jeweils einen Verstärkungskanal und einen Gate-Anschluss zum Steuern des Verstärkungskanals aufweisen. Die Verstärkerelemente sind beispielsweise als Halbleiterschalter, vorzugsweise als Transistoren ausgebildet. Die Verstärkungskanäle der Transistoren Tl bis T4 befinden sich zwischen dem Drain- Anschluss D und dem Source-Anschluss S der Transistoren. Die Verstärkungskanäle der Transistoren Tl bis T4 sind in einer Serienschaltung geschaltet.
An einem Ende der Serienschaltung liegt über eine Spule Ld an einem ersten Anschluss 1 eine VersorgungsSpannung Ud für die Verstärkerelemente Tl bis T4 an. Mit Hilfe der Drosselspule Ld kann der Gleichanteil eines Stromes in den Leistungsverstärker hineinfließen, wobei ein hochfrequentes Eingangssignal in der Gegenrichtung nicht durchgelassen wird. Der Source-Anschluss S des ersten Transistors Tl am anderen Ende der Serienschaltung liegt an einem Massepotential.
Der bekannte Leistungsverstärker weist außerdem einen HF- Eingang 2 auf, der über ein erstes Anpassungsnetzwerk 3 an den Gate-Anschluss G des ersten Verstärkerelements Ti der Serienschaltung angeschlossen ist. An dem Gate-Anschluss G des ersten Transistors Ti liegt über eine zweite Drosselspule L9 an einem zweiten Anschluss 4 ein vorgebbares festes Potential U9 an. Die Drosselspulen Ld und L9 dienen insbesondere dazu, einen Verlust an HF-Energie zu vermeiden. Die Schaltung umfasst außerdem einen HF-Ausgang 5, der über ein zweites Anpassungsnetzwerk 6 an einen Drain-Anschluss D des letzten Verstärkerelements T4 der Serienschaltung angeschlossen ist. Die Anpassungsnetzwerke 3, 6 dienen in erster Linie dazu, die Impedanz der dargestellten Schaltung an die Eingangsimpedanz am HF-Eingang 2 und an die Ausgangsimpedanz am HF-Ausgang 5 anzupassen.
Der bekannte Leistungsverstärker umfasst außerdem drei Kondensatoren C2 bis Cj. Bei dem zweiten Verstärkerelement T2 bis zum letzten Verstärkerelement T4 der Serienschaltung liegen die Steueranschlüsse G jeweils über einen der Kondensatoren C2 bis C4 an dem Massepotential an.
Schließlich umfasst die Schaltung auch drei Widerstände R2 bis R4, wobei zwischen den Steueranschlüssen G von in der Serienschaltung aufeinanderfolgenden Verstärkerelementen Ti, T2; T2, T3; T3, T4 jeweils einer der Widerstände R2 bis R4 geschaltet ist.
Bei dem letzten Transistor T4 ist der Drain-Anschluss D über einen weiteren Widerstand R5 als Rückkopplung an den Gate- Anschluss G angeschlossen. Der weitere Widerstand R5 ist jedoch im Vergleich zu den Widerständen R2 bis R4 klein, unter Umständen sogar vernachlässigbar klein. In diesem Fall kann der Widerstand R5 durch eine elektrische Leitung ersetzt werden.
Die in Figur 5 dargestellte Schaltung eines bekannten Leistungsverstärkers ist in GaAs-Technologie ausgebildet. Die zwischen dem Drain-Anschluss D und dem Source-Anschluss S von einem der in der Serienschaltung eingesetztem Verstärkerelement Ti bis T4 ist auf Werte bis etwa 10 Volt beschränkt. Dem gemäß wird die Versorgungsspannung Ud durch die miteinander seriell verbundenen Widerstände R2 bis R5 aufgeteilt, so dass eine geeignete Drain-Source-Spannung UDS an jedem der Transistoren Ti bis T4 anliegt. Das bedeutet, dass die Widerstände R2 bis R5 als Spannungsteiler arbeiten.
Die Widerstände R2 bis R5 werden so eingestellt, dass die Transistoren Ti bis T4 in ihrem jeweiligen Arbeitspunkt arbeiten. Das bedeutet, dass die Drain-Source-Spannungen UDS/ die an den Transistoren Ti bis T4 der Serienschaltung anliegen, und damit auch die durch die Transistoren Ti bis T4 fließenden Ströme gleich groß sind.
Durch die Kondensatoren C2 bis C4 werden unterschiedliche Source-Impedanzen der Transistoren T2 bis T4 eingestellt, damit die Transistoren verschiedene HF-Drain-Spannungen haben. Mit anderen Worten, durch die Variation der Kapazität der Kondensatoren C2 bis C4 wird die große HF-Drain-Spannung von Transitor T4 auf alle Transistoren Ti bis T4 verteilt. Allerdings können bei den Transistoren Ti bis T4 die zwischen Gate und Drain bzw. die zwischen Gate und Source anliegenden Spannungen UGD bzw. UGS relativ große Werte von mehreren Volt annehmen, wenn die Ausgangsleistung sehr groß ist. Dies stellt insbesondere dann ein Problem dar, wenn man versucht, die aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung in CMOS- Technologie auszubilden. Das Problem wird noch dadurch verschärft, wenn man versucht, kleinbauendere Transistoren Ti bis T4, d.h. Transistoren mit einer geringeren Gate-Länge im Bereich von unter 0,15 um, und damit auch einer dünneren Oxidschicht des Gates G einsetzt. Bei Transistoren mit einer Gate-Länge von 0,12 μm liegt die Durchbruchspannung bei etwa 1,5 V.
In Figur 6 sind verschiedene Spannungsverläufe aus der Schaltung in 0,12 μm CMOS-Technologie gemäß der Ausführungsform aus Figur 5 dargestellt. Die Spannungsverläufe wurden über einen Zeitraum 2 Nanosekunden (ns) aufgetragen. Die Spannung ist in Volt (V) aufgetragen. In Figur 6 ist zunächst die am HF-Eingang 2 anliegende EingangsSpannung Uin, sowie die am HF-Ausgang 5 resultierende AusgangsSpannung Uout dargestellt. Darüber hinaus sind für die vier Transistoren Ti bis T4 jeweils die an den Gates G anliegenden Gate-Potentiale Ugi (i = 1 ... 4 für die Transistoren Ti bis T4) , sowie die an dem Drain-Anschluss D anliegenden Drain-Potentiale Udi aufgetragen. Es ist in Figur 6 deutlich zu erkennen, dass die Gate-Drain-Spannung UGD/ die sich aus der Differenz des Gate-Potentials Ugi und des Drain- Potentials Udi ergibt, am vorletzten Transistor T3 von allen Transistoren Ti bis T4 am größten ist. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel erreicht die Gate-Drain-Spannung UGD am vorletzten Transistor T3 einen Wert von 2,2 V, d.h. die Spannung UGD überschreitet die zulässige Durchbruchspannung von etwa 1,5 V bei weitem. Auch die Gate-Drain-Spannung UGD am ersten Transistor Ti liegt mit 1,65 V deutlich oberhalb der zulässigen Durchbruchspannung eines in 0,12 μm CMOS- Technologie realisierten Transistors.
Aus Figur 6 ergibt sich somit, dass die aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung wegen der ungleichmäßigen Spannungsverteilung für einen HF-Leistungsverstärker nicht geeignet ist, in CMOS-Technologie mit geringer Gate-Länge realisiert zu werden. Da jedoch ein großer Bedarf an einem HF-Leistungsverstärker besteht, der einerseits sicher und zuverlässig arbeitet und der andererseits aber einfach aufgebaut und kostengünstig gefertigt werden kann, ist es wünschenswert, die in Figur 5 dargestellte bekannte Schaltung eines HF-Leistungsverstärkers derart auszugestalten und weiterzubilden, dass eine Realisierung in der CMOS- Technologie mit sehr geringer Gate-Länge ohne Einbußen in der Funktionalität möglich ist. Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, einen Begrenzungspfad 7 zwischen dem Drain-Anschluss D und dem Gate-Anschluss G von mindestens einem der Verstärkerelemente von dem ersten Verstärkerelement Ti bis zum vorletzten Verstärkerelement T3 (das heißt nicht beim letzten Verstärkerelement T4) zu schalten.
Eine Schaltung eines erfindungsgemäßen HF- Leistungsverstärkers gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform ist in Figur 1 dargestellt. Für gleiche Bauteile werden die gleichen Bezugszeichen wie in Figur 5 verwendet. Bei der in Figur 1 dargestellten Erfindung ist nur ein Begrenzungspfad 7 zwischen dem Drain-Anschluss D und dem Gate-Anschluss G des vorletzten Transistors T3 geschaltet. Der Begrenzungspfad 7 kann in Abhängigkeit von der zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Drain-Anschluss D des Transistors T3 anliegenden Gate-Drain-Spannung UGD zwischen einem Durchlasszustand und einem Sperrzustand umgeschaltet werden. Zum Schalten des Begrenzungspfads 7 ist ein Schaltelement 8 in der Leitung 7 angeordnet, das beispielsweise als ein Halbleiterschalter, vorzugsweise als eine Diode ausgebildet sein kann. Bei dem in Figur 1 dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Schaltelement 8 als ein Halbleiterschalter, vorzugsweise als ein Transistor Td ausgebildet, bei dem ein Drain-Anschluss D mit dem Gate- Anschluss G kurzgeschlossen ist. Ein derart beschalteter Transistor T<j arbeitet wie eine Diode.
Darüber hinaus ist in dem Begrenzungspfad 7 ein weiteres Widerstandselement 9 angeordnet, das den Widerstandswert Rd hat. Das Widerstandselement 9 ist vorzugsweise als ein ohmscher Widerstand ausgebildet. Über das Widerstandselement 9 und das Schaltelement 8 kann der maximale Wert der an dem vorletzten Transistor T3 anliegenden Gate-Drain-Spannung UGD im Bedarfsfall beschränkt werden. Der abgebaute Spannungsanteil wird auf die anderen Transistoren Ti, T2 und T4 verteilt.
Durch eine geeignete Dimensionierung des Widerstandswertes Rd des Widerstandselements 9 und der Dimension (Gate-Länge und Dicke der Gate-Oxidschicht) des Transistors Td kann die Schwellenspannung, ab der der Begrenzungspfad 7 von dem Sperrzustand in den Durchlasszustand geschaltet wird, eingestellt werden. Als Schwellenspannung des Begrenzungspfads 7 wird vorzugsweise die Durchbruchspannung der Transistoren Ti bis T4 bzw. ein Spannungswert, der etwas kleiner als die Durchbruchspannung ist, gewählt, um sicher zu stellen, dass der Begrenzungspfad 7 rechtzeitig vor dem Erreichen der Durchbruchspannung in den Durchlasszustand schaltet.
Wenn die Gate-Drain-Spannung UGD größer als diese Schwellenspannung ist, wird der Begrenzungspfad 7 automatisch in den Durchlasszustand geschaltet. Das hat zur Folge, dass das Gate-Potential Ug von dem Drain-Potential Ud hochgezogen wird (sogenanntes boosting) . Es ist aber auch denkbar, dass der Gate-Anschluss G des Transistors T3 positiv vorgespannt wird. In diesem Fall wird die Gate-Drain-Spannung UGD des vorletzten Transistors T3 reduziert.
Bei der in Figur 1 dargestellten Schaltung umfasst die Serienschaltung vier Transistoren Ti bis T4. Selbstverständlich kann die vorliegende Erfindung auch mit mehr oder weniger als vier Transistoren realisiert werden. Des weiteren wäre es möglich, alternativ oder zusätzlich zu dem Begrenzungspfad 7 zwischen dem Drain-Anschluss D und dem Gate-Anschluss G eines oder mehrerer der Verstärkerelemente T2 bis T4, einen oder mehrere weitere Begrenzungspfade zwischen dem Source-Anschluss S und dem Gate-Anschluss G der Verstärkerelemente T2 bis T4 zu schalten. Auch diese weiteren Begrenzungspfade hätten ein Schaltelement zum Umschalten der Begrenzungspfade zwischen einem Durchlasszustand und einem Sperrzustand und ein Widerstandselement, über das zusammen mit der Dimension des Schaltelements die Schwellenspannung des Begrenzungspfads eingestellt werden kann.
Bei der in Figur 1 dargestellten Schaltung ist der Begrenzungspfad 7 zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Drain-Anschluss D des vorletzten Transistors T3 geschaltet. Stattdessen könnte der Begrenzungspfad 7 auch zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Drain-Anschluss D des zweiten Transistors T2 oder des ersten Transistors Ti geschaltet sein. Es macht jedoch Sinn, für den Begrenzungspfad 7 den vorletzten Transistor T3 zu wählen, da die während des Betriebs des HF-Leistungsverstärkers auftretende Gate-Drain- Spannung UGD bei dem vorletzten Transistor T3 größer ist als bei allen anderen Transistoren Ti, T2 und T4 (vgl. Figur 6) . Das ist auch dann der Fall, wenn die Serienschaltung lediglich drei Transistoren oder aber fünf oder noch mehr Transistoren umfasste. In Figur 2 ist eine Schaltung eines erfindungsgemäßen HF- Leistungsverstärkers gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform dargestellt, wobei zusätzlich zu dem ersten Begrenzungspfad 7 ' zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Drain-Anschluss D des vorletzten Transistors T3 ein weiterer Begrenzungspfad 7" zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Drain-Anschluss D des ersten Transistors Ti geschaltet ist. Auch in dem weiteren Begrenzungspfad 7" ist ein Schaltelement 8" und ein Widerstandselement 9" mit einem Widerstandswert Rd angeordnet. Das Anordnen des weiteren Begrenzungspfads 7" zwischen Gate G und Drain D des ersten Transistors Ti macht Sinn, da der erste Transistor Ti nach dem vorletzten Transistor T3 derjenige Transistor ist, an dem während des Betriebs des HF-Leistungsverstärkers die größte Gate-Drain- Spannung UGD anliegt (vgl. Figur 6) . Durch den weiteren Begrenzungspfad 7" wird verhindert, dass die Gate-Drain- Spannung UGD an dem ersten Transistor Ti die Durchbruchspannung des Transistors übersteigt und dessen Funktionsfähigkeit beeinträchtigt oder diesen gar beschädigt.
In Figur 3 ist eine Schaltung eines erfindungsgemäßen HF- Leistungsverstärkers gemäß einer dritten bevorzugten Ausführungsform dargestellt. Zusätzlich zu dem ersten Begrenzungspfad 7' und dem zweiten Begrenzungspfad 7" ist in der Schaltung aus Figur 3 noch ein dritter Begrenzungspfad 7 ' " zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Drain-Anschluss D des zweiten Transistors T2 geschaltet. Auch in dem dritten Begrenzungspfad 7 ' " ist ein Schaltelement 8 ' " und ein Widerstandselement 9' " mit dem Widerstandswert Rd angeordnet. Durch den dritten Begrenzungspfad 7'" wird verhindert, dass die an dem zweiten Transistor T2 anliegende Gate-Drain- Spannung UGD die Durchbruchspannung des Transistors übersteigt. Bei der in Figur 3 dargestellten Schaltung des HF-Leistungsverstärkers verfügen bis auf den letzten Transistor T4 sämtliche Transistoren der Serienschaltung vom ersten Transistor Ti bis zum vorletzten Transistor T3 über einen Begrenzungspfad 7.
Bei den in den Figuren 1 bis 3 dargestellten Ausführungsbeispielen verfügt der dargestellte HF- Leistungsverstärker lediglich über einen Zweig mit mehreren in Serie geschalteten Transistoren Ti bis T4. Zum Erhöhen des Stroms, der durch den Leistungsverstärker fließen kann, sind verschiedene Maßnahmen denkbar. Zum einen ist es möglich, die Breite der Transistoren, genauer gesagt die Weite des Gate- Anschlusses G zu erhöhen, so dass mehr Elektronen parallel über den Gate-Anschluss G fließen können. Dabei bleiben die Gate-Länge und die Dicke der Gate-Oxidschicht gleich, so dass die Durchbruchspannung ebenfalls gleich bleibt. Herkömmliche Transistoren in CMOS-Technologie weisen eine Gate-Weite von typischerweise weniger als 500 um auf. Für den Einsatz in Mobiltelefonen ist es beispielsweise erforderlich, dass der erfindungsgemäße HF-Leistungsverstärker Ströme von etwa 1 A verarbeiten kann, so dass Ausgangsleistungen von etwa 2 W möglich sind. Es ist notwendig, die Gate-Weite bis auf mehrere Millimeter zu steigern. Denkbar ist beispielsweise eine Gate-Weite von 3,4 mm.
Als weitere Maßnahme zum Erhöhen des von dem Leistungsverstärker zu verarbeitenden Strom ist es möglich, dass mehrere Zweige mit jeweils mehreren in Serie geschalteten Verstärkerelementen Ti bis T4 nebeneinander parallel geschaltet werden. Ein derart ausgestalteter HF- Leistungsverstärker ist beispielhaft in Figur 4 dargestellt. Der dargestellte Leistungsverstärker umfasst einen Eingangszweig 10 und einen Ausgangszweig 11. Zwischen dem Eingangszweig 10 und dem Ausgangszweig 11 ist in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein weiterer Zweig 12 parallel zu den beiden anderen Zweigen 10, 11 geschaltet. Selbstverständlich ist es möglich, auch mehrere weitere Zweige 12 (angedeutet durch die gestrichelte Verbindungslinien zwischen dem weiteren Zweig 12 und dem Ausgangszweig 11) oder nur die beiden Zweige 10, 11 vorzusehen.
Jeder der Zweige 10 bis 12 umfasst mehrere Verstärkerelemente, die beispielsweise als
Halbleiterschalter, vorzugsweise als Transistoren Ti bis T4 ausgebildet sein können. Jeder Verstärkerelement Ti bis T4 weist einen Verstärkungskanal zwischen dem Drain-Anschluss D und dem Source-Anschluss S und einen Gate-Anschluss G zum Steuern des Verstärkungskanal DS auf. Die Verstärkungskanäle DS der Verstärkerelemente Ti bis T4 innerhalb eines Zweiges
10, 11, 12 sind in einer Serienschaltung geschaltet. Der Leistungsverstärker weist den HF-Eingang 2 auf, der über das erste Anpassungsnetzwerk 3 an den Gate-Anschluss G der ersten Verstärkerelemente Ti der Serienschaltungen der Zweige 10,
11, 12 angeschlossen ist. Außerdem weist der
Leistungsverstärker den HF-Ausgang 5 auf, der über das zweite Anpassungsnetzwerk 6 an die Drain-Anschlüsse D der letzten Verstärkerelemente T4 der Serienschaltungen der Zweige 10,
11, 12 angeschlossen ist.
Jeder der Zweige 10 bis 12 umfasst mindestens einen an einem Massepotential anliegenden Kondensator C2 bis C4 jeweils an dem Gate-Anschluss G des zweiten Verstärkerelements T2 bis zum letzten Verstärkerelement T4. Darüber hinaus umfasst jeder der Zweige 10 bis 12 drei Widerstände R2 bis R4 jeweils zwischen den Steueranschlüssen G benachbarter Verstärkerelemente Ti bis T4 und einen Widerstand Rs zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Drain-Anschluss D des letzten Verstärkerelements T4.
Jeder der Zweige 10 bis 12 umfasst mindestens einen Begrenzungspfad 7, wobei in Figur 4 der besseren Übersichtlichkeit halber lediglich für den vorletzten Verstärkerelement T3 des Ausgangszweigs ein Begrenzungspfad 7 dargestellt ist. Jeder der Zweige 10 bis 12 der in Figur 4 dargestellten Schaltung kann jedoch gemäß einer der in den Figuren 1 bis 3 dargestellten Ausführungsformen ausgebildet sein und einen, zwei oder drei Begrenzungspfade 7 aufweisen.
Bei der in Figur 4 dargestellten Ausführungsform des erfindungsgemäßen HF-Leistungsverstärkers kann die an dem HF- Ausgang 5 anliegende Ausgangsleistung auf besonders einfache Weise variiert werden. Zu diesem Zweck werden - mit Ausnahme des Ausgangszweigs 11 - einfach einzelne Zweige 10, 12 der Schaltung in Abhängigkeit von der gewünschten Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers gezielt zugeschaltet oder abgeschaltet. In dem in Figur 4 dargestellten Ausführungsbeispiel sind der Eingangszweig 10 und der weitere Zweig 12 zu- und abschaltbar. Zum gezielten Zuschalten und Abschalten der Zweige 10, 12, ist zwischen dem ersten Anpassungsnetzwerk 3 und dem Gate-Anschluss G des ersten Verstärkerelements Ti der Zweige 10, 12 ein Schaltelement 13 angeordnet, das in Abhängigkeit von der gewünschten Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers betätigt werden kann.
Das Schaltelement 13 kann beispielsweise als ein Halbleiterschalter, insbesondere als ein Transfer-Gatter ausgebildet sein. Durch Öffnen oder Schließen des Schaltelements 13 wird der gesamte Zweig 10 bzw. 12 ab- bzw. zugeschaltet. Wenn die Schaltelemente 13 in beiden Zweigen 10, 12 geöffnet sind, entspricht die in Figur 4 dargestellte Schaltung den in den Figuren 1 bis 3 dargestellten Schaltungen mit lediglich einem Zweig, nämlich dem Ausgangszweig 11. Die Ansteuerung der Schaltelemente 13 erfolgt beispielsweise durch eine übergeordnete Ansteuerungseinheit eines Mobiltelefons.
Mit der vorliegenden Erfindung ist es nun erstmals möglich, einen HF-Leistungsverstärker, wie er beispielsweise aus der US 6,137,367 bekannt ist, in einer CMOS-Technologie mit sehr geringer Gate-Länge zu realisieren. Das bedeutet, dass es beispielsweise in Mobiltelefonen möglich ist, sämtliche Bauteile, insbesondere auch den HF-Leistungsverstärker, in CMOS-Technologie und damit hochintegriert auf einem einzigen Halbleiterbaustein (sog. Chip) auszubilden. Dadurch kann der Aufwand für die Fertigung und können die Kosten von HF- Leistungsverstärkern und von Mobiltelefonen insgesamt erheblich reduziert werden.

Claims

Patentansprüche
1. Leistungsverstärker zum Verstärken von Hochfrequenz (HF) -Signalen umfassend: mehrere Verstärkerelemente (T_l, ..., T_4) jeweils mit einem Verstärkungskanal (DS) und einem Gate- Anschluss (G) zum Steuern des Verstärkungskanals (DS) , wobei die Verstärkungskanäle (DS) der Verstärkerelemente (T_l, ..., T_4) in einer Serienschaltung geschaltet sind; eine Versorgungsspannung (U_d) für die Verstärkerelemente (T_l, ... , T_4), die an der Serienschaltung anliegt; ein vorgebbares Potential (U_g) , das an dem Gate- Anschluss (G) des ersten Verstärkerelements (T_l) der Serienschaltung anliegt; einen HF-Eingang (2) , der über ein erstes Anpassungsnetzwerk (3) an den Gate-Anschluss (G) des ersten Verstärkerelements (T_l) der Serienschaltung angeschlossen ist; einen HF-Ausgang (5) , der über ein zweites Anpassungsnetzwerk (6) an eine Drain (D) des letzten Verstärkerelements (T_4) der Serienschaltung angeschlossen ist; mindestens einen an einem Massepotential anliegenden Kondensator (C_2, ..., C_4) jeweils an dem Gate-Anschluss (G) des zweiten Verstärkerelements (T_2) bis zum letzten Verstärkerelement (T_4) ; und mindestens einen Widerstand (R_2, ..., R_4) jeweils zwischen den Gate-Anschlüssen (G) benachbarter Verstärkerelemente (T_l, T_2 ; T_2, T_3 ; T_3 , T_4) , und mindestens einen Widerstand (R_5) zwischen dem Gate- Anschluss (G) und dem Drain-Anschluss (D) des letzten Verstärkerelements (T_4) , gekennzeichnet durch mindestens ein Begrenzungspfad (7) , der zwischen dem Drain-Anschluss (D) und dem Gate- Anschluss (G) von mindestens einem Verstärkerelement der Serienschaltung von dem ersten Verstärkerelement (T_l) bis zum vorletzten Verstärkerelement (T_3) geschaltet ist, wobei der Begrenzungspfad (7) in Abhängigkeit von einer zwischen dem Drain-Anschluss (D) und dem Gate- Anschluss (G) des Verstärkerelements (T_l, ..., T_3) anliegenden Spannung (U_GD) zwischen einem Durchlasszustand und einem Sperrzustand umschaltbar ist.
Leistungsverstärker zum Verstärken von Hochfrequenz (HF) -Signalen umfassend: mehrere Verstärkerelemente (T_l, ..., T_4) jeweils mit einem Verstärkungskanal (DS) und einem Gate- Anschluss (G) zum Steuern des Verstärkungskanals (DS) , wobei die Verstärkungskanäle (DS) der Verstärkerelemente (T_l, ..., T_4) in einer Serienschaltung geschaltet sind; eine Versorgungsspannung (U_d) für die Verstärkerelemente (T_l, ... , T_4) , die an der Serienschaltung anliegt; ein vorgebbares Potential (U_g) , das an dem Gate- Anschluss (G) des ersten Verstärkerelements (T_l) der Serienschaltung anliegt; einen HF-Eingang (2) , der über ein erstes Anpassungsnetzwerk (3) an den Gate-Anschluss (G) des ersten Verstärkerelements (T_l) der Serienschaltung angeschlossen ist; einen HF-Ausgang (5) , der über ein zweites Anpassungsnetzwerk (6) an einen Drain-Anschluss (D) des letzten Verstärkerelements (T_4) der Serienschaltung angeschlossen ist; mindestens einen Kondensator (C_2, ... , C_4) , wobei bei dem zweiten Verstärkerelement (T_2) bis zum letzten Verstärkerelement (T_4) der Serienschaltung die Gate- Anschlüsse (G) jeweils über einen der Kondensatoren (C_2, ..., C_4) an einem Massepotential anliegen; und mindestens einen Widerstand (R_2, ..., R_4) , wobei zwischen den Gate-Anschlüssen (G) von in der Serienschaltung aufeinander folgenden Verstärkerelementen (T_l, T_2 ; T_2, T_3 ; T_3 , T_4) jeweils einer der Widerstände (R_2, ..., R_4) geschaltet ist, und mindestens einen Widerstand (R_5) zwischen dem Gate-Anschluss (G) und dem Drain-Anschluss (D) des letzten Verstärkerelements (T_4) , dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungsverstärker mehrere parallel zueinander geschaltete Transistorzweige (10, 11, 12) umfasst, wovon ein Zweig (10) ein Eingangszweig und ein anderer Zweig (11) ein Ausgangszweig ist, wobei jeder der Zweige (10, 11, 12) mehrere Verstärkerelemente (T_l, ..., T_4) jeweils mit einem Verstärkungskanal (SD) und dem Gate-Anschluss (G) zum Steuern des Verstärkungskanals (SD) umfasst, wobei die Verstärkungskanäle (SD) der Verstärkerelemente (T_l, ..., T_4) innerhalb eines Zweiges (10; 11; 12) in einer Serienschaltung geschaltet sind; der Leistungsverstärker einen HF-Eingang (2) umfasst, der über ein erstes Anpassungsnetzwerk (3) an den Gate-Anschluss (G) der ersten Verstärkerelemente (T_l) der Serienschaltung der Zweige (10, 11, 12) angeschlossen ist; der Leistungsverstärker einen HF-Ausgang (5) umfasst, der über ein zweites Anpassungsnetzwerk (6) an der Drain (D) der letzten Verstärkerelemente (T_4) der Serienschaltung der Zweige (10, 11, 12) angeschlossen ist; jeder der Zweige (10, 11, 12) mindestens einen an einem Massepotential anliegenden Kondensator (C_2, ..., C_4) jeweils an dem Gate-Anschluss (G) des zweiten Verstärkerelements (T_2) bis zum letzten Verstärkerelement (T_4) umfasst; jeder der Zweige (10, 11, 12) mindestens einen Widerstand (R_2, ..., R_4) jeweils zwischen den Gate- Anschlüssen (G) benachbarter Verstärkerelemente (T_l, T_2; T_2, T_3 ; T_3 , T_4) und mindestens einen Widerstand (R_5) zwischen dem Gate-Anschluss (G) und dem Drain- Anschluss (D) des letzten Verstärkerelements (T_4) umfasst; und jeder der Zweige (10, 11, 12) mindestens einen Begrenzungspfad (7) umfasst, der zwischen dem Drain- Anschluss (D) und dem Gate-Anschluss (G) von mindestens einem der Verstärkerelemente der Serienschaltung aller Zweige (10, 11, 12) von dem ersten Verstärkerelement (T_l) bis zum vorletzten Verstärkerelement (T_3) geschaltet ist, wobei der Begrenzungspfad (7) in Abhängigkeit von einer zwischen dem Drain-Anschluss (D) und dem Gate-Anschluss (G) des Verstärkerelements (T_l, ..., T_3) anliegenden Spannung (U_GD) zwischen einem Durchlasszustand und einem Sperrzustand umschaltbar ist.
3. Leistungsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Begrenzungspfad (7) ein Schaltelement (8) zum Schalten des Begrenzungspfads (7) zwischen dem Durchlasszustand und dem Sperrzustand angeordnet ist.
4. Leistungsverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltelement (8) als ein Halbleiterschalter (T_d) ausgebildet ist.
5. Leistungsverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Halbleiterschalter (T_d) als eine Diode ausgebildet ist.
6. Leistungsverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Halbleiterschalter (T_d) eine Schaltstrecke (DS) und einen Gate-Anschluss (G) zum Schalten der Schaltstrecke (DS) aufweist, wobei der Gate-Anschluss (G) mit einem Drain-Anschluss (D) des Halbleiterschalters (T_d) kurzgeschlossen ist.
7. Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Begrenzungspfad (7) ein Widerstandselement (9) angeordnet ist.
8. Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein Begrenzungspfad (7) nur zwischen dem Drain-Anschluss (D) und dem Gate-Anschluss (G) des vorletzten Verstärkerelements (T_3) der Serienschaltung geschaltet ist.
9. Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Begrenzungspfad (71) zwischen dem Drain-Anschluss (D) und dem Gate- Anschluss (G) des vorletzten Verstärkerelements (T_3) und ein weiterer Begrenzungspfad (7") zwischen dem Drain-Anschluss (D) und dem Gate-Anschluss (G) des ersten Verstärkerelements (T_l) der Serienschaltung geschaltet ist.
10. Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass von dem ersten Verstärkerelement (T_l) bis zu dem vorletzten Verstärkerelement (T_3) der Serienschaltung jeweils zwischen dem Drain-Anschluss (D) und dem Gate-Anschluss (G) ein Begrenzungspfad (71, 7", 7' ") geschaltet ist.
11. Leistungsverstärker nach Anspruch 2 oder einem der Ansprüche 3 bis 10, sofern auf Anspruch 2 rückbezogen, dadurch gekennzeichnet, dass mit Ausnahme des Ausgangszweiges (11) mindestens einer der Zweige (10; 12) in Abhängigkeit von einer gewünschten Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers zuschaltbar und abschaltbar ist.
12. Leistungsverstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem ersten Anpassungsnetzwerk (3) und dem Gate-Anschluss (G) des ersten Verstärkerelements (T_l) des mindestens einen Zweiges (10; 12) ein Schaltelement (13) angeordnet ist, das in Abhängigkeit von der gewünschten Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers betätigbar ist.
13. Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die gesamte Schaltung des Leistungsverstärkers in einer CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) -Technologie ausgebildet ist.
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