TWI495258B - Balanced mixing circuit - Google Patents

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TWI495258B TW102101814A TW102101814A TWI495258B TW I495258 B TWI495258 B TW I495258B TW 102101814 A TW102101814 A TW 102101814A TW 102101814 A TW102101814 A TW 102101814A TW I495258 B TWI495258 B TW I495258B
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    • H03D2200/0019—Gilbert multipliers

Description

平衡式混頻電路
本發明是有關於一種混頻電路，特別是指一種平衡式混頻電路。
參閱圖1，是一種習知的吉伯特混頻器(Gilbert Cell)，包含一混頻單元10、一轉導單元20及兩電阻R1、R2。
該混頻單元10包括一第一電晶體至一第四電晶體Q1、Q2、Q3、Q4，且該第一電晶體Q1及第二電晶體Q2的閘極接收一第一振盪信號LO+，該第三電晶體Q3及第四電晶體Q4的閘極接收一第二振盪信號LO-，且該第一振盪信號及該第二振盪信號的準位互補並源自於一本地振盪器(圖未示)。
該轉導單元20包括一第五電晶體Q5及一第六電晶體Q6，並接收一中頻交流電壓v IF ，且該第五電晶體Q5及該第六電晶體Q6利用該中頻交流電壓v IF 產生兩中頻交流電流i IF 。
該等電阻R1、R2的第一端接收一直流偏壓VDD ，該電阻R1的第二端電連接該第一電晶體Q1及該 第二電晶體Q2的第一端，該電阻R2的第二端電連接該第三電晶體Q3及該第四電晶體Q4的第二端，且該等電阻R2的第二端用以輸出一射頻信號v RF 。
該吉伯特混頻器的運作方式是：當該第一振盪信號LO+為高準位時，該第二振盪信號LO-為低準位，該第一電晶體Q1及第二電晶體Q2導通，該第三電晶體Q3及第四電晶體Q4不導通；反之，當該第一振盪信號LO+為低準位時，該第二振盪信號LO-為高準位，該第一電晶體Q1及第二電晶體Q2不導通，該第三電晶體Q3及第四電晶體Q4導通。
該射頻信號v RF 的頻率f RF 是該中頻交流電壓v IF 的頻率f IF 加上該第一振盪信號的頻率f LO 的合，即f RF =f IF +f LO 。
該種習知的吉伯特混頻器的缺點在於：
1.於直流分析時，該第五電晶體Q5及該第六電晶體Q6的第一端的兩直流電流IDC 完全流經該等電阻R1、R2，而產生很大的功率損耗。
2.該等直流電流IDC 更分別於該等電阻R1、R2的第二端產生很大的壓降，這會使得該吉伯特混頻器的該射頻信號v RF 變小轉換增益(conversion gain)變小，因此，若是要得到較高的轉換增益，就必須提高該中頻交流電壓v IF 的振幅，但這會造成吉伯特混頻器的線性度變差。
因此，本發明之目的，即在提供一種可以提升轉換增益因此能保持一定線性度的平衡式混頻電路。
該平衡式混頻電路，包含一混頻器、一負載模組及一增益提升模組。
該混頻器用以接收一差動振盪電壓，及一差動輸入電壓，並將該差動振盪電壓與該差動輸入電壓進行混頻以產生一差動混頻電流，且該差動混頻電流的一頻率相關於該差動輸入電壓及該差動振盪電壓的頻率。
該負載模組具有一阻抗值且電連接於該混頻器以接收該差動混頻電流，並根據該阻抗值與該差動混頻電流來產生一差動混頻電壓，且該差動混頻電壓相對於該差動輸入電壓的比值實質上為一轉換增益。
該增益提升模組具有一第一轉導值，且電連接於該混頻器，使來自該混頻器的差動混頻電流的大小正比於該第一轉導值，當該第一轉導值越大，該轉換增益越大。
10‧‧‧混頻單元
20‧‧‧轉導單元
R1‧‧‧電阻
R2‧‧‧電阻
Q1‧‧‧第一電晶體
Q2‧‧‧第二電晶體
Q3‧‧‧第三電晶體
Q4‧‧‧第四電晶體
Q5‧‧‧第五電晶體
Q6‧‧‧第六電晶體
LO+‧‧‧第一振盪信號
LO-‧‧‧第二振盪信號
v IF ‧‧‧中頻交流電壓
i IF ‧‧‧中頻交流電流
v RF ‧‧‧射頻信號
1‧‧‧第一單端轉差動器
11‧‧‧單端
12‧‧‧差動端
13‧‧‧差動端
30‧‧‧混頻器
2‧‧‧電流源
M1‧‧‧電晶體
M2‧‧‧第一轉導電晶體
M3‧‧‧第二轉導電晶體
M4‧‧‧第一電晶體
M5‧‧‧第二電晶體
M6‧‧‧第三電晶體
M7‧‧‧第四電晶體
M8‧‧‧第一負載電晶體
M9‧‧‧第二負載電晶體
M10‧‧‧第三負載電晶體
M11‧‧‧第四負載電晶體
Vss‧‧‧接地端
3‧‧‧轉導單元
4‧‧‧混頻單元
5‧‧‧負載模組
TL1‧‧‧負載元件
TL2‧‧‧負載元件
TL3~TL6‧‧‧負載元件
6‧‧‧增益提升模組
61‧‧‧偏壓端
62‧‧‧電流注入端
VDD ‧‧‧直流偏壓
VG1‧‧‧直流偏壓
VG2‧‧‧直流偏壓
VG3‧‧‧直流偏壓
C1~C7‧‧‧電容
R1~R8‧‧‧電阻
Rin‧‧‧輸入阻抗
7‧‧‧第二單端轉差動器
8‧‧‧增強負阻模組
本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一種習知的吉伯特混頻器的電路圖；圖2是一示意圖，說明本發明平衡式混頻電路之第一較佳實施例；圖3是一示意圖，說明該第一較佳實施例的一第一負電阻； 圖4是一示意圖，說明本發明平衡式混頻電路之第二較佳實施例；圖5是一轉換增益圖，說明該吉伯特混頻器、該第一較佳實施例及該第二較佳實施例的轉換增益；圖6是第二較佳實施例的轉換增益及S參數的一對照關係圖；及圖7是第二較佳實施例的一隔離度對一振盪電壓的功率變化關係圖。
在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。
參閱圖2，本發明平衡式混頻電路之第一較佳實施例包含一第一單端轉差動器(Balun)1、一混頻器30、一負載模組5、一增益提升模組6及一第二單端轉差動器7。
該第一單端轉差動器1，電連接於該混頻器30且接收一呈單端輸入形式的振盪電壓，並將該振盪電壓轉換成一差動振盪電壓。
該混頻器30用以接收來自該單端轉差動器1的該差動振盪電壓及一差動輸入電壓，並將該差動振盪電壓與該差動輸入電壓進行混頻以產生一差動混頻電流，且該差動混頻電流的一頻率相關於該差動輸入電壓及該差動振盪電壓的頻率。舉例說明，但不以此為限，當該差動輸入電壓的頻率為0.1 GHz，該差動振盪電壓的頻率為59.9 GHz，則該差動混頻電流的頻率為60 GHz。
該混頻器30包括一電流源2、一轉導單元3及一混頻單元4。
該電流源2用以提供一總偏壓電流。該電流源2包括一電晶體M1，其具有一第一端、一電連接一接地端Vss的第二端，及一接收一直流控制電壓的控制端，該電晶體M1是利用該直流控制電壓產生從該第一端流到該第二端的該總偏壓電流。
該轉導單元3電連接於該電流源2以接收該總偏壓電流，且接收該差動輸入電壓，並將該差動輸入電壓轉換成一中頻電流。
該轉導單元3包括一第一轉導電晶體M2及一第二轉導電晶體M3，各自具有一第一端、一第二端及一控制端，該第一及第二轉導電晶體M1、M2各自的控制端分別對應地接收該差動輸入電壓的正、負相，該第一及第二轉導電晶體M1、M2的第二端電連接到該電流源2以接收該總偏壓電流。
於本較佳實施例，該第一轉導電晶體M2及該第二轉導電晶體M3中的每一者是一N型金氧半場效電晶體，且第一端是汲極，第二端是源極，控制端是閘極。
該混頻單元4電連接於該轉導單元3以接收該中頻電流，且電連接於該增益提升模組6的二電流注入端62以接收二注入電流，且接收該差動振盪電壓，並根據該差動振盪電壓、該中頻電流，及該二注入電流，進行混頻 來產生該差動混頻電流，其中，該差動混頻電流的頻率實質上等同於該差動振盪電壓的頻率加該中頻電流的頻率，且該差動混頻電流的大小正比於該二注入電流的大小。
該混頻單元4包括一第一電晶體M4、一第二電晶體M5、一第三電晶體M6及一第四電晶體M7，各自具有一第一端、一第二端及一控制端。
該第一電晶體M4及該第二電晶體M5的控制端分別用以接收該差動振盪電壓的正、負相，該等第二端相電連接且電連接於該第一轉導電晶體M2的第一端。
該第三電晶體M6的控制端電連接於該第二電晶體M5的控制端，該第四電晶體M7的控制端電連接於該第一電晶體M4的控制端，該第三及第四電晶體的第二端相電連接且電連接於該第二轉導電晶體M3的第一端。
於本較佳實施例，該第一電晶體至該第四電晶體M4~M7中的每一者是一N型金氧半場效電晶體，且第一端是汲極，第二端是源極，控制端是閘極。
該負載模組5具有一阻抗值且電連接於該混頻器30以接收該差動混頻電流，並根據該阻抗值與該差動混頻電流來產生一差動混頻電壓，且該差動混頻電壓相對於該差動輸入電壓的比值實質上為一轉換增益。
該負載模組5具有二負載元件TL1、TL2，每一負載元件TL1、TL2具有一第一端及一第二端，且每一負載元件TL1、TL2的第一端接收接收一直流偏壓VDD ，其中一個該負載元件TL1的第二端電連接於該第一及該第 三電晶體M4、M6的第一端，另一個該負載元件TL2的第二端電連接於該第二及第四電晶體M5、M7的第一端，且該等負載元件TL1、TL2的第二端分別輸出該差動混頻電壓的正、負相。其中，該負載模組5是利用接收自該混頻單元4的該差動混頻電流及該等負載元件TL1、TL2之第一端及第二端間的阻值產生該差動混頻電壓。
該增益提升模組6具有一第一轉導值，且電連接於該混頻器30，使來自該混頻器30的一差動混頻電流的大小正比於該第一轉導值，當該第一轉導值越大，該轉換增益越大。
該增益提升模組6具有一接收該直流偏壓VDD 的偏壓端61，及二電連接於該混頻器30的電流注入端62、62，且將該直流偏壓VDD 轉換成該二呈直流的注入電流，且將每一注入電流經由所對應的電流注入端62提供至該混頻器30，且該增益提升模組6的該偏壓端61及每一電流注入端62之間等效為一第一負電阻以提升該轉換增益。
其中，該二電流注入端62、62分別是一第一電流注入端及一第二電流注入端，該第一及第二轉導電晶體M1、M2各自的第一端分別對應地電連接到該第一及第二電流注入端62、62；該第一及第二電晶體M4、M5的第二端電連接到該第一電流注入端62，該第三及第四電晶體M6、M7的第二端電連接到該第二電流注入端62。
該增益提升模組6具有一第一負阻電晶體M8及一第二負阻電晶體M9，各自具有一第一端、一第二端 及一控制端。
該第一及第二負阻電晶體M8、M9的第一端接收該直流偏壓VDD ，該第一負阻電晶體M8的控制端電連接於該第二電流注入端62，該第二負阻電晶體M9的控制端電連接於第一電流注入端62，該第一負阻電晶體M8的第二端電連接於該第一電流注入端62，該第二負阻電晶體M9的第二端電連接於該第二電流注入端62。
當該第一及第二負阻電晶體M8、M9採用相同規格的電晶體時，該第一負電阻的阻值是-gm8,9 ，其中，參數gm8,9 是該第一及第二負阻電晶體M8、M9的轉導值(transconductance)。
於本較佳實施例，該第一及第二負阻電晶體M8、M9各自是一P型金氧半場效電晶體，且第一端是源極，第二端是汲極，控制端是閘極。
參閱圖3，是說明該第一負電阻的推導。由於該第一及第二負阻電晶體M8、M9的第二端的交流電壓是差動的，所以一交流電流i 的流向可以視為從該第二負阻電晶體M9的第二端(該第二電流注入端62)流到該偏壓端61，再流到該第二負阻電晶體M9的第二端(該第一電流注入端62)，所以該交流電流i=(v /2)/(1/gm8,9 )=-gm8,9 ×v /2，參數v 是該第一及第二電流注入端62之間的電壓差。從該兩個電流注入端62看入該增益提升模組6的一輸入阻抗Rin=v /i =-2/gm8,9 ，因此，該偏壓端61到其中一個該電流注入端62的該第一負阻為二分之一的 該輸入阻抗Rin，所以為-1/gm8,9 。
經由加入該第一負電阻-gm8,9 ，該平衡式混頻電路的轉換增益(conversion gain,CG)如下：
其中，參數Gm,LO 是該第一電晶體M4或該第三電晶體M6的第二端的一等效輸入阻抗的倒數。
從該第一較佳實施例的轉換增益的公式可以瞭解：當該第一負阻電晶體M8及該第二負阻電晶體M9的轉導值gm8,9 越大時，該轉換增益CG1就會越大，因此，從理論推導可知該增益提升模組6確實具有提升轉換增益的功效。
該差動轉單端器7電連接於該混頻器30以接收該差動混頻電壓，並將該差動混頻電壓轉換成一呈單端輸出形式的混頻電壓。
以下舉例說明該平衡式混頻電路的運作方式。
當該差動振盪電壓使該第一電晶體M4及該第四電晶體M7導通時，該差動振盪電壓同時使該第二電晶體M5及該第三電晶體M6不導通，該混頻單元4的該第一電晶體至該第四電晶體M4~M7的第二端的電流大部分來自於該增益提升模組6，而只要少部分是來自於該等負載元件TL1、TL2，所以，相對於圖1所示的該吉伯特混頻器可以減少該等負載元件TL1、TL2所產生的直流功率損耗，並且，也由於流經該等負載元件TL1、TL2的直流 電流較小，所以該平衡式混頻電路的每一負載元件TL1、TL2之第二端的壓降也相較習知的該吉伯特混頻器小了許多，故本較佳實施例不需要採用提升該差動輸入電壓的方式來維持一定大小的轉換增益，所以線性度也會相較該吉伯特混頻器為佳。
於交流分析時，該差動混頻電流會於該等負載元件TL1、TL2的第二端產生差動的該差動混頻電壓，所以即使流經該等負載元件TL1、TL2的直流電流相較吉伯特混頻器為小，也不會使交流的該差動混頻電壓變小。
參閱圖4，本發明平衡式混頻電路之第二較佳實施例與該第一較佳實施例近似，差異在於：該第二較佳實施例還包括一增強負阻模組8。
該增強負阻模組8具有一第二轉導值，且電連接於該混頻單元4，使來自該混頻單元4的差動混頻電流的大小正比於該第一轉導值及該第二轉導值的一總合，當該總合越大，該轉換增益越大。
該增強負阻模組8具有一第三負阻電晶體M10及一第四負阻電晶體M11，各自具有一第一端、一第二端及一控制端。
該第三及第四負阻電晶體M10、M11的第一端分別電連接於該第一及第二電流注入端62、62，該第三負阻電晶體M10的控制端電連接於該第四負阻電晶體M11的第一端，該第四負阻電晶體M11的控制端電連接於該第三負阻電晶體M10的第一端，且該第三及第四負阻電晶體 M10、M11的第二端電連接於該接地端Vss。
並且，該第三及第四負阻電晶體M10、M11的第一端間等效為一第二負電阻-gm10,11 以提升該轉換增益，其中，該第二負電阻-gm10,11 的推導近似圖3的說明。
經由加入該第一負電阻-gm8,9 及該第二負電阻-gm10,11 ，該第二較佳實施例的轉換增益(conversion gain,CG)如下：
其中，參數Gm,LO 是該第一電晶體M4或該第三電晶體M6的第二端的一等效輸入阻抗的倒數，參數-gm8,9 是該第一負電阻的阻值，參數-gm10,11 是該第二負電阻的阻值。
從該第二較佳實施例的轉換增益的公式可以瞭解：當該第一負阻電晶體M8、該第二負阻電晶體M9、該第三負阻電晶體M10及該第四負阻電晶體M11的轉導值gm8,9 、gm10,11 越大時，該轉換增益CG2就會越大。
參閱圖5，是該第一較佳實施例(第二較佳實施例移除該第三負電阻及該第四負電阻)、該第二較佳實施例及該吉伯特混頻器(移除該第二較佳實施例的該第一至第四負阻電晶體M8、M9、M10、M11)三者的轉換增益對頻率變化的比較圖。且該第二較佳實施例的各項參數如下表1。
表1：
圖5顯示該第二較佳實施例的轉換增益明顯大於該第一較佳實施例的轉換增益，且該第一較佳實施例的轉換增益又明顯大於該吉伯特混頻器的轉換增益，驗證該第一負電阻-gm8,9 及該第二負電阻-gm10,11 確實具有提升轉換增益的功效。
參閱圖6，是該第一單端轉差動器1的該單端的一反射係數S22及該第二單端轉差動器7的該單端的一反射係數S33對頻率的變化圖。圖6顯示該等反射係數S22、S33於59.9 GHz時約為-26.5 dB，確實具有良好的能量傳輸效果，此外，該第二較佳實施例的3 dB射頻頻寬可達4.4 GHz(57.7~62.1 GHz)。
參閱圖7，是該第二較佳實施例的該單端轉差動器1的單端與該差動轉單端器7的單端之間的隔離度對該振盪電壓的功率變化的關係圖，且此時的該混頻電壓的頻率是60 GHz，圖7顯示該單端轉差動器1的單端與該差動轉單端器7的單端之間具有良好的隔離度。
參閱下表2，是該第二較佳實施例採用表1參數設計時之其它特性參數。
表2顯示：該第二較佳實施例確實可以達到高轉換增益(最大約4 dB)及低功率損耗(小於習知吉伯特混頻器的24 mW，未示於表2中)的功效，並具有良好的線性度(IIP3=-2.15 dBm)。
綜上所述，上述佳實施例具有以下優點：
1.該增益提升模組6及該增強負阻模組8分別產生施加於該混頻單元4的該第一負電阻-gm8,9 及該第二負電阻-gm10,11 ，因此能提升該平衡式混頻電路的轉換增益CG1 、CG2 。
2.該混頻單元4的直流電流大部分來自於該增益提升模組6，只有少部分來自於該負載元件TL1、TL2，因此得以降低直流功率損耗，更獲得良好的線性度(IIP3=-2.15 dBm)。
綜上所述，上述較佳實施例確實能達成本發明之目的。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
1‧‧‧單端轉差動器
30‧‧‧混頻器
2‧‧‧電流源
M1‧‧‧電晶體
M2‧‧‧第一轉導電晶體
M3‧‧‧第二轉導電晶體
M4‧‧‧第一電晶體
M5‧‧‧第二電晶體
M6‧‧‧第三電晶體
M7‧‧‧第四電晶體
M8‧‧‧第一負載電晶體
M9‧‧‧第二負載電晶體
M10‧‧‧第三負載電晶體
M11‧‧‧第四負載電晶體
Vss‧‧‧接地端
3‧‧‧轉導單元
4‧‧‧混頻單元
5‧‧‧負載模組
TL1‧‧‧負載元件
TL2‧‧‧負載元件
TL3~TL6‧‧‧負載元件
6‧‧‧增益提升模組
61‧‧‧偏壓端
62‧‧‧電流注入端
VDD ‧‧‧直流偏壓
VG1‧‧‧直流偏壓
VG2‧‧‧直流偏壓
VG3‧‧‧直流偏壓
C1~C7‧‧‧電容
R1~R8‧‧‧電阻
7‧‧‧差動轉單端器
8‧‧‧增強負阻模組

Claims (10)

  1. 一種平衡式混頻電路，包含：一混頻器，用以接收一差動振盪電壓，及一差動輸入電壓，並將該差動振盪電壓與該差動輸入電壓進行混頻以產生一差動混頻電流，且該差動混頻電流的一頻率相關於該差動輸入電壓及該差動振盪電壓的頻率；一負載模組，具有一阻抗值且電連接於該混頻器以接收該差動混頻電流，並根據該阻抗值與該差動混頻電流來產生一差動混頻電壓，且該差動混頻電壓相對於該差動輸入電壓的比值實質上為一轉換增益；及一增益提升模組，具有一第一轉導值，且電連接於該混頻器，使來自該混頻器的差動混頻電流的大小正比於該第一轉導值，當該第一轉導值越大，該轉換增益越大。
  2. 如請求項1所述的平衡式混頻電路，其中，該增益提升模組具有一接收一直流偏壓的偏壓端，及二電連接於該混頻器的電流注入端，且將該直流偏壓轉換成二呈直流的注入電流，且將每一注入電流經由所對應的電流注入端提供至該混頻器，且該增益提升模組的該偏壓端及每一電流注入端之間等效為一第一負電阻以提升該轉換增益。
  3. 如請求項2所述的平衡式混頻電路，其中，該混頻器包括：一電流源，用以提供一總偏壓電流； 一轉導單元，電連接於該電流源以接收該總偏壓電流，且接收該差動輸入電壓，並將該差動輸入電壓轉換成一中頻電流；及一混頻單元，電連接於該轉導單元以接收該中頻電流，且電連接於該增益提升模組的該二電流注入端以接收該二注入電流，且接收該差動振盪電壓，並根據該差動振盪電壓、該中頻電流，及該二注入電流，進行混頻來產生該差動混頻電流，其中，該差動混頻電流的頻率實質上等同於該差動振盪電壓的頻率加該中頻電流的頻率，且該差動混頻電流的大小正比於該二注入電流的大小。
  4. 如請求項3所述的平衡式混頻電路，其中，該二電流注入端分別是一第一電流注入端及一第二電流注入端，且該轉導單元包括：一第一轉導電晶體及一第二轉導電晶體，各自具有一第一端、一第二端及一控制端，且該第一及第二轉導電晶體各自的控制端分別對應地接收該差動輸入電壓的正、負相，該第一及第二轉導電晶體的第二端電連接到該電流源以接收該總偏壓電流，該第一及第二轉導電晶體各自的第一端分別對應地電連接到該第一及第二電流注入端；並且，該混頻單元包括：一第一電晶體、一第二電晶體、一第三電晶體及一第四電晶體，各自具有一第一端、一第二端及一控制端 ，該第一及第二電晶體各自的控制端分別接收該差動振盪電壓的正、負相，該第一及第二電晶體的第二端電連接到該第一電流注入端，且該第三電晶體的控制端電連接於該第二電晶體的控制端，該第四電晶體的控制端電連接於該第一電晶體的控制端，且該第三及第四電晶體的第二端電連接到該第二電流注入端；並且，該負載模組具有：二負載元件，每一負載元件具有一第一端及一第二端，且每一負載元件的第一端接收一直流偏壓，其中一個該負載元件的第二端電連接於該第一及第三電晶體的第一端，另一個該負載元件的第二端電連接於該第二及第四電晶體的第一端，且該等負載元件的第二端用以輸出該差動混頻電壓。
  5. 如請求項4所述的平衡式混頻電路，其中，該增益提升模組具有一第一負阻電晶體及一第二負阻電晶體，各自具有一第一端、一第二端及一控制端，該第一及第二負阻電晶體的第一端接收該直流偏壓，該第一負阻電晶體的控制端電連接於該第二電流注入端，該第二負阻電晶體的控制端電連接於第一電流注入端，該第一負阻電晶體的第二端電連接於該第一電流注入端，該第二負阻電晶體的第二端電連接於該第二電 流注入端。
  6. 如請求項5所述的平衡式混頻電路，其中，該第一電晶體至該第四電晶體中的每一者是一N型金氧半場效電晶體，且第一端是汲極，第二端是源極，控制端是閘極，該第一轉導電晶體及該第二轉導電晶體中的每一者是一N型金氧半場效電晶體，且第一端是汲極，第二端是源極，控制端是閘極，該第一負阻電晶體及該第二負阻電晶體各自是一P型金氧半場效電晶體，且第一端是源極，第二端是汲極，控制端是閘極。
  7. 如請求項4所述的平衡式混頻電路，還包含一增強負阻模組，具有一第二轉導值，且電連接於該混頻單元，使來自該混頻單元的差動混頻電流的大小正比於該第一轉導值及該第二轉導值的一總合，當該總合越大，該轉換增益越大。
  8. 如請求項7所述的平衡式混頻電路，其中，該增強負阻模組具有一第三負阻電晶體及一第四負阻電晶體，各自具有一第一端、一第二端及一控制端，且該第三及第四負阻電晶體的第一端分別電連接於該第一及第二電流注入端，該第三負阻電晶體的控制端電連接於該第四負阻電晶體的第一端，該第四負阻電晶體的控制端電連接於該第三負阻電晶體的第一端，且該第三及第四負阻電晶體的第二端電連接到一接 地端，並且，該第三及第四負阻電晶體的第一端間等效為一第二負電阻以提升該轉換增益。
  9. 如請求項8所述的平衡式混頻電路，其中，該第三負阻電晶體及該第四負阻電晶體各自是一N型金氧半場效電晶體，且第一端是汲極，第二端是源極，控制端是閘極。
  10. 如請求項1所述的平衡式混頻電路，還包含：一單端轉差動器，電連接於該混頻器且接收一呈單端輸入形式的振盪電壓，並將該振盪電壓轉換成該差動振盪電壓；及一差動轉單端器，電連接於該混頻器以接收該差動混頻電壓，並將該差動混頻電壓轉換成一呈單端輸出形式的混頻電壓。
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