DE19630404A1 - Spannungsgesteuerter Oszillator für Aufwärts-/Abwärtswandler in digitalen Funkkommunikationssystemen - Google Patents

Spannungsgesteuerter Oszillator für Aufwärts-/Abwärtswandler in digitalen Funkkommunikationssystemen

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Description

Hintergrund der Erfindung 1. Feld der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen spannungs­ gesteuerten Oszillator, und besonders auf einen spannungsge­ steuerten Oszillator für Aufwärts-/Abwärtswandler für die Schwingungserzeugung mit einer lokalen Sendefrequenz im Sende­ mode bzw. einer lokalen Empfangsfrequenz im Empfangsmode, wobei der Sendemode und der Empfangsmode in einem digitalen Funkkom­ munikationssystem zu einander alternativ sind.
Die vorliegende Erfindung eines spannungsgesteuerten Oszil­ lators für Aufwärts-/Abwärtswandler für die Schwingungserzeugung mit einer lokalen Sendefrequenz im Sendemode bzw. einer lokalen Empfangsfrequenz im Empfangsmode, wobei der Sendemode und der Empfangsmode in einem digitalen Funkkommunikationssystem zu ein­ ander alternativ sind, basiert auf der koreanischen Anmeldung Nummer 31932/1995, die hier durch Bezug für alle Zwecke einbe­ zogen wird.
2. Beschreibung des Stands der Technik
In frühen Funkkommunikationssystemen wurde ein Frequenzmulti­ plexzugriff mit analogem Format benutzt. Aber seit kurzem wird verstärkt ein Codemultiplexzugriff (im Folgenden mit FDMA bezeichnet) oder ein Zeitmultiplexzugriff (im Folgenden mit TDMA bezeichnet) mit digitalem Format in Funkkommunikationssystemen benutzt. Z.B. gibt es ein globales System für Mobilkommunikation (im Folgenden mit GSM bezeichnet) als ein repräsentatives, digi­ tales Kommunikationssystem mit digitalem Format, wobei das FDMA zusammen mit dem TDMA benutzt wird. D.h., das GSM hat separate Sende- und Empfangsfrequenzen, die bei den jeweiligen aktiven Modes von einander unterschiedlich sind. Mit anderen Worten ist in einer mobilen Station des GSM der Bereich der Sendefrequenzen 890∼915 MHz und der Bereich der Empfangsfrequenzen 935∼960 MHz, was um 45 MHz höher ist als der der Sendefrequenzen. Auch hat ein Bandpaß der Sendefrequenzen wie oben allgemein 25 MHz, wobei die in Intervallen von 200 MHz aufgeteilte Frequenz für die Unterscheidung durch den Benutzer benutzt wird. Ferner wird das GSM mit abwechselndem Betrieb im Sendemode und im Empfangs­ mode innerhalb eines Rahmens, d. h. innerhalb einer Zeiteinheit, durchgeführt.
Das typische GSM schließt zwei getrennte, spannungsgesteuerte Oszillatoren als einen lokalen Oszillator zum Aufwärtswandeln, der auf der Sendefrequenz im Sendemode schwingt, und einen lokalen Oszillator zum Abwärtswandeln, der auf der Empfangs­ frequenz im Empfangsmode schwingt, ein. Die zwei getrennten, spannungsgesteuerte Oszillatoren (im folgenden als VCO bezeich­ net), die als ein lokaler Oszillator zum Aufwärtswandeln und als ein lokaler Oszillator zum Abwärtswandeln in dem GSM benutzt werden, geben eine Oszillatorfrequenz mit einem Bereich aus, der direkt entsprechend einer eingegebenen Steuerungsspannung vari­ iert. Deshalb verlangt der VCO eine Charakteristik des linearen Wandelns der Oszillatorfrequenz aus der eingegebenen Steuerungs­ spannung. Ferner kann der VCO verwirklicht werden unter Benut­ zung einer Diode mit veränderlichen Kapazität, eines Multivi­ brators oder eines CMOS.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach dem Stand der Technik veranschaulicht. In Fig. 1 benutzt ein "Crap"-Oszillatorschalt­ kreis eine Diode mit veränderlicher Kapazität als eine mit der Spannung sich verändernde Reaktanzkomponente. Dieser VCO wurde in Fig. 1 der koreanischen Patentanmeldung Nr. 92-9028 offen­ gelegt, die am 27. Mai 1992 durch denselben Anmelder wie die vorliegende Erfindung, Samsung Electronics Ltd., mit dem Titel "Voltage controlled oszillator" angemeldet wurde, und in Fig. 1 der koreanischen Patentanmeldung Nr. 94-15043 offengelegt, die am 28. Juni 1994 durch denselben Anmelder wie die vorliegende Erfindung, Samsung Electronics Ltd., mit dem Titel "Voltage controlled oszillator" angemeldet wurde, und auf Seite 59 einer Veröffentlichung mit dem Titel "PLL adapting circuit" offenge­ legt, die am 8. Mai 1988 durch die koreanische Herausgeberfirma "SEWUN" herausgegeben und veröffentlicht wurde.
Unter Bezug auf Fig. 1, die einen Frequenzresonator 2 und einen negativen Widerstandsgenerator 4 enthält, ist eine Reak­ tanzdiode, deren Kapazität sich entsprechend einer eingegebenen Steuerungsspannung VCTR verändert, in Serie mit einem Kondensa­ tor C1 geschaltet, um als eine einzige Komponente mit variabler Kapazität betrieben zu werden, und ein Induktor L ist als eine induktive Komponente parallel zu der Komponente mit variabler Kapazität geschaltet, um dadurch den Frequenzresonator 2 zu bilden. Dazu bildet der Frequenzresonator 2 einen LC-Parallel­ resonanzschaltkreis. Auch enthält der negative Widerstandsgene­ rator 4 einen Transistor TR und Rückwirkungskondensatoren C3 und C4, die zwischen den Emitteranschluß des Transistors TR und sei­ nen Basisanschluß bzw. zwischen seinen Emitteranschluß und den Masseanschluß geschaltet sind. Hier erzeugt der negative Wider­ standsgenerator 4 einen Widerstand für den Frequenzresonator 2, d. h. einen negativen Widerstand zum Beseitigen eines Verlustfak­ tors. Zusätzlich verhält sich der negative Widerstandsgenerator 4 als eine Art Schwingungseinrichtung zur Ausgabe einer Oszil­ latorfrequenz fOUT mit der durch den Frequenzresonator 2 bestimm­ ten Resonanzfrequenz.
Unter Betrachtung der Konstruktion von Fig. 1 stellt R1 einen Widerstand zum Koppeln der Steuerungsspannung VCTR auf eine Kom­ ponente variabler Kapazität dar, wobei die Reaktanzdiode VD mit dem Kondensator C1 in Serie verbunden ist, und C2 stellt einen Kondensator für die Kopplung des LC-Parallelresonanzschaltkrei­ ses an den Transistor TR dar. Darüber hinaus werden R2 und R3 als Vorspannungswiderstände bezeichnet, zum Aufteilen der Ver­ sorgungsspannung Vcc auf Spannungen mit vorgegebenem Pegel und zum Zuführen dieser aufgeteilten Spannung als Vorspannung des Transistors TR. Auch wird R4 als Emitterwiderstand des Transis­ tors TR bezeichnet, C5 wird als Kondensator bezeichnet, der zwi­ schen den Kollektoranschluß des Transistors TR und dem Massean­ schluß zum Beseitigen des Versorgungsspannungsrauschens geschal­ tet ist, C6 wird als Kondensator bezeichnet, der zwischen den Emitteranschluß des Transistors TR und einem Ausgabeanschluß zum Sperren des Gleichstroms DC geschaltet ist, und fOUT wird als ein Ausgabe des VCO bezeichnet, d. h. der Oszillatorfrequenz, die ausgegeben wird, nachdem die Steuerungsspannung VCTR durch den Frequenzresonator 2 und den negativen Widerstandsgenerator 4 durchgelassen wurde.
Wenn die Steuerungsspannung VCTR dem mit dem Frequenzresona­ tor 2 und dem negativen Widerstandsgenerator 4 konstruierten VCO zugeführt wird, verändert sich, wie aus Fig. 1 erkannt werden kann, die Kapazität Cd der Reaktanzdiode VD mit der Veränderung einer Sperrspannung Vd, die an der Anode der Reaktanzdiode VD angelegt wird, und die Resonanzfrequenz des mit der Reaktanz­ diode VD, dem Kondensator C1 und dem Induktor konstruierten LC- Parallelresonanzschaltkreises verändert sich auch. Folglich kann die Oszillatorfrequenz fOUT entsprechend verändert werden. Deut­ licher gesagt, kann die Kapazität Cd der Reaktanzdiode VD umge­ kehrt proportional zu der Vergrößerung der der Anode der Reak­ tanzdiode VD zugeführten Sperrspannung Vd verringert werden. Wie oben festgestellt, zeigt Fig. 2 eine charakteristische Kurve, die die Veränderung der Kapazität einer Reaktanzdiode durch eine an einen Frequenzresonator von Fig. 1 angelegte Steuerungsspan­ nung veranschaulicht.
In dem GSM wird der wie oben beschrieben arbeitende VCO benutzt als lokaler Oszillator für Aufwärtswandeln als auch als lokaler Oszillator für Abwärtswandeln. Jedoch tendiert der VCO jüngst dazu, verwirklicht zu werden, indem zwei VCO, d. h. der VCO für Aufwärtswandeln und der VCO für Abwärtswandeln, zu einem einzigen VCO zusammengebracht werden, um die Gesamtabmessungen des Systems zu verringern und um das System ökonomisch zu ver­ wirklichen. Die koreanische Patentanmeldung Nr. 95-8687 mit dem Titel "Transmission and reception apparatus having a single phase-locked loop and method thereof", die am 27. Mai 1992 durch denselben Antragsteller, Samsung Electronics Ltd., wie die vor­ liegende Erfindung eingereicht wurde, legt den einzigen VCO für Aufwärtswandeln und Abwärtswandeln offen, wir zuvor beschrieben. In der oben erwähnten Anmeldung wird der einzige VCO als lokaler Oszillator für Aufwärtswandeln bei Signalaussendung und als lokaler Oszillator für Abwärtswandeln bei Signalempfang benutzt.
Um jedoch den in Fig. 1 gezeigten VCO nach dem Stand der Technik als den lokalen Oszillator für Aufwärts-/Abwärtswandeln zu benutzen, muß der Bereich von Veränderungen in der Oszilla­ torfrequenz vorzugsweise genügend vergrößert werden, um sowohl einen Sendefrequenzbandpaß als auch einen Empfangsfrequenzband­ paß abzudecken. Wenn z. B. die Charakteristik der Veränderungen in der Ausgabefrequenz über der Steuerungsspannung VCTR in dem VCO als dem lokalen Oszillator für Aufwärtswandeln dieselbe ist wie durch eine Kurve A1 von Fig. 3A gezeigt, dann muß der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz FOUT in dem VCO als dem lokalen Oszillator für Aufwärts-/Abwärtswandeln vergrößert werden, wie durch eine Kurve A2 von Fig. 3A gezeigt. Wenn dazu die Charakteristik der Veränderungen in der Ausgabe­ frequenz über der Steuerungsspannung VCTR in dem VCO als dem lokalen Oszillator für Abwärtswandeln dieselbe, ist wie durch eine Kurve B1 von Fig. 3B gezeigt, dann muß der Bereich der Ver­ änderungen in der Oszillatorfrequenz fOUT in dem VCO als dem lokalen Oszillator für Aufwärts-/Abwärtswandeln vergrößert wer­ den, wie durch eine Kurve B2 von Fig. 3B gezeigt.
Für den Zweck der Vergrößerung des Bereichs der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz FOUT in dem in Fig. 1 gezeigten VCO gibt es ein Verfahren zur Vergrößerung der Kapazität des Konden­ sators C1. Dazu legt eine US-Anmeldung Nr. 5144264 mit dem Titel "Wideband voltage controlled oscillator having open gain compensation", die am 1. September 1992 durch denselben Anmel­ der, Samsung Electronics Ltd., wie die vorliegende Erfindung eingereicht wurde, ein anderes Verfahren zum Vergrößern des Bereichs der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz FOUT des VCO offen. Insoweit wie der in der vorgenannten U.S.-Anmeldung offengelegte Frequenzresonator des VCO zwei parallelgeschaltete Reaktanzdioden hat, kann unter Zuführen der Steuerungsspannung VCTR zum Frequenzresonator des VCO der Bereich der Veränderungen in seiner Oszillatorfrequenz folglich vergrößert werden. Dazu kann für den Fall der Vergrößerung des Bereichs der Ver­ änderungen in der Oszillatorfrequenz durch Vergrößern der Kapa­ zität des Kondensators C1 des Frequenzresonators oder durch Parallelschalten der zwei Reaktanzdioden ein durch die Verände­ rung der externen Umgebung verursachtes Rauschen in der Steue­ rungsspannung VCTR eingeschlossen werden, so daß dadurch die Oszillatorfrequenz leicht beeinflußt werden kann. Schließlich ergibt sich ein Problem, daß das für den VCO charakteristische Phasenrauschen sich verschlechtert. Darüber hinaus verschlech­ tert sich bei der obigen US-Patentanmeldung eine Konstruktion des VCO zur Verbesserung der Charakteristik des Phasenrauschens mit der Vergrößerung des Bereichs der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz. Wenn nämlich der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz sich verändert, stimmt die Impedanz des Frequenzresonators nicht mit dem des negativen Widerstands­ generators überein. Dazu wird zum Zwecke der Anpassung der Impe­ danz des Frequenzresonators mit dem des negativen Widerstands­ generators ein LC-Serienresonanzschaltkreis in einer Rückwir­ kungseinheit des in der obigen US-Patentanmeldung offengeleg­ ten, negativen Widerstandsgenerators eingefügt. Nach der vorlie­ genden Erfindung, die wie oben erwähnt konstruiert ist, kann der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz vergrößert werden und zugleich die Charakteristik des Phasenrauschens des VCO verbessert werden. Jedoch kann ein Faktor, der bewirkt, daß die Charakteristik seines Phasenrauschens sich verschlechtert, nicht grundsätzlich reduziert werden.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist deshalb ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen spannungsgesteuerten Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärtswan­ deln vorzusehen, der in der Lage ist, die Charakteristik des Phasenrauschens des spannungsgesteuerten Oszillators zu verbes­ sern.
Es ist ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung, einen spannungsgesteuerten Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärtswan­ deln vorzusehen, der in der Lage ist, einen Resonanzpunkt in Übereinstimmung mit einer Steuerungsspannung, die einen Bereich der Veränderungen in einer Oszillatorfrequenz bestimmt, wie auch mit der Sendemodespannung oder der Empfangsmodespannung, die jeden Mode repräsentiert, zu bestimmen, und dadurch eine Oszil­ latorfrequenz aus zugeben, die mit dem bestimmten Resonanzpunkt übereinstimmt.
Es ist noch ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung, einen spannungsgesteuerten Oszillator zum Aufwärtswandeln/Ab­ wärtswandeln vorzusehen, der in der Lage ist, gewünschte Oszil­ latorfrequenzen zu erreichen ohne einen Bereich der Veränderung in der Oszillatorfrequenz zu vergrößern, durch Anlegen jeder Modespannung, die den Sendemode und den Empfangsmode eines Sys­ tems entsprechend einem aktiven Mode bezeichnet.
Diese und andere Ziele können nach den Grundsätzen der vor­ liegenden Erfindung mit einem spannungsgesteuerten Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln erreicht werden, wobei eine Steuerungsspannung zum Bestimmen des Bereichs der Veränderung in einer Oszillatorfrequenz als auch eine Spannung, die einen akti­ ven Mode eines Systems repräsentiert, einem Frequenzresonator zugeführt werden, so daß ein Parallelresonanzpunkt bestimmt wird, um den vergrößerten Frequenzbandpaß zu repräsentieren, und dadurch die Oszillatorfrequenz ausgibt, die mit dem bestimmten Parallelresonanzpunkt korrespondiert.
In einem digitalen Funkkommunikationssystem, das einen Sende­ mode und einen Empfangsmode durch Zeitaufteilung aufweist, ent­ hält ein spannungsgesteuerter Oszillator zum Aufwärtswandeln/Ab­ wärtswandeln in einem digitalen Funkkommunikationssystem nach einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung: eine Resonanzeinheit, wobei eine Komponente mit variabler Kapazität parallel zu einem Serienresonanzschaltkreis geschaltet ist, und die Komponente mit variabler Kapazität eine Kapazität hat, die umgekehrt proportional zum Pegel einer Steuerungsspannung in einem voreingestellten Bereich ist, und der Serienresonanz­ schaltkreis einen Serienresonanzpunkt hat, der mit dem Pegel einer Modespannung korrespondiert, welche sich mit einer vorein­ gestellten Zeiteinheit verändert; und eine Oszillatoreinheit zum Erzeugen einer Schwingung mit einer Frequenz, die mit einem durch die Resonanzeinheit bestimmten Parallelresonanzpunkt kor­ respondiert.
In einem digitalen Funkkommunikationssystem, das einen Sende­ mode und einen Empfangsmode durch Zeitaufteilung aufweist, ent­ hält ein spannungsgesteuerter Oszillator zum Aufwärtswandeln/Ab­ wärtswandeln in einem digitalen Funkkommunikationssystem darüber hinaus nach einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung: eine Resonanzeinheit, wobei eine erste Komponente mit variabler Kapazität, eine zweite Komponente mit variabler Kapa­ zität und eine induktive Komponente zueinander parallelgeschal­ tet sind, und die erste Komponente mit variabler Kapazität eine Kapazität hat, die umgekehrt proportional zum Pegel einer Steue­ rungsspannung in einem voreingestellten Bereich ist, und die zweite Komponente mit variabler Kapazität eine Kapazität hat, die umgekehrt proportional zum Pegel einer Modespannung ist, welche sich mit einer voreingestellten Zeiteinheit verändert; und eine Oszillatoreinheit zum Erzeugen einer Schwingung mit einer Frequenz, die mit einem durch die Resonanzeinheit bestimm­ ten Parallelresonanzpunkt korrespondiert.
In einem digitalen Funkkommunikationssystem, das einen Sende­ mode und einen Empfangsmode durch Zeitaufteilung aufweist, ent­ hält ein spannungsgesteuerter Oszillator zum Aufwärtswandeln/Ab­ wärtswandeln in einem digitalen Funkkommunikationssystem darüber hinaus nach einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung: einen in Serie geschalteten Schaltkreis, wobei eine erste Komponente mit variabler Kapazität in Serie mit einer zweite Komponente mit variabler Kapazität geschaltet ist, und die erste Komponente mit variabler Kapazität eine Kapazität hat, die umgekehrt proportional zum Pegel einer Steuerungsspannung in einem voreingestellten Bereich ist, und die zweite Komponente mit variabler Kapazität eine Kapazität hat, die umgekehrt pro­ portional zum Pegel einer Modespannung ist, welche sich mit einer voreingestellten Zeiteinheit verändert; eine induktive Komponente, die zum in Serie geschalteten Schaltkreis parallel­ geschaltet ist; und eine Oszillatoreinheit zum Erzeugen einer Schwingung mit einer Frequenz, die mit einem Parallelresonanz­ punkt korrespondiert, der bestimmt wird durch die Serienschal­ tung des in Serie geschalteten Schaltkreises und der induktiven Komponente.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Eine vollständigere Würdigung dieser Erfindung und vieler ihrer darin enthaltenen Vorteile wird offenkundig, wenn sie unter Bezug auf die folgende genaue Beschreibung besser verstan­ den wird, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen zu betrachten ist, wobei:
Fig. 1 ein Blockdiagramm ist, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach dem Stand der Technik ver­ anschaulicht;
Fig. 2 eine charakteristische Kurve zeigt, die die Verände­ rung der Kapazität einer Reaktanzdiode über einer Steuerungs­ spannung zeigt, welche einem Frequenzresonator von Fig. 1 zuge­ führt wird;
Fig. 3A und 3B charakteristische Kurven zeigen, die die Ver­ änderungen der Oszillatorfrequenzen über einer Steuerungsspan­ nung zeigt, welche einem Frequenzresonator von Fig. 1 zugeführt wird;
Fig. 4 ein Blockdiagramm ist, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach einer ersten Ausführungs­ form der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
Fig. 5 ein Diagramm ist, das die Veränderungen in einer Mode­ spannung veranschaulicht, die einem Addierer von Fig. 4 entspre­ chend einem aktiven Mode zugeführt wird;
Fig. 6 eine charakteristische Kurve zeigt, die die Verände­ rungen in einer Oszillatorfrequenz über einer Steuerungsspannung veranschaulicht, die einem Frequenzresonator von Fig. 4 zuge­ führt wird;
Fig. 7 ein Blockdiagramm ist, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach einer zweiten Ausführungs­ form der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
Fig. 8 ein Blockdiagramm ist, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach einer dritten Ausführungs­ form der vorliegenden Erfindung veranschaulicht; und
Fig. 9 ein Blockdiagramm ist, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach einer vierten Ausführungs­ form der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Genaue Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
Vor allem wird bemerkt, daß über alle Zeichnungen hinweg daßelbe Bezugszeichen benutzt wird, um gleiche oder gleich­ wertige Elemente mit derselben Funktion zu bezeichnen. Ferner werden in der folgenden Beschreibung viele spezifische Details vorgestellt, um ein gründlicheres Verständnis der vorliegenden Erfindung vorzusehen. Es ist jedoch für einen in der Technik Bewanderten offenkundig, daß die vorliegende Erfindung auch ohne diese spezifischen Details ausgeführt werden kann. Die detail­ lierte Beschreibung bekannter Funktionen und Konstruktionen, die unnötigerweise den Gegenstand der vorliegenden Erfindung ver­ schleiern, werden in der vorliegenden Erfindung vermieden.
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, das einen VCO nach einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, der enthält: einen Frequenzresonator 100 und einen negativen Wider­ standsgenerator 200. In Gegenüberstellung mit dem VCO nach dem Stand der Technik, wie in Fig. 1 gezeigt, ist der Frequenzreso­ nator 100 in dem VCO nach der vorliegenden Erfindung unter­ schiedlich zum Frequenzresonator 2 nach dem Stand der Technik, und der negative Widerstandsgenerator 200 hat eine identische Konstruktion wie der negative Widerstandsgenerator 4 nach dem Stand der Technik.
Unter Bezug auf Fig. 4 bilden ein Kondensator C1 und eine Reaktanzdiode VD1 in dem Frequenzresonator 100 die Komponente mit variabler Kapazität, die eine Kapazität hat, welche umgekehrt proportional zur Steuerungsspannung VCTR ist, und einen Induktor L und eine Reaktanzdiode VD2 bilden einen Serienresonanzschalt­ kreis mit einem Serienresonanzpunkt, der sich entsprechend der von einem Addierer 10 ausgegebenen Spannung verändert. Schließ­ lich bildet der Frequenzresonator 100 einen Parallelresonanz­ schaltkreis.
Fig. 5 ist ein Diagramm, das die Veränderungen in einer Mode­ spannung veranschaulich, die einem Addierer von Fig. 4 entspre­ chend einem aktiven Mode zugeführt wird, in dem eine Sendemode­ spanung VTX und eine Empfangsmodespannung VRX einander abwech­ selnd zugeführt werden.
Fig. 6 zeigt eine charakteristische Kurve, die die Verände­ rungen in einer Oszillatorfrequenz fOUT über einer Steuerungs­ spannung VCTR veranschaulicht, die einem Frequenzresonator von Fig. 4 zugeführt wird.
Wenn nun die Steuerungsspannung VCTR der Reaktanzdiode VD1 über den Widerstand R1 zugeführt wird, wird die Kapazität der Reaktanzdiode VD1 in einer zur zugeführten Steuerungsspannung VCTR umgekehrten Proportion verändert, wie durch die charakte­ ristische Kurve von Fig. 2 gezeigt. Dazu wird die Kapazität einer anderen Reaktanzdiode VD2 auch in einer zur zugeführten Steuerungsspannung umgekehrten Proportion verändert. Bei der Beobachtung des Frequenzresonators 100 von Fig. 4 bilden ein Induktor L und die Reaktanzdiode VD2 den Serienresonanzschalt­ kreis, und der Kondensator C1 und die Reaktanzdiode VD1 sind zueinander parallelgeschaltet und bilden dadurch den Parallel­ resonanzschaltkreis. Während der Induktor L des Serienresonanz­ schaltkreises ein konzentriertes Element wie das aus einer Spule bei niedriger Frequenz gefertigte Element benutzt, kann er bei der hohen Frequenz in gleicher Weise aber auch durch Anwendung einer Mikrostreifenleitung oder einer Streifenleitung gefertigt werden. Konventionell wird in dem digitalen Funkkommunikations­ system die Mikrostreifenleitung oder die Streifenleitung als der Induktor L verwendet. In dem wie oben beschrieben gebildeten Parallelresonanzschaltkreis kann nach Veränderung der Kapazität der Reaktanzdiode VD1 durch die Steuerungsspannung VCTR der Parallelresonanzpunkt des Frequenzresonators 100 verändert wer­ den, so daß die Oszillatorfrequenz fOUT des negativen Wider­ standsgenerators 200 als der Oszillatoreinrichtung entsprechend verändert werden kann.
Mit der Vergrößerung der Kapazität des Kondensators C1 im Frequenzresonator 100 wird der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz fOUT wegen der zugeführten Steuerungsspannung VCTR vergrößert. Im Gegensatz wird mit der Verkleinerung der Kapazität des Kondensators C1 in dem Frequenzresonator 100 der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz durch rela­ tive Verkleinerung der Veränderungen in der Kapazität der Reak­ tanzdiode VD1 wegen der zugeführten Steuerungsspannung VCTR ver­ kleinert. D.h., der Bereich der Veränderungen in der Oszillator­ frequenz FOUT des VCO wird hauptsächlich von der Kapazität des Kondensators C1 bestimmt. Auch ermöglicht der Serienresonanz­ schaltkreis, der aus dem Induktor L und der Reaktanzdiode VD2 gebildet wird, daß die Oszillatorfrequenz FOUT in dem VCO mit der Veränderung des Serienresonanzpunktes wegen der Veränderung der Kapazität der Reaktanzdiode VD′′ verändert wird. Die an die Reak­ tanzdiode VD2 geführte Spannung wird als Ausgabe (VTX oder VRX) von einem Addierer 10 bezeichnet. Hier wird Vfo als die Spannung für Feineinstellung der Oszillatorfrequenz fOUT bezeichnet, die durch die Veränderung aller Teile erzeugt wird, und VTX oder VRX wird als die Spannung zum Schalten einer Zentralfrequenz in dem VCO bei Sendemode und bei Empfangsmode bezeichnet.
Wie in Fig. 4 gezeigt, wird die Spannung VTX + Vfo im Sende­ mode über den Addierer 10 der Reaktanzdiode VD2 zugeführt, und die Spannung VRX + Vfo wird im Empfangsmode über den Addierer 10 der Reaktanzdiode VD2 zugeführt. So wird die Kapazität entspre­ chend der in jedem Mode zugeführten Spannung erzeugt. Während der aus dem Induktor L und der Reaktanzdiode VD2 gebildete Serienresonanzschaltkreis im Sendemode einen mit dem Sendemode korrespondierenden Serienresonanzpunkt hat, hat folglich der Serienresonanzschaltkreis im Empfangsmode einen mit dem Emp­ fangsmode korrespondierenden Serienresonanzpunkt. Mit anderen Worten wird die Serienresonanzfrequenz entsprechend dem Sende­ mode und dem Empfangsmode unterschiedlich bestimmt. Da die Kapa­ zität der Reaktanzdiode VD1 durch die Steuerungsspannung VCTR verändert wird, wird aus diesem Grund die charakteristische Kurve der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz FOUT abhängig von der Sperrspannung erhalten, wie durch die Kurven D1 und D2 von Fig. 6 gezeigt.
Unter Bezug auf Fig. 4 ist der negative Widerstandsgenerator 200 mit dem Frequenzresonator 100 über den Koppelkondensator C2 verbunden, die Kondensatoren C3 und C4 werden als Rückwirkungs­ kondensatoren gezeichnet, die Widerstände R2, R3 und R4 werden als Vorspannungswiderstände des Transistors TR bezeichnet, der Kondensator C6 dient zum Absperren des Gleichstroms bei der Aus­ gabe der Oszillatorfrequenz fOUT, und der Kondensator C5 dient zum Beseitigen von Störungen, die in der Stromversorgungsspan­ nung Vcc enthalten sind. Die Oszillatorfrequenz fOUT ergibt sich im wesentlichen aus der gegenseitigen Wirkung durch die Kombina­ tion des Frequenzresonators 100 und des negativen Widerstands­ generators 200. Insoweit die genaue Beschreibung der obigen Operationen mit bekannten Funktionen und Konstruktionen korres­ pondiert, ist es jedoch einem in der Technik Bewanderten geläu­ fig, daß die Erfindung ohne diese spezifischen Details ausge­ führt werden kann.
Wie oben beschrieben wird in dem digitalen Funkkommunika­ tionssystem wie dem GSM zur Anwendung des TDMA und bei getrenn­ ter Nutzung der Sendefrequenz und der Empfangsfrequenz und bei Benutzung des VCO als dem lokalen Oszillator zum Aufwärtswan­ deln/Abwärtswandeln die charakteristische Kurve der Verände­ rungen in der Oszillatorfrequenz abhängig von der an den VCO geführten Steuerungsspannung durch die Kurven D1 und D2 von Fig. 6 gezeigt, bei Zuführung der Modespannung an den VCO wie in Fig. 5 gezeigt. Folglich wird der Bereich der Frequenz im Sendemode und im Empfangsmode getrennt benutzt. Das soll bedeuten, daß die Kurve D1 von Fig. 6 mit der charakteristischen Kurve der Verän­ derungen in der Oszillatorfrequenz abhängig von der Steuerungs­ spannung im Sendemode korrespondiert, und daß die Kurve D2 von Fig. 6 mit der charakteristischen Kurve der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz abhängig von der Steuerungsspannung im Emp­ fangsmode korrespondiert. Falls in dem GSM eine Zwischenfrequenz für das Senden 264 MHz und der Bereich der Sendefrequenzen 890∼ 915 MHz ist, verlangt die lokale Oszillatorfrequenz für Auf­ wärtswandeln im Sendemode die Veränderungen in der Frequenz entsprechend 264 MHz + (890∼915 MHz) = 1154∼1179. Falls eine Zwischenfrequenz für Empfang 244 MHz und der Bereich der Emp­ fangsfrequenzen 935∼960 MHz ist, verlangt auch die lokale Oszillatorfrequenz für Abwärtswandeln im Empfangsmode die Verän­ derungen in der Frequenz entsprechend 244 MHz + (935∼960 MHz) = 1179∼1204 MHz. Dementsprechend werden die Veränderungen in der Frequenz entsprechend 1154∼1205 MHz verlangt, um den VCO als lokalen Oszillator für Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln zu benutzen.
Für den Fall der Benutzung des in Fig. 1 gezeigten VCO nach dem Stand der Technik als lokalen Oszillator für Aufwärtswan­ deln/Abwärtswandeln werden die Veränderungen in der Frequenz mit dem vergrößerten Bereich, wie durch die Kurve E von Fig. 6 gezeigt, notwendigerweise verlangt. Jedoch werden für den Fall der Benutzung des VCO nach der vorliegenden Erfindung, wie in Fig. 4 dargestellt, als lokalen Oszillator für Aufwärtswandeln/ Abwärtswandeln die Veränderungen in der Frequenz mit einem schmaleren Bereich als durch die Kurve E von Fig. 6 notwendiger­ weise verlangt, wie durch die Kurven D1 und D2 von Fig. 6 gezeigt. Wegen der Tatsache, daß der Bereich der Veränderungen in der Frequenz breit ist, heißt das, daß die Veränderungen in der Frequenz leicht durch externe Störungen beeinflußt werden können, und die Charakteristik des Phasenrauschens des VCO wird durch externe Störungen verschlechtert. Weil jedoch die vorlie­ gende Erfindung dadurch verwirklicht wird, daß der Bereich der Veränderungen in der Frequenz schmaler wird, kann sie den VCO mit der verbesserten Charakteristik des Phasenrauschens verwirk­ lichen.
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion eines VCO nach einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Hier bilden der Kondensator C1 und die Reak­ tanzdiode VD1 die Komponente mit variabler Kapazität, der Kon­ densator C7 und die Reaktanzdiode VD2 bilden eine andere Kompo­ nente mit variabler Kapazität, und der Induktor L ist parallel zu den Komponenten mit variabler Kapazität geschaltet. Schließ­ lich bildet der Frequenzresonator 100 den Parallelresonanz­ schaltkreis.
Unter Betrachtung von Fig. 7 wird die Steuerungsspannung VCTR der Reaktanzdiode VD1 zugeführt, wobei ihre Kapazität entspre­ chend der zugeführten Steuerungsspannung VCTR bestimmt wird. Die Kapazität der Reaktanzdiode wird nämlich als umgekehrt propor­ tional zur Steuerungsspannung VCTR bestimmt. Zusätzlich addiert der Addierer 10 eine geringe Einstellspannung Vfo der Oszilla­ torfrequenz fOUT zur Sendemodespannung VTX oder zur Empfangsmode­ spannung VRX, um dann der Reaktanzdiode VD2 zugeführt zu werden. Da die Kapazitäten der Reaktanzdioden durch die Steuerungsspan­ nung VCTR und die Ausgangsspannung des Addierers 10 bestimmt werden, und der Resonanzpunkt des Parallelresonanzschaltkreises durch die Induktanz des Induktors L bestimmt wird, erzeugt der negative Widerstandsgenerator 200, wie hier oben beschrieben, die Oszillatorfrequenz fOUT, die mit dem bestimmten Resonanzpunkt korrespondiert.
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion eines VCO nach einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Wie in dem Schaltkreis von Fig. 8 dargestellt, bilden der Kondensator C1 und die Reaktanzdiode VD1 die Kompo­ nente mit variabler Kapazität, und der Kondensator C7 und die Reaktanzdiode VD2 bilden eine andere Komponente mit variabler Kapazität. Jedoch ist ein dielektrischer Resonator 20 als eine induktive Komponente zu den Komponenten mit variabler Kapazität parallelgeschaltet, und bildet dadurch allgemein den Parallel­ resonanzschaltkreis. Wie zuvor ist die Benutzung eines dielek­ trischen Resonators 20 an Stelle des Induktors L eine wohlbe­ kannte Möglichkeit auf dem Feld der vorliegenden Erfindung zur Verwirklichung des VCO. In diesem Fall ist die Betriebscharak­ teristik des VCO nahezu ähnlich zu dem von Fig. 7.
Fig. 9 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion eines VCO nach einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, wobei der Kondensator C1, die Reaktanzdiode VD1, der Kondensator C7 und die Reaktanzdiode VD2 zu einander in Serie geschaltet sind, um dadurch einen in Serie geschalteten Schaltkreis zu bilden. Ebenso ist der Induktor L zum Serien­ schaltkreis parallelgeschaltet, und der Widerstand R5 ist zur Reaktanzdiode VD2 und dem Kondensator C7 parallelgeschaltet. Schließlich bildet der Frequenzresonator 100 den Parallelreso­ nanzschaltkreis.
Wie aus Fig. 9 erkannt werden kann, addiert der Addierer 10 die geringe Einstellspannung Vfo der Oszillatorfrequenz fOUT zur Sendemodespannung VTX oder zur Empfangsmodespannung VRX, um dann der Reaktanzdiode VD2 zugeführt zu werden. In diesem all wird die Kapazität der Reaktanzdiode VD2 durch die Ausgangsspannung des Addierers 10 bestimmt. Die Kapazität der Reaktanzdiode VD2 wird nämlich als umgekehrt proportional zur Ausgangsspannung des Addierers 10 bestimmt. Wie oben festgestellt, wird die Steue­ rungsspannung VCTR der Reaktanzdiode VD1 in dem Zustand zuge­ führt, in dem die Kapazität der Reaktanzdiode VD2 bestimmt ist. Dann wird die Kapazität der Reaktanzdiode VDI durch die ange­ legte Steuerungsspannung VCTR bestimmt. D.h., die Kapazität der Reaktanzdiode VD1 wird als umgekehrt proportional zur Steue­ rungsspannung VCTR bestimmt, so daß der Kondensator C1, die Reaktanzdiode VD1, der Kondensator C- und die Reaktanzdiode VD2 entsprechend bestimmt werden können. Da der Parallelresonanz­ punkt des Parallelresonanzschaltkreises durch die Induktanz des Induktors L und der Kapazität bestimmt wird, erzeugt der nega­ tive Widerstandsgenerator 200 wieder die Oszillatorfrequenz fOUT, die mit dem bestimmten Resonanzpunkt korrespondiert.
In der in Fig. 9 gezeigten, vierten Ausführungsform kann die vorliegende Erfindung unter Benutzung des dielektrischen Resona­ tors von Fig. 8 an Stelle des Induktors L verwirklicht werden.
Wie aus dem vorgenannten offenkundig wurde, ist die vorlie­ gende Erfindung vorteilhaft, indem die lokale Oszillatorfrequenz für Senden/Empfangen, die in jedem Mode gefordert wird, durch Zuführen der für den Sendemode oder den Empfangsmode bezeich­ nenden Spannungen ausgegeben werden, ohne Vergrößerung des Bereichs der Veränderung in der Oszillatorfrequenz.
Während veranschaulicht und beschrieben wurde, was als die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betrachtet werden, ist von den in der Technik Bewanderten zu verstehen, daß verschiedene Änderungen und Modifikationen gemacht und Äquivalente für ihre Elemente eingesetzt werden können, ohne vom wahren Umfang der vorliegenden Erfindung ab zu­ weichen. Zusätzlich können viele Modifikationen gemacht werden, um eine besondere Situation an die Aussage der vorliegenden Erfindung anzupassen, ohne von ihrem zentralen Umfang abzuwei­ chen. Daher ist beabsichtigt, daß die vorliegende Erfindung nicht begrenzt ist auf die besondere Ausführungsform, die hier als bester Mode für die Ausführung der vorliegenden Erfindung betrachtet wird, sondern daß die vorliegende Erfindung alle Ausführungsformen einschließt, die in den Umfang der angefügten Ansprüche fallen.

Claims (14)

1. Spannungsgesteuerter Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärts­ wandeln in einem digitalen Funkkommunikationssystem, enthaltend:
eine Resonanzeinheit, wobei eine Komponente mit variabler Kapazität parallel zu einem Serienresonanzschaltkreis geschaltet ist, und die Komponente mit variabler Kapazität eine Kapazität hat, die umgekehrt proportional zum Pegel einer Steuerungsspan­ nung in einem voreingestellten Bereich ist, und der Serienreso­ nanzschaltkreis einen Serienresonanzpunkt hat, der mit dem Pegel einer Modespannung korrespondiert, welche sich mit einer vorein­ gestellten Zeiteinheit gerändert; und
eine Oszillatoreinheit zum Erzeugen einer Schwingung mit einer Frequenz, die mit einem durch die Resonanzeinheit bestimm­ ten Parallelresonanzpunkt korrespondiert.
2. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 1, wobei der Serienresonanzschaltkreis enthält:
eine Reaktanzdiode, die eine Kapazität hat, die umgekehrt proportional zum Pegel einer Sendemodespannung ist, die in einem Sendemode zugeführt wird, und eine Kapazität hat, die umgekehrt proportional zum Pegel einer Empfangsmodespannung ist, die in einem Empfangsmode zugeführt wird; und
eine induktive Komponente, die in Serie mit der Komponente mit variabler Kapazität und parallel zu dem Serienresonanz­ schaltkreis geschaltet ist.
3. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 2, wobei ferner eine Einstellungsspannung zum Einstellen der Frequenz, mit der die Oszillatoreinheit schwingt, der Reaktanzdiode zugeführt wird.
4. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 3, der ferner eine Addierereinheit enthält, zum Addieren der Einstellungsspan­ nung zu dem Pegel der Sendemodespannung oder der Empfangsmode­ spannung und zum Zuführen der addierten Spannung an die Kompo­ nente mit variabler Kapazität.
5. Spannungsgesteuerter Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärts­ wandeln in einem digitalen Funkkommunikationssystem, enthaltend:
eine Resonanzeinheit, wobei eine erste Komponente mit varia­ bler Kapazität, eine zweite Komponente mit variabler Kapazität und eine induktive Komponente zu einander parallelgeschaltet sind, und die erste Komponente mit variabler Kapazität eine Kapazität hat, die umgekehrt proportional zum Pegel einer Steue­ rungsspannung in einem voreingestellten Bereich ist, und die zweite Komponente mit variabler Kapazität eine Kapazität hat, die umgekehrt proportional zum Pegel einer Modespannung ist, welche sich mit einer voreingestellten Zeiteinheit verändert; und
eine Oszillatoreinheit zum Erzeugen einer Schwingung mit einer Frequenz, die mit einem durch die Resonanzeinheit bestimm­ ten Parallelresonanzpunkt korrespondiert.
6. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 5, wobei eine Einstellungsspannung zum Einstellen der Frequenz, mit der die Oszillatoreinheit schwingt, ferner der zweiten Komponente mit variabler Kapazität zugeführt wird.
7. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 6, der ferner eine Addierereinheit enthält, zum Addieren der Einstellungsspan­ nung zu dem Pegel der Sendemodespannung oder der Empfangsmode­ spannung und zum Zuführen der addierten Spannung an die Kompo­ nente mit variabler Kapazität.
8. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei die induktive Komponente ein Induktor ist.
9. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei die induktive Komponente ein dielektrischer Resonator ist.
10. Spannungsgesteuerter Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärts­ wandeln in einem digitalen Funkkommunikationssystem, enthaltend:
einen in Serie geschalteten Schaltkreis, wobei eine erste Komponente mit variabler Kapazität mit einer zweiten Komponente mit variabler Kapazität in Serie geschaltet ist, und die erste Komponente mit variabler Kapazität eine Kapazität hat, die umge­ kehrt proportional zum Pegel einer Steuerungsspannung in einem voreingestellten Bereich ist, und die zweite Komponente mit variabler Kapazität eine Kapazität hat- die umgekehrt propor­ tional zum Pegel einer Modespannung ist, welche sich mit einer voreingestellten Zeiteinheit verändert;
eine induktive Komponente, die mit dem in Serie geschalteten Schaltkreis parallelgeschaltet ist; und
eine Oszillatoreinheit zum Erzeugen einer Schwingung mit einer Frequenz, die mit einem durch die Resonanzeinheit bestimm­ ten Parallelresonanzpunkt korrespondiert.
11. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 10, wobei eine Einstellungsspannung zum Einstellen der Frequenz, mit der die Oszillatoreinheit schwingt, ferner der Reaktanzdiode zugeführt wird.
12. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 11, der ferner eine Addierereinheit enthält, zum Addieren der Einstellungsspan­ nung zu dem Pegel der Sendemodespannung oder der Empfangsmode­ spannung und zum Zuführen der addierten Spannung an die Kompo­ nente mit variabler Kapazität.
13. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die induktive Komponente ein Induktor ist.
14. Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die induktive Komponente ein dielektrischer Reso­ nator ist.
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