DE69534008T2

DE69534008T2 - Eine oszillator- und senderanordnung

Info

Publication number: DE69534008T2
Application number: DE69534008T
Authority: DE
Inventors: P. John HILL
Original assignee: Lear Automotive Dearborn Inc
Current assignee: Lear Automotive Dearborn Inc
Priority date: 1994-11-21
Filing date: 1995-11-06
Publication date: 2005-07-28
Anticipated expiration: 2015-11-07
Also published as: US5568095A; DE69534008D1; EP0793874A1; JPH10509292A; EP0793874B1; WO1996016473A1; US5699021A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft im Allgemeinen Hochfrequenz-("HF")Sender und spezieller eine symmetrische Oszillator- und Senderschaltung, um HF-Signale mit einem erhöhten Leistungsausgang auszustrahlen.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Kompakte Hochfrequenz-("HF")Sender sind in Verbindung mit fernbedienten Signal-Kommunikationssystemen weit verbreitet. Kompaktsender werden gewöhnlich zum Fernsteuern von automatischen Garagentür-Systemen, elektronischen Soundsystemen, Fernsehern und Videorecordern verwendet. In der Fahrzeugindustrie werden Kompaktsender gewöhnlich bei fernbedienten, schlüssellosen Zentralverriegelungen verwendet, um einen ferngesteuerten Zugriff auf ein Fahrzeug bereitzustellen, sowie zum Beispiel andere Fahrzeugfunktionen, wie Alarmsysteme, Kofferraumentriegelung zu steuern. Idealerweise werden tragbare Kompaktsender mit Batterie betrieben, sind energieeffizient und sollen ein kompaktes Gehäuse unterbringen.
In einer bekannten Ausführung eines kompakten Fernsteuersystems strahlt der Sender ein HF-Signal mit einer vorgegebenen Trägerfrequenz aus, die entsprechend einem An/Aus-Schaltmuster codiert wird. Das ausgestrahlte Signal wird anschließend von einem entfernten Empfänger empfangen. Sobald das Signal empfangen wurde, wird es, wenn nötig, verarbeitet und dann als ein Steuersignal bereitgestellt, um eine Funktion oder ein Grundelement des Systems zu steuern.
Gegenwärtig verwendet eine Anzahl von kompakten, fernbedienten HF-Sendern eine Ausführung eines Einzel-Oszillators, um ein lokales Oszillations-Signal bereitzustellen. Wie in 1 veranschaulicht wird, wird eine herkömmliche Senderschaltung 5 mit einer Einzel-Oszillations-Schaltung gezeigt, die gewöhnlich als der Colpitts-Oszil lator bezeichnet wird. Die Senderschaltung 5 erzeugt sei lokales Oszillations-Signal, das von einem Antennen-Element L₁ gesendet wird. Angesichts ihrer Einfachheit war die Schaltung 5 in ferngesteuerten, schlüssellosen Fahrzeug-Zentralverriegelungen die Sender-Komponente der Wahl.
Mit ausführlicherem Bezug auf 1 umfasst der Colpitts-Oszillator von Schaltung 5 einen nach Colpitts konfigurierten Transistor Q₁ und einen Eingangs-Resonanz-Anodenschwingkreis. Der Anodenschwingkreis umfasst typischerweise einen Resonator, wie eine akustische Oberflächenwellen-(surface acoustic wave – „SAW")Vorrichtung 2 und zwei Rückkopplungs-Kondensatoren C₁ und C₂. Ferner enthält der Oszillator außerdem eine Anzahl von Vorspannungswiderständen, um den richtigen Betrieb des Transistors Q₁ zu erleichtern. Die Senderschaltung 5 umfasst außerdem eine Induktionsspule L₁, die als ein Antennenelement zum Ausstrahlen des HF-Ausgangssignals wirkt.
Strukturell umfasst der Transistor Q₁ eine Basis 4, einen Kollektor 6 und einen Emitter 8. Der Basis-Anschluss 4 ist mit einem akustischen Oberfächenwellen-Resonator 2 gekoppelt, der Kollektor 6 ist mit der Induktionsspule L₁ gekoppelt, während der Emitter 8 durch einen Widerstand R₃ mit der Masse gekoppelt ist. Zusätzlich ist der Rückkopplungs-Kondensator C₂ zwischen dem Emitter 8 und der Masse gekoppelt und liegt so parallel zum Widerstand R₃. Der Rückkopplungs-Kondensator C₁ ist zwischen dem Kollektor 6 und den Emitter 8 gekoppelt. Darüber hinaus ist ein dritter Kondensator C₃ zwischen der Induktionsspule L₁ und der Masse zum Bereitstellen einer großen Kapazität gekoppelt, um eine konstante Gleichspannung aufrechtzuerhalten.
Die Schaltung 5 und spezieller L₁ und C₃ sind mit einer Gleich-("DC")Spannungsquelle gekoppelt, um eine Gleichstromvorspannungs-Eingabe V_IN, typischerweise 6 V, zu empfangen. Die Senderschaltung 5 empfängt außerdem ein Daten-Eingangssignal V_DATA, um das HF-Trägersignal zu kodieren. Wie hier genau geschildert wird, erzeugt die Schaltung 5 über die Induktionsspule L, ein Strahlungs-Ausgangssignal. Dadurch erzeugt der Transistor Q₁, der als Verstärker wirkt, in Kombination mit dem Resonanz-Anodenschwingkreis ein Resonanzsignal, das der Induktionsspute L₁ als ein Oszillations-Stromsignal I bereitgestellt wird. Das Führen des Stroms I durch die Induktionsspule L₁ wiederum bewirkt, dass das Strahlungs-Ausgangssignal als ein elektromagnetisches Feld gesendet wird.
Ein Beispiel eines solchen Senders wird im US Patent Nr. 4 794 622 beschrieben. Diese Anordnung, so wie sie oben beschriebenen ist, enthält einen Colpitts-Oszillator, der mit einem SAW-Resonator gekoppelt ist, um die Oszillator-Frequenz und so die Trägerfrequenz des Senders zu definieren.
Der oben beschriebene Colpitts-Oszillator ist für Anwendungen bei der Übertragung von HF-Signalen einer fernbedienten, schlüssellosen Zentralverriegelung gut geeignet. Eine solche Osziflator-Ausführung stellt jedoch ein begrenztes Maß des Leistungsausgangs bereit. Ferner muss die Alternative eines größeren Induktivitätswertes für die Strahlungs-Induktionsspule L₁ auf Grund der innewohnenden Begrenzungen solcher Komponenten nicht unbedingt einen entsprechenden Anstieg der Leistung erreichen. Ähnliche Versuche, die Ausgangsleistung durch die Optimierung der Werte der Komponenten zu erhöhen, haben sich angesichts der dadurch entstandenen Anpassungsverluste als zwecklos erwiesen. Des Weiteren neigen die Spannungsschwankungen zwischen den Amplituden im Transistor Q₁ dazu, die Menge des Stromflusses durch die Schaltung zu begrenzen, wodurch wiederum der verfügbare Leistungsausgang, der durch eine vorgegebene Senderschaltung realisiert wird, vermindert wird.
Als eine Folge der begrenzten Leistung, die von den die Colpitts-Oszillatoren verwendenden, kompakten, fernbedienten Sendern verfügbar sind, ist mit deren Anwendung in kompakten, fernbedienten Sendern ein weiteres Problem entstanden. Typischerweise werden die kompakten, fernbedienten Sender mit der Hand erfasst und im Allgemeinen auf einen Empfänger des Systems gerichtet. Dadurch wird durch die Hand des Anwenders eine parasitäre Impedanz erzeugt. Diese zusätzliche Impedanz reduziert die Menge der gesendeten Energie zum Empfänger. Dieses wird angesichts der begrenzten, von einem herkömmlichen Colpitts-Oszillator verfügbaren Leistung ein Punkt von besonderer Bedeutung.
Das US Patent Nr. 4 453 269 beschreibt die Probleme mit der Hand eines Anwenders an einfachen Senderschaltungen und speziell ein Problem der durch die Hand des Anwenders verursachten Frequenzdrift, die solche früheren, einfachen Schaltungen, die in dem Patent beschrieben wurden, beeinflussen können. Um solche Probleme der Frequenzdrift in so einfachen Schaltungen zu behandeln, schlägt die Druckschrift US 4 453 269 vor, eine Abschirmung im Sender bereitzustellen.
Angesichts dieser Probleme bleibt ein Bedarf an einer Oszillator-Schaltung mit einem erhöhten Leistungsausgang erhalten. Es besteht weiterhin eine Forderung nach einem Verfahren, ein HF-Signal mit einem erhöhten Leistungsausgang wirksam zu erzeugen und zu senden. Darüber hinaus verlangt die Industrie eine Oszillator-Schaltung, die im Wesentlichen immun gegen parasitäre Impedanzen ist.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird ein Sender bereitgestellt, wie er in den begleitenden Ansprüchen beschrieben ist.
Ein hauptsächlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, die Einschränkungen nach dem Stand der Technik zu behandeln.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, für einen symmetrischen Oszillator und Sender mit erhöhten Leistungsausgangs-Eigenschaften zu sorgen.
Ein weiterer Vorteil eines Ausführungsbeispiels ist es, für einen symmetrischen Oszillator und Sender zu sorgen, der im Wesentlichen immun gegen parasitäre Impedanzen ist.
Noch ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, für einen Verfahren zu sorgen, um ein HF-Signal wirksam zu erzeugen und zu senden, das einen erhöhten Leistungsausgang realisieren kann.
Noch ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, für eine symmetrische Oszillator- und Senderschaltung und ein Verfahren zu sorgen, um ein effizientes Senden zu erreichen, das einen erhöhten Leistungsausgang bieten kann und für die Verwendung mit einer fernbedienten, schlüssellosen Fahrzeug-Zentralverriegelung geeignet ist.
Um die Vorteile der vorliegenden Erfindung zu verwirklichen, wird ein Oszillator- und Sendersystem offenbart. Der Oszillator umfasst einen Resonator zum Erzeugen eines Bezugssignals mit einer Resonanzfrequenz, einen ersten Oszillator zum Bereitstellen einer ersten Oszillations-Ausgabe als Reaktion auf die Resonanzfrequenz und einen zweiten Oszillator zum Bereitstellen einer zweiten Oszillations-Ausgabe als Reaktion auf die Resonanzfrequenz. Die zweite Oszillations-Ausgabe hat eine Größe, die der ersten Oszillations-Ausgabe entspricht, während sie mit der ersten Oszillations-Ausgabe um 180 Grad phasenverschoben oszilliert. Der Sender umfasst eine Antenne zum Ausstrahlen der ersten und zweiten Oszillations-Ausgangssignale.
Diese und andere Vorteile und Aufgaben werden für den Fachmann anhand der folgenden, ausführlichen Beschreibung deutlich, die in Verbindung mit den abhängigen Ansprüchen und den hier beigefügten Zeichnungen gelesen wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung wird anhand des Lesens der folgenden Beschreibung von nicht einschränkenden Ausführungsbeispielen mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen besser verstanden, in denen unten zeigen:
1 einen Schaltplan, der eine herkömmliche, Einzel-Colpitts-Oszillator- und Senderschaltung veranschaulicht;
2 ein Blockschaltbild eines symmetrischen Oszillator- und Sendersystems entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
3 eine erste Schaltungsausführung des ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
4 eine zweite Schaltungsausführung des ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
5 eine erste Schaltungsausführung einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
6 eine grafische Darstellung einer Spannungs-Wellenform, die durch das erste Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erreicht wurde; und
7 ein Blockschaltbild eines symmetrischen Oszillator- und Sendersystems entsprechend dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
8 eine bevorzugte Schaltungsausführung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
9 eine weitere Schaltungsausführung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
10 noch ein weiteres, wechselndes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Es sollte betont werden, dass die Zeichnungen der momentanen Anmeldung nicht maßstabsgerecht, sondern lediglich schematische Darstellungen sind und nicht die spezifischen Parameter oder strukturellen Einzelheiten der Erfindung schildern sollen, die durch einen Fachmann durch Prüfen der Informationen hier ermittelt werden können.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Mit Bezug auf 2 wird entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein symmetrisches Oszillator- und Sendersystem 10 veranschaulicht. System 10 umfasst einen Resonator 18, um ein Bezugssignal mit einer Resonanzfrequenz zu erzeugen. Der Resonator 18 umfasst vorzugsweise eine akustische Oberflächenwellenform-("SAW")Vorrichtung, wobei die Resonanzfrequenz vorzugsweise in das Hochfrequenz-("HF")Spektrum fällt. Es sollte jedoch für den gewöhnlichen Fachmann offensichtlich sein, dass andere Komponenten, wie zum Beispiel auch eine akustische Massewellen-(bulk acoustic wave – „BAW")Vorrichtung, verwendet werden können, um den funktionellen Zweck des Resonators zu realisieren.
Das System 10 umfasst zusätzlich einen ersten Oszillator 12 und einen zweiten Oszillator 15, wobei jeder als Reaktion auf die Resonanz-Frequenz des Resonators 18 eine Oszillations-Ausgabe erzeugt. Der erste Oszillator 12 umfasst einen Verstärker 14 zum Verstärken einer Eingabe, das dem durch den Resonator 18 bereitgestellten Bezugssignal entspricht, und einen Resonanzkreis 13, der mit dem Verstärker 14 gekoppelt ist, um ein Oszillations-Signal als Reaktion auf die Ausgabe des Verstärkers 14 zu erzeugen. Ähnlich dazu umfasst der zweite Oszillator 15 einen Verstärker 16 zum Verstärken einer Eingabe, die dem durch den Resonator 18 bereitgestellten Bezugssignal entspricht, und einen Resonanzkreis 17, der mit dem Verstärker 16 gekoppelt ist, um ein Oszillations-Signal als Reaktion auf die Ausgabe des Verstärkers 16 zu erzeugen. Während beide Oszillatoren vorzugsweise identische funktionelle Komponenten umfassen, sollte es für einen gewöhnlichen Fachmann deutlich werden, dass andere Oszillator-Ausführungen realisiert werden können, während dennoch die Vorteile der vorliegenden Erfindung verwirklicht werden. Um eine symmetrische Ausführung bereitzustellen, sind die Ausgaben beider Oszillatoren 12 und 15 miteinander um 180 Grad phasenverschoben, jedoch in der Größe gleich.
Das System 10 umfasst darüber hinaus eine Antenne 11 zum Ausstrahlen eines Ausgangssignals mit einer Einzel-Frequenz. Das Ausgangssignal der Antenne 11 entspricht der Summe der beiden ersten und zweiten Oszillations-Ausgaben. Das Verhältnis zwischen dem Ausgangssignal und den ersten und zweiten Oszillations-Signalen kann am besten durch das Beurteilen der Ausgabe-Eigenschaften des Systems 10 verstanden werden. Da das System 10 eine Ausgangs-Impedanz umfasst, kann es mittels eines Spannungsteiler-Modells betrachtet werden. Mittels dieser Veranschaulichung sind sowohl die erste als auch die zweite Oszillator-Ausgabe für eine Eingabe in den Teiler kennzeichnend. Das Modell umfasst ferner eine erste Impedanz, die mit einer Impedanz verbunden ist, die bei jedem Oszillator an Masse zu sehen ist, sowie eine zweite Impedanz in Reihe mit der ersten Impedanz. Die zweite Impedanz ist ein Modell der Ausgangs-Impedanz des Systems 10. Durch dieses Spannungsteiler-Modell ist das durch die Antenne 11 erzeugte Ausgangssignal kennzeichnend für die Spannung, die über die erste Impedanz verläuft. Damit unterscheidet sich angesichts seiner symmetrischen Eigenschaften das durch die Antenne 11 des Systems 10 gesendete Ausgangssignal von der Summe der Oszillations-Ausgaben allein in der Amplitude, obwohl der Strom gleich ist. Es ist dennoch denkbar, dass das Ausgangssignal von der Summe der Oszillations-Ausgaben in Frequenz oder Phase, sowie zum Beispiel einer Kombination davon, beabsichtigt unterscheidbar sein kann, wie es für den gewöhnlichen Fachmann deutlich werden würde.
Die Antenne 11 umfasst vorzugsweise eine Induktionsspule mit einem Gleichstrom-("DC")Mittelpunkt. Dieser Gleichstom-Mittelpunkt teilt die Induktionsspule in eine erste und eine zweite gleichwertige Induktionsspule. Darüber hinaus umfasst die Antenne 11 einen symmetrischen Wechselstrom-("AC")Oszillationspunkt, der entlang der Antenne 11 einen Ort bereitstellt, an dem die Wechselspannungsgröße der Oszillations-Ausgaben der ersten und zweiten Oszillatoren 12 und 15 im Wesentlichen beide Null sind. Angesichts sowohl der Wechselstrom- als auch der Gleichstrom-Mittelpunkte wird ein "symmetrischer" Oszillator realisiert.
Für die vorliegende symmetrische Oszillator-Ausführung sind enge Toleranzen für die Resonanzkreise 13 und 17 nicht erforderlich. Dieser Vorteil wird durch den Gleichstrom-Mittelpunkt und den Wechselstrom-Mittelpunkt sowie der symmetrischen Schaltung selbst erreicht. Wenn des Weiteren die Antenne 11 vorzugsweise beide Oszillator-Ausgaben mit einer einzelnen Primär-Frequenz sendet, sind die mit den Resonanzkreisen 13 und 17 verbundenen Toleranzen für die gesamte Wirkungsweise des Systems 10 weniger entscheidend.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst die Antenne 11 eine Primärwicklung eines Transformators mit Mittelabgriff zum Übertragen der Oszillations-Ausgaben vom sowohl dem ersten als auch dem zweiten Oszillator 12 und 15 auf eine Sekundärwicklung. Durch diese Anordnung kann die Sekundärwicklung durch das Ausstrahlen der Oszillations-Ausgaben selbst als Antenne wirken. Diese Vorgehensweise wird jedoch für die Niederfrequenz bevorzugt. Um den Betrieb bei anderen Frequenzen zu unterstützen, sollte eine Ausgangs-Induktionsspule oder dergleichen in Verbindung mit einer Filter- und Anpassungsschaltung verwendet werden, um die Oszillations-Ausgaben abzustrahlen.
Mit Bezug auf 3 wird eine Schaltungsausführung 20 eines symmetrischen Oszillator- und Sendersystems von 2 dargestellt. Das symmetrische Oszillator- und Sendersystem 20 umfasst einen ersten und einen zweiten Pseudo-Colpitts-Oszillator. Beide Pseudo-Colpitts-Oszillatoren sind in Bezug aufeinander symmetrisch und teilen einen gemeinsamen Anodenschwingkreis und ein Oszillations-Stromsignal I für die Wirksamkeit des Leistungsausgangs. Die hier beschriebene Schaltung 20 ist besonders bei fernbedienten, schlüssellosen Fahrzeug-Zentralverriegelungen anwendbar. Für den gewöhnlichen Fachmann können jedoch andere Anwendungen zweifellos denkbar sein.
Entsprechend einer ausführlicheren Beschreibung umfasst die Schaltung 20 eine symmetrische Oszillator-Konfiguration, die zwei Pseudo-Colpitts-Oszillatorschaltungen enthält, um ein lokales Oszillations-Signal zu erzeugen. Die Oszillatorschaltung enthält einen ersten Transistor Q₂ und einen zweiten Transistor Q₃, die jeweils mit einer Resonator-Vorrichtung 22 dazwischen gekoppelt sind. Die Resonator-Vorrichtung 22 wirkt wie ein in Reihe geschalteter Resonanz-Eingangs-Schwingkreis, um das Oszillations-Stromsignal I zu erzeugen und zu stabilisieren. Dadurch wird eine Resonanz-HF-Trägerfrequenz erreicht.
Die ersten und zweiten Transistoren Q₂ und Q₃ umfassen vorzugsweise jeweils einen bipolaren Schichttransistor (bipolar junction transistor – „BJT"). Alternativen, wie ein Bipolartransistor mit Heteroübergang (heterojunction bipolar transistor – HBT") sollten den gewöhnlichen Fachmann offensichtlich sein. Entsprechend einem weiteren Ausführungsbeispiel sind die Transistoren Q₂ und Q₃ jeweils bipolare Transistoren vom Typ MMBTH10.
Die Transistoren Q₂ und Q₃ arbeiten jeweils als Verstärkerstufe, um einen Kreisverstärkungsfaktor Eins für den Dauerbetrieb bereitzustellen. Der erste Transistor Q₂ umfasst eine Basis, einen Kollektor, und einen Emitter 30, 32 bzw. 34. Ähnlich umfasst der zweite Transistor Q₃ eine Basis, einen Kollektor und einen Emitter 36, 38 bzw. 40. Die Transistoren Q₂ und Q₃ sind jeweils als Pseudo-Colpitts-Oszillator mit einer abgestimmten LC-Schaltung und einer positiven Rückkopplung konfiguriert. Es sollte für den gewöhnlichen Fachmann verständlich sein, dass verschiedene andere Transistor-Oszillator-Konfigurationen in die oben genannte Anordnung eingesetzt werden können, um den gleichen funktionellen Zweck zu erreichen.
Die Resonator-Vorrichtung 22 ist zwischen den Basis-Anschlüssen 30 und 36 der Transistoren Q₂ und Q₃ über Resonator-Ausgangsleitungen 42 bzw. 44 gekoppelt. Der Resonator 22 wird mit einer Gruppe von Metallfingern gezeigt, die auf einem piezoelektrischen Substrat ausgebildet sind. Der Resonator 22 arbeitet vorteilhafterweise, um die Oszillationen des Trägersignals zu stabilisieren. Die Resonator-Vorrichtung 22 umfasst vorzugsweise eine akustische Oberflächenwellenform-("SAW")Vorrichtung mit einem in Reihe geschalteten Resonanz-Eingangs-Anodenschwingkreis. Entsprechend einem weiteren Ausführungsbeispiel ist der SAW-Resonator 22 jedoch ein RO2073 SAW-Resonator, der von RF Monolithics, Incorporated hergestellt und vertrieben wird.
Die Schaltung 20 umfasst weiterhin ein Paar Ausgangs-Anodenschwingkreise. Jeder Ausgangs-Anodenschwingkreis enthält einen Kondensator und eine Induktionsspule; der erste Eingangs-Schwingkreis umfasst eine erste Induktionsspule L₂, wobei der zweite Eingangs-Schwingkreis eine zweite Induktionsspule L₃ umfasst. Die Induktionsspulen L₂ und L₃ wirken jeweils als Strahlungselemente der Antenne, um das Ausgangssignal als Reaktion auf das gemeinsam geteilte Oszillations-Stromsignal I auszustrahlen. Die erste Induktionsspule L₂ ist zwischen dem Kollektor-Anschluss 32 des Transistors Q₂ und dem Knotenpunkt 28 gekoppelt, während die zweite Induktionsspule L₃ zwischen dem Kollektor-Anschluss 38 des Transistors Q₃ und dem Knotenpunkt 28 gekoppelt ist. Demzufolge sind die Induktionsspulen L₂ und L₃ gemeinsam am Knotenpunkt 28 in einer Reihenschaltung gekoppelt. Am Knotenpunkt 28 ist zwischen den Induktionsspulen L₂ und L₃ eine Eingangs-Spannungsquelle 24 gekoppelt, um eine Gleichspannungs-Eingabe V_IN daran anzulegen. Entsprechend einem Beispiel der vorliegenden Erfindung ist das Spannungs-Eingangssignal V_IN ein +3 Volt Gleichstrom-Signal. Das Anlegen der +3 Volt zwischen den Induktionsspulen L₂ und L₃ spannt die Transistoren Q₂ und Q₃ vor, um die notwendige Verstärkung zu realisieren. Die Induktionsspulen L₂ und L₃ wirken jeweils als eine Antenne, um ein elektromagnetisches Feld zu senden und auszustrahlen, das das Oszillations-Signal mit der vorgegebenen Trägerfrequenz aufweist.
Die Schaltung 20 umfasst ferner einen Dateneingang 26, der mit beiden Resonator-Ausgangsleitungen 42 und 44 durch jeweilige Widerstände R₆ und R₇ gekoppelt ist. Der Dateneingang 26 ist eingerichtet, um ein Ein/Aus-Daten-Eingangssignal V_DATA zu empfangen, das an beiden Seiten des SAW-Resonators 22 angelegt wird. Jede der Resonator-Ausgangsleitungen 42 und 44 ist ebenso über jeweilige Widerstände R₅ und R₈ mit der Masse gekoppelt. Das Daten-Eingangssignal V_DATA codiert das Trägersignal mit einem Modulations-System, um eine Information auf dem Trägersignal bereitzustellen. Das bevorzugte Modulations-Format ist die Amplitudemodulation ("AM"), obwohl zum Beispiel die Impulsbreitenmodulation und andere durch den gewöhnlichen Fachmann leicht eingesetzt werden können. Die auf dem Trägersignal bereitgestellte Information kann verschiedene Systemvorgänge, wie den Betätigungsmechanismus zum Verschließen der Tür sowie die Ein/Aus-Vorgänge der Schaltung 20 einleiten und/oder steuern. Das Anlegen des Daten-Eingangssignals V_DATA kann mittels einer manuellen Steuerung durch einen Betätigungsmechanismus, wie zum Beispiel einer Drucktaste, einem Schalter oder einer anderen impulsgesteuerten Ansteuerungs-Vorrichtung eingeleitet werden.
Der SAW-Resonator 22 sorgt für einen Eingangs-Anodenschwingkreis, der gemeinsamen von dem Paar Pseudo-Colpitts geteilt wird. Die Induktionsspule L₂ liefert in Kombination mit den Kondensatoren C₄ und C₅ einen ersten Ausgangs-Anodenschwingkreis. Ähnlich erzeugt die Induktionsspule L₃ in Verbindung mit den Kondensatoren C₆ und C₇ einen zweiten Ausgangs-Anodenschwingkreis. Während der in Reihe geschaltete Resonanz-Eingangs-Schwingkreis die Oszillation des Resonanz-Signals stabilisiert, sorgen die Ausgangs-Schwingkreise für die Ausstrahlung des HF-Ausgangssignals. Die Kondensatoren C₄ und C₅ errichten außerdem eine Spannungsteiler-Schaltung sowie einen positiven Rückkopplungspfad zum Transistor Q₂. Desgleichen erzeugen die Kondensatoren C₆ und C₇ einen Spannungsteiler und einen positiven Rückkopplungspfad zum Transistor Q₃. Die Energie wird wirksam in den Kondensatoren C₄ bis C₇ und den Induktionsspulen L₂ und L₃ gespeichert, um die Wirksamkeit der Ausstrahlung durch Reduzieren der Energiemenge zu erhöhen, die andererseits für jeden Zyklus der Transistoren Q₂ und Q₃ erforderlich sein kann.
Mit Bezug auf 4 kann die Schaltung 20 abwechselnd so konfiguriert werden, dass sie an Stelle der ersten und zweiten Induktionsspulen L₂ und L₃ einen Transformator mit Mittelabgriff 46 enthält. Zu diesem Zweck umfasst der Transformator mit Mittelabgriff 46 eine Primärwicklung mit einem ersten Primärwicklungsteil 48a und einem zweiten Primärwicklungsteil 48b. Die Primärwicklungsteile 48a und 48b haben vorzugsweise im Wesentlichen die gleiche Größe. Die Eingangs-Spannungsquelle 24 ist mit dem Mittelabgriff 49 gekoppelt, der sich zwischen den Primärwicklungsteilen 48a und 48b befindet, um den Gleichspannungs-Eingang V_IN daran anzulegen.
Der Transformator mit Mittelabgriff 46 umfasst ferner eine Sekundärwicklung 50, die sich angrenzend an die Primärwicklungsteile 48a und 48b befindet. Der Transfomator 46 ist eingerichtet, um eine erste magnetische Kopplung zwischen dem Primärwicklungsteil 48a und der Sekundärwicklung 50 und eine zweite magnetische Kopplung zwischen dem Primärwicklungsteil 48b und der Sekundärwicklung 50 zu bilden. Die Sekundärwicklung 50 wiederum ist an beiden Enden mit einer Filter- und Anpassungsschaltung 52 gekoppelt. Ein Paar Ausgangsleitungen, das sich von der Filter- und Anpassungsschaltung 52 erstreckt, ist mit einer Strahlungs-Induktionsschleife L₄ gekoppelt, um von da ein elektromagnetisches Ausgangsfeld auszustrahlen.
Entsprechend einem abwechselnden Ausführungsbeispiel von 4 erzeugen die ersten und zweiten Primärwicklungsteile 48a und 48b des Transformators mit Mittelabgriff 46 jeweils ein elektromagnetisches Feld als Reaktion auf das Oszillations-Stromsignal I, das da hindurch übertragen wird. Die elektromagnetischen Felder von jedem der Primärwicklungsteile 48a und 48b werden dadurch übertragen und auf die Sekundärwicklung 50 des Transformators mit Mittelabgriff 46 induziert. Die auf die Sekundärwicklung 50 induzierten Signale werden zusammen summiert. Das summierte Signal wiederum wird gefiltert, um unerwünschte Störungen zu beseitigen und wird über die Filter- und Anpassungsschaltung 52 in der Impedanz angepasst. Das gefilterte und in der Impedanz angepasste Signal wird dann durch eine Strahlungs-Induktionsspule L₄ geführt, um ein einzelnes Strahlungs-Ausgangssignal zu senden. Die Verwendung des Transformators mit Mittelabgriff 46 trennt vorteilhafterweise die geradzahligen Oberwellen und kann im Allgemeinen eine verbesserte Steuerung erreichen, mit der das einzelne Strahlungs-Ausgangssignal gesendet wird.
Es sollte verständlich sein, dass der SAW-Resonator 22 ein in Reihe geschalteter Resonanz-Eingangs-Anodenschwingkreis ist, der mit anderen vergleichbaren, in Reihe geschalteten Resonanz-Frequenz-Stabilisierungsvorrichtungen ausgeführt werden kann. Als Alternative zum SAW-Resonator 22 kann der in Reihe geschaltete Resonanz-Anodenschwingkreis eine akustische Massewellenform-(„BAW")Vorrichtung, eine Kristallvorrichtung, ein Mikrostreifen oder eine beliebige andere in Reihe geschaltete Resonanz-Struktur oder Vorrichtung beinhalten, die die gewünschte stabilisierende Signal-Oszillation erreichen kann.
Mit besonderen Bezug auf 5 wird ein in Reihe geschalteter Resonanz-Anodenschwingkreis 60 als eine Alternative zum SAW-Resonator 22 von 2–4 geschildert. Hier umfasst der in Reihe geschaltete Resonanz-Anodenschwingkreis 60 einen Widerstand R_M, ein Kondensator C_M und eine Induktionsspule L_M. Jedes dieser Bauteile ist in Reihe geschaltet, um einen in Reihe geschalteten Resonanz-Anodenschwingkreis 60 zu erzeugen. Die Resonanzfrequenz des Anodenschwingkreises 60 hängt im Allgemeinen von der Größe der Induktionsspule L_M und des Kondensators C_M ab.
Bei Betrieb empfängt die Schaltung 20 durch die Eingangs-Spannungsquelle 24 ein Gleichspannungs-Eingangssignal V_IN. Die Dateneingabe V_DATA kann ebenfalls über den Dateneingang 26 empfangen werden, um das Trägersignal mit einem vorgegebenen Modulations-System zu kodieren. Anfänglich bildet die Schaltung 20 ein Resonanz-Signal, das beginnt und sich auf einen dauerhaften Energiepegel mit Oszillationen einer bekannten Frequenz aufbaut. Dadurch schwingen die Transistoren Q₂ und Q₃ zwischen dem Kollektoranschluss 38 und dem Emitter-Anschluss 40 als Reaktion auf eine Störung oder andere induzierte Signale periodisch und werden sich aufbauen, bis der Dauerzustand erreicht ist.
Während des Anlaufs stellt jede Verstärkerstufe eine Verstärkung über Eins hinaus bereit. Im Dauerzustand ist die Verstärkung von jeder Verstärkerstufe annähernd gleich oder etwas größer als Eins, um jeglichen Energieverlust zu berücksichtigen. Der in Reihe geschaltete Resonanz-Anodenschwingkreis mit dem SAW-Resonator 22 erhält und gewährleistet die Stabilität der Signal-Oszillation in der Schaltung 20. Das Stromsignal I, das durch die Strahlungs-Elemente der Antenne, die Induktionsspulen L₂ und L₃, fließt, weist wiederum das Oszillations-Signal auf. Zusätzlich erzeugen die Rückkopplungspfade, die über die Kondensatoren C₄ und C₅ und die Kondensatoren C₆ und C₇ bereitgestellt werden, eine Phasenverzögerung, die die Schleifenzeit anpasst, um die gewünschte Frequenz zu realisieren.
Mit Bezug auf 6 wird eine grafische Darstellung der Spannungs-Wellenformen geschildert, die durch das erste Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erreicht wurden. Hier strahlen die Induktionsspulen L₂ und L₃ der Schaltung 20 von 2 jeweils ein getrenntes Signal durch getrennte elektromagnetische Felder aus, wobei beide die gleiche Trägerfrequenz als Reaktion auf das gemeinsam geteilte Oszillations-Stromsignal I aufweisen. Diese Strahlungs-Ausgangssignale von den Induktionsspulen L₂ und L₃ und der insgesamt summierte Strahlungs-Ausgang werden durch die in 6 bereitgestellten Wellenforrm 66 veranschaulicht. Das erste Strahlungs-Ausgangssignal, das von der Induktionsspule L₂ gesendet wird, wird als Spannungs-Wellenform 62 gezeigt, während das zweite Strahlungs-Ausgangssignal, das von der Induktionsspule L₃ gesendet wird, als Spannungs-Wellenform 64 dargestellt wird. Die Spannungs-Wellenformen 62 und 64 sind so gekennzeichnet, dass sie gleiche Amplituden und ein Phasenverschiebungs-Verhältnis von ungefähr 180 Grad relativ zueinander haben. Die ausgesendeten Strahlungs-Signale 62 und 64 werden mit Bezug auf den Spannungs-Knotenpunkt 28 gemessen und weisen daher die zuvor erwähnte Phasenverschiebung von 180 Grad auf. Da die Wellenformen 62 und 64 beide relativ zum Knotenpunkt 28 gemessen wurden, führt die Summierung beider Wellenformen 62 und 64 relativ zum gemeinsam geteilten Stromsignal I zu einer Spannungs-Wellenform, die ein einzelnes Strahlungs-Ausgangssignal 66 darstellt. Demzufolge kann das Ausgangssignal 66 durch das Paar von symmetrischen Oszillatoren und Ausgangs-Schwingkreisen der vorliegenden Erfindung erreicht werden.
Das einzelne Strahlungs-Ausgangssignal 66 in einem Ausführungsbeispiel hat eine Frequenz von ungefähr 315 MHz. Zusätzlich sind die Ausgaben von sowohl der Induktionsspule L₂ als auch der Induktionsspule L₃ der ersten und zweiten Ausgangs-Schwingkreise symmetrische Signale, die relativ zum Knotenpunkt 28 symmetrisch sind, der vorzugsweise auf +3 Volt Gleichspannung eingestellt ist. Im Gegensatz dazu können die getrennten Strahlungssignale, die durch den Transformator mit Mittelabgriff 46 in einem der anderen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung erzeugt wurden, vor dem Senden summiert und dann gefiltert und in der Impedanz angepasst werden.
Mit Bezug auf 7 wird ein gepuffertes, symmetrisches Oszillator- und Sendersystem 70 entsprechend dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Das System 70 umfasst einen Resonator 72, um ein Bezugssignal mit einer Resonanzfrequenz zu erzeugen. Der Resonator 72 weist vorzugsweise eine akustische Oberflächenwellenform-("SAW")Vorrichtung auf, wobei die Resonanzfrequenz vorzugsweise in das Hochfrequenz-("HF")Spektrum fällt. Es sollte für einen gewöhnlichen Fachmann jedoch offensichtlich sein, dass andere Komponenten, wie zum Beispiel eine akustische Massewellen-("BAW")Vorrichtung, ebenfalls verwendet werden können, um den funktionellen Zweck des Resonators zu realisieren.
Das System 70 umfasst zusätzlich einen ersten und zweiten Oszillator 74 und 76, wobei jeder eine Oszillations-Ausgabe als Reaktion auf die Resonanzfrequenz des Resonators 72 erzeugt. Der erste Oszillator 74 umfasst einen Verstärker 78 zum Verstärken einer Eingabe entsprechend dem durch den Resonator 72 erzeugten Bezugssignal und eine Resonanzschaltung 80, die mit dem Verstärker 78 gekoppelt ist, um ein Oszillations-Signal als Reaktion auf die Ausgabe des Verstärkers 78 zu erzeugen. Ähnlich umfasst der zweite Oszillator 76 einen Verstärker 82 zum Verstärken einer Eingabe entsprechend dem durch den Resonator 72 erzeugten Bezugssignal und eine Resonanzschaltung 84, die mit dem Verstärker 82 gekoppelt ist, um ein Oszillations-Signal als Reaktion auf die Ausgabe des Verstärkers 82 zu erzeugen. Während beide Oszillatoren vorzugsweise identische funktionelle Komponenten aufweisen, sollte es für den gewöhnlichen Fachmann deutlich sein, dass andere Oszillator-Ausführungen realisiert werden können, während dennoch die Vorteile der vorliegenden Erfindung erreicht werden. Um eine symmetrische Ausführung bereitzustellen, sind die Ausgaben beider Oszillatoren 74 und 76 miteinander um 180 Grad phasenverschoben, jedoch in der Größe gleich.
Als eine Einrichtung, um die Wirkungen von parasitären Impedanzen wie jene zu minimieren, die durch die Hand eines Anwenders beim Halten oder Bedecken eines kompakten, fernbedienten HF-Senders während des Betriebs erzeugt werden, umfasst das System 70 außerdem einen ersten Puffer 86 und einen zweiten Puffer 88. Die ersten und zweiten Puffer 86 und 88 isolieren funktionell die Resonanzkreise 80 bzw. 84 von einer Antenne 100. Zu diesem Zweck weist der erste Puffer 86 einen Pufferverstärker 90 auf, der mit einem Resonanzkreis 93 gekoppelt ist, während der zweite Puffer 88 einen Pufferverstärker 96 aufweist, der ebenfalls mit dem Resonanzkreis 93 gekoppelt ist. Der Resonanzkreis 93 umfasst einen in Reihe geschalteten oder parallelen, abgestimmten Anodenschwingkreis und ein Strahlungselement 100. Durch diese Anordnung wird die Ausgangs-Impedanz des Systems 70, vom Gleichstrom-Mittelpunkt der Antenne 100 entlang beiden durch die Oszillatoren 74 und 76 erzeugten Pfaden gesehen, im Wesentlichen verringert, wobei der Strom erhöht wird. Dieses Verringern der Impedanz und das Erhöhen des Stromes durch die Stromverstärkung führen zu dem Ausgangssignal, wie es durch die Antenne 100 ausgestrahlt wird, das einen größeren prozentualen Anteil der ersten und zweiten Oszillations-Signale umfasst. Mit dem Ausgangssignal mit einem größeren prozentualen Anteil an ersten und zweiten Oszillations-Signalen wird ein leistungsstärkeres Ausgangssignal und damit ein leistungsstärkerer Sender realisiert.
Des Weiteren umfasst das System 70 eine Antenne 100 zum Ausstrahlen eines Ausgangssignals mit einer einzelnen Frequenz. Das Ausgangssignal der Antenne 100 stimmt mit der Summe sowohl der ersten als auch der zweiten Oszillations-Ausgabe überein. Das Verhältnis zwischen dem Ausgangssignal und den ersten und zweiten Oszillations-Signalen kann am besten durch das Einschätzen der Ausgangs-Eigenschaften des Systems 70 verstanden werden. Da das System 70 eine Ausgangs-Impedanz aufweist, kann es mittels eines Spannungsteiler-Modells betrachtet werden. Mittels dieser Veranschaulichung sind sowohl der erste als auch der zweite Oszillator-Ausgang kennzeichnend für die Eingabe in den Teiler. Das Modell umfasst ferner eine erste Impedanz, die mit der Impedanz verbunden ist, wie sie durch jeden Oszillator an Masse zu sehen ist, sowie eine zweite Impedanz in Reihe mit der ersten Impedanz. Die zweite Impedanz ist ein Modell der Ausgangs-Impedanz des Systems 70. Durch dieses Spannungsteiler-Modell ist das durch die Antenne 100 erzeugte Ausgangssignal kennzeichnend für die Spannung, die über die erste Impedanz verläuft. Damit unterscheidet sich angesichts seiner symmetrischen Eigenschaften das durch Antenne 100 des Systems 70 gesendete Ausgangssignal von der Summe der Oszillations-Ausgaben allein in der Amplitude. Nichtsdestoweniger ist es denkbar, dass das Ausgangssignal von der Summe der Oszillations-Ausgaben zum Beispiel in der Frequenz oder der Phase, sowie einer Kombination davon, beabsichtigt unterscheidbar ist, wie für den gewöhnlichen Fachmann offensichtlich ist.
Die Antenne 100 umfasst vorzugsweise als Teil des Resonanzkreises 93 eine Induktionsspule mit einem Gleichstrom-("DC")Mittelpunkt. Dieser Gleichstrom-Mittelpunkt teilt die Induktionsspule in eine erste und eine zweite gleichwertige Induktionsspule. Von diesem Mittelpunkt aus wird durch jeden Oszillator eine hohe Impedanz zur Masse erzeugt. Des Weiteren umfasst die Antenne 100 einen symmetrischen Wechselstrom-("AC")Oszillations-Punkt, der entlang der Antenne 100 einen Ort bereitstellt, an dem die Größe der Oszillations-Ausgaben der ersten und zweiten Oszillatoren 74 und 76 beide im Wesentlichen Null sind. Angesichts sowohl des Wechsel strom- als auch des Gleichstrom-Mittelpunkts wird ein "symmetrischer" Oszillator realisiert.
Für die vorliegende Ausführung des symmetrischen Oszillators sind keine engen Toleranzen für die Resonanzkreise 80, 84 und 93 erforderlich. Dieser Vorteil wird durch die Gleichstrom- und Wechselstrom-Mittelpunkte, sowie die symmetrische Schaltung selbst erreicht. Wenn des Weiteren die Antenne 100 vorzugsweise beide Oszillator-Ausgaben mit einer einzelnen Primär-Frequenz sendet, sind die mit den Resonanzkreisen 80, 84 und 93 verbundenen Toleranzen für die gesamte Wirkungsweise des Systems 70 weniger entscheidend.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst die Antenne 100 eine Primärwicklung eines Transformators mit Mittelabgriff zum Übertragen der Oszillations-Ausgaben sowohl des ersten als auch des zweiten Oszillators 74 und 76 auf die Sekundärwicklung. Durch diese Anordnung kann die Sekundärwicklung selbst die Oszillations-Ausgaben ausstrahlen. In der Alternative kann eine Ausgangs-Induktionsspule oder dergleichen in Verbindung mit einer Filter- oder Anpassungs-Schaltung verwendet werden, um die Oszillations-Ausgaben auszustrahlen.
In noch einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist außerdem eine Vorrichtung zum Erhöhen des Ausgangs-Bereichs von jedem der ersten und zweiten Oszillations-Ausgangssignale enthalten. Mittels des zuvor erwähnten Spannungsteiler-Modells steigert diese Vorrichtung weiter und direkter die Ausgangsleistung, um die Empfindlichkeit des Systems 70 gegenüber den oben definierten parasitären Impedanzen zu reduzieren. Die Vorrichtung umfasst vorzugsweise einen Kondensator, obwohl andere Scheinwiderstände verwendet werden können, die einen größeren Anteil des mit den Verstärkern 78 und 82 verbundenen Spannungsbereiches anlegen, um den Verstärker 90 bzw. 96 zu puffern.
Mit Bezug auf 8 wird eine bevorzugte Schaltungsausführung 110 des gepufferten, symmetrischen Oszillator- und Sendersystems von 7 veranschaulicht. Die gepufferte, symmetrische Oszillator- und Senderschaltung 110 umfasst einen ersten und einen zweiten Pseudo-Colpitts-Oszillator. Beide Pseudo-Colpitts-Oszillatoren sind in Bezug aufeinander symmetrisch und teilen einen gemeinsamen Anodenschwingkreis und ein Oszillations-Stromsignal I für die Wirksamkeit der Leistungsabgabe. Die hier beschriebene Schaltung 110 ist besonders auf fernbediente, schlüssellose Fahrzeug-Zentralverriegelungen anwendbar. Andere Anwendungen sind jedoch für den gewöhnlichen Fachmann zweifellos denkbar.
Entsprechend einer ausführlichen Beschreibung umfasst die Schaltung 110 eine symmetrische Oszillator-Konfiguration, die zwei Pseudo-Colpitts-Oszillatorschaltungen enthält, um ein lokales Oszillations-Signal zu erzeugen. Die Oszillatorschaltung enthält einen ersten Transistor Q₄ und einen zweiten Transistor Q₅, die jeweils mit einer Resonator-Vorrichtung 112 dazwischen gekoppelt sind. Die Resonator-Vorrichtung 112 wirkt als ein in Reihe geschalteter Resonanz-Eingangs-Schwingkreis, um das Oszillations-Stromsignal I zu erzeugen und zu stabilisieren. Dadurch wird eine Resonanz-HF-Trägerfrequenz erreicht.
Die ersten und zweiten Transistoren Q₄ und Q₅ umfassen vorzugsweise einen bipolaren Schichttransistor (bipolar junction transistor – „BJT"). Alternativen, wie ein Bipolartransistor mit Heteroübergang (heterojunction bipolar transistor – HBT") sollten für den gewöhnlichen Fachmann jedoch offensichtlich sein. Entsprechend einem weiteren Ausführungsbeispiel sind die Transistoren Q₄ und Q₅ Bipolartransistoren vom Typ MMBTH10.
Die Transistoren Q₄ und Q₅ arbeiten jeweils als eine Verstärkerstufe, um einen Kreisverstärkungsfaktor Eins für den Dauerbetrieb bereitzustellen. Der erste Transistor Q₄ umfasst eine Basis, einen Kollektor und einen Emitter 120, 122 bzw. 124. Ähnlich umfasst der zweite Transistor Q₅ eine Basis, einen Kollektor und einen Emitter 126, 128 bzw. 130. Die Transistoren Q₄ und Q₅ sind jeweils als Pseudo-Colpitts-Oszillator mit einer abgestimmten LC-Schaltung und einer positiven Rückkopplung konfiguriert. Es sollte für den gewöhnlichen Fachmann verständlich sein, dass verschiedene andere Transistor-Oszillator-Konfigurationen in die oben genannte Anordnung eingesetzt werden können, um den gleichen funktionellen Zweck zu erreichen.
Die Resonator-Vorrichtung 112 ist zwischen den Basis-Anschlüssen 120 und 126 der Transistoren Q₄ und Q₅ über Ausgangsleitungen 132 bzw. 134 gekoppelt. Der Resonator 112 wird mit einer Gruppe von Metallfingern gezeigt, die auf einem piezoelektrischen Substrat ausgebildet sind. Der Resonator 112 arbeitet vorteilhafterweise, um die Oszillationen des Trägersignals zu stabilisieren. Die Resonator-Vorrichtung 112 umfasst vorzugsweise eine akustische Wellenform-Vorrichtung mit einem in Reihe geschalteten Resonanz-Eingangs-Anodenschwingkreis. Entsprechend einem weiteren Ausführungsbeispiel ist der SAW-Resonator 112 jedoch ein RO2073 SAW-Resonator, der von RF Monolithics, Incorporated hergestellt und vertrieben wird.
Die Schaltung 110 umfasst ferner ein Paar Ausgangs-Anodenschwingkreise, die in Verbindung mit den Transistoren Q₄ und Q₅ einen ersten und einen zweiten Oszillator bilden. Jeder Ausgangs-Anodenschwingkreis enthält einen Kondensator und eine Induktionsspule; der erste Eingangs-Schwingkreis umfasst eine erste Induktionsspule L₅ und der zweite Eingangs-Schwingkreis umfasst eine zweite Induktionsspule L₆. Die erste Induktionsspule L₅ ist zwischen dem Kollektor-Anschluss 122 des Transistors Q₂ und dem Knotenpunkt 118 gekoppelt, während die zweite Induktionsspule L₆ zwischen dem Kollektor-Anschluss 128 des Transistors Q₅ und dem Knotenpunkt 118 gekoppelt ist. Demzufolge sind die Induktionsspulen L₅ und L₆ gemeinsam am Knotenpunkt 118 in einer Reihenschaltung gekoppelt. Am Knotenpunkt 118 zwischen den Induktionsspulen L₅ und L₆ ist eine Eingangs-Spannungsquelle 114 gekoppelt, um einen Gleichspannungs-Eingang V_IN daran anzulegen. Entsprechend einem Beispiel der vorliegenden Erfindung ist das Spannungs-Eingangssignal V_IN ein +3 Volt Gleichstrom-Signal. Das Anlegen der +3 Volt zwischen den Induktionsspulen L₅ und L₆ spannt die Transistoren Q₄ und Q₅ vor, um die notwendige Verstärkung zu realisieren.
Die Schaltung 110 umfasst ferner einen Dateneingang 116, der mit beiden Resonator-Ausgangsleitungen 132 und 134 durch jeweilige Widerstände R₁₂ und R₁₃ gekoppelt ist. Der Dateneingang 116 ist eingerichtet, um ein Ein/Aus-Daten-Eingangssignal V_DATA zu empfangen, das an beiden Seiten des SAW-Resonators 112 angelegt wird. Jede der Resonator-Ausgangsleitungen 132 und 134 ist ebenso über jeweilige Widerstände R₁₁ und R₁₄ mit der Masse gekoppelt. Das Daten-Eingangssignal V_DATA codiert das Trägersignal mit einem Modulations-System, um eine Information auf dem Trägersignal bereitzustellen. Das bevorzugte Modulations-Format ist die Amplitudemodulation ("AM"), obwohl zum Beispiel die Impulsbreitenmodulation und andere leicht durch einen gewöhnlichen Fachmann eingesetzt werden können. Die auf dem Trägersignal bereitgestellte Information kann verschiedene Systemvorgänge wie den Betätigungsmechanismus zum Verschließen der Tür sowie die Ein/Aus-Vorgänge der Schaltung 20 steuern und/oder einleiten. Das Anlegen des Daten-Eingangssignals V_DATA kann mittels einer manuellen Steuerung durch einen Betätigungsmechanismus wie zum Beispiel einer Drucktaste oder einer anderen impulsgesteuerten Ansteuerungs-Vorrichtung eingeleitet werden.
Der SAW-Resonator 112 sorgt für einen Eingangs-Anodenschwingkreis, der von dem Paar symmetrischer Oszillatoren gemeinsam geteilt wird. Die Induktionsspule L₅ liefert in Kombination mit den Kondensatoren C₈ und C₉ einen ersten Ausgangs-Anodenschwingkreis. Ähnlich erzeugt die Induktionsspule L₆ in Verbindung mit den Kondensatoren C₁₀ und C₁₁ einen zweiten Ausgangs-Anodenschwingkreis. Während der in Reihe geschaltete Resonanz-Eingangs-Schwingkreis die Oszillation des Resonanz-Signals stabilisiert, sorgen die Ausgangs-Schwingkreise für die Ausstrahlung des HF-Ausgangssignals. Die Kondensatoren C₈ und C₉ errichten außerdem eine Spannungsteiler-Schaltung sowie einen positiven Rückkopplungspfad zum Transistor Q₄. Desgleichen erzeugen die Kondensatoren C₁₀ und C₁₁ einen Spannungsteiler und einen positiven Rückkopplungspfad zum Transistor Q₅. Die Energie wird in den Kondensatoren C₈ bis C₁₁ und in den Induktionsspulen L₅ und L₆ effizient gespeichert, um den Wirkungsgrad der Ausstrahlung durch die Antenne zu erhöhen, so dass die Energiemenge reduziert wird, die andererseits für jeden Zyklus der Transistoren Q₄ und Q₅ erforderlich sein kann.
Die Antenne 100 in 7 wird im vorliegenden Ausführungsbeispiel durch die Induktionsspule L₇ realisiert, um ein elektromagnetisches Feld, das das gepufferte Oszillations-Signal mit der vorgegebenen Trägerfrequenz aufweist, zu senden und auszustrahlen. Die Induktionsspule L₇ kann in weiteren Ausführungsbeispielen zusätzlich zwei gemeinsam in Reihe gekoppelte Induktionsspulen umfassen, die einen Mittelpunkt mit einer gemeinsamen Gleichstrom-Einspeisung sowie einen Mittelpunkt ohne eine gemeinsame Gleichstrom-Einspeisung haben und einen Widerstand umfassen, der zwischen beiden Induktionsspulen angrenzt, die zur Masse verlaufen.
Die Schaltung 110 stellt außerdem eine Einrichtung bereit, um die Wirkungen von parasitären Impedanzen im Wesentlichen zu minimieren. Um diese Ausführungsform der Erfindung zu realisieren, die als erster und zweiter Puffer 86 und 88 in 7 geschildert wird, umfasst die Schaltung 110 ferner einen dritten Transistor Q₆ und einen vierten Transistor Q₇. Die dritten und vierten Transistoren Q₆ und Q₇ umfassen beide vorzugsweise einen bipolaren Schichttransistor. Es sind jedoch Alternativen, wie ein Bipolartransistor mit Heteroübergang ("HBT") verfügbar und sollten für einen gewöhnlichen Fachmann offensichtlich sein. Entsprechend einem weiteren Ausführungsbeispiel sind die Transistoren Q₆ und Q₇ Bipolartransistoren vom Typ MMBTH10.
Die Transistoren Q₆ und Q₇ wirken jeweils als ein Puffer, um die ersten und zweiten Oszillations-Ausgangssignale zu puffern, die durch deren jeweiligen Pseudo-Colpitts-Oszillator erzeugt werden. Der Transistor Q₆ ist sowohl mit einem ersten zusätzlichen Schwingkreis als auch mit dem Ausgangs-Resonanzkreis gekoppelt, der mit dem Transistor Q₄ verbunden ist, während der Transistor Q₇ sowohl mit einem zweiten zusätzlichen Resonanzkreis als auch mit dem Ausgangs-Resonanzkreis gekoppelt ist, der mit dem Transistor Q₅ verbunden ist. Die ersten und zweiten zusätzlichen Resonanzkreise, die in 7 als Resonanzkreis 93 bezeichnet werden, senken funktionell die Ausgangs-Impedanz der Schaltung 110. Dadurch umfasst das Ausgangssignal, das schließlich durch die Antenne L₇ ausgestrahlt wird, einen erhöhten prozentualen Anteil der ersten und zweiten Ausgangssignale.
Der Transistor Q₆ umfasst eine Basis, einen Kollektor und einen Emitter 136, 138 bzw. 140, während der Transistor Q₇ eine Basis, einen Kollektor und einen Emitter 142, 144 bzw. 146 umfasst. Die Basis 136 des Transistors Q₆ ist zwischen den Kondensatoren C₈ und C₉ an dem Knotenpunkt gekoppelt, an dem der Emitter 124 des Transistors Q₄ ebenfalls mit dem Widerstand R₁₀ gekoppelt ist, während der Kollektor 138 mit dem Knotenpunkt 118 gekoppelt ist. Ferner ist der Emitter 140 mit dem ersten zusätzlichen Resonanzkreis gekoppelt. Der erste zusätzliche Resonanzkreis umfasst den Kondensator C₁₂ und den Widerstand R₁₆, die beide geerdet sind, sowie einen ersten Anschlusspunkt der Induktionsspule L₇, die mit dem zweiten zusätzlichen Resonanzkreis gekoppelt ist. Ähnlich ist die Basis 142 des Transistors Q₇ zwischen den Kondensatoren C₁₀ und C₁₁ an dem Knotenpunkt gekoppelt, an dem der Emitter 130 des Transistors Q₅ ebenfalls mit dem Widerstand R₁₅ gekoppelt ist, während der Kollektor 144 mit dem Knotenpunkt 118 gekoppelt ist. Ferner ist der Emitter 146 mit dem zweiten zusätzlichen Resonanzkreis gekoppelt. Der zweite zusätzliche Resonanzkreis umfasst den Kondensator C₁₃ und den Widerstand R₁₇, die beide geerdet sind, sowie den zweiten Anschlusspunkt der Induktionsspule L₇, die mit dem ersten zusätzlichen Resonanzkreis gekoppelt ist. Es sollte für den gewöhnlichen Fachmann verständlich sein, dass verschiedene andere Konfigurationen des Transistor-Puffers in die oben genannte Anordnung eingesetzt werden können, um den gleichen funktionellen Zweck zu erreichen.
Mit Bezug auf 9 wird eine zweite Schaltungsausführung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Die Schaltung 110 von 8 kann abwechselnd so konfiguriert sein, dass sie eine Vorrichtung enthält, um den Ausgangsbereich von jedem der Oszillations-Ausgaben der ersten und zweiten Pseudo-Colpitts-Oszillatoren zu erhöhen. Diese Vorrichtung umfasst vorzugsweise eine erste und eine zweite Spannungsteiler-Schaltung für den ersten bzw. zweiten Pseudo-Colpitts-Oszillator.
Entsprechend einer ausführlicheren Beschreibung sind die Transistoren Q₄ und Q₅ jeweils mit den Transistoren Q₆ bzw. Q₇ mittels eines ersten und zweiten modifizierten Resonanzkreises gekoppelt, die die Spannungsteiler-Schaltungen bilden. Mit Bezug auf den Transistor Q₄ ist der Kollektor 122 mit dem Kondensator C₈ gekoppelt, während der Emitter 124 mit den Kondensatoren C₉ und C₁₄, sowie dem Widerstand R₁₀ gekoppelt ist. Des Weiteren ist der Kondensator C₈ mit dem Kondensator C₁₄ an einem Eingangs-Knotenpunkt mit dem Transistor Q₆ gekoppelt. Ähnlich ist der Kollektor 128 des Transistors Q₅ mit dem Kondensator C₁₀ gekoppelt. Der Emitter 130 ist mit den Kondensatoren C₁₁ und C₁₅ und dem Widerstand R₁₅ gekoppelt. Der Kondensator C₁₀ ist außerdem mit dem Kondensator C₁₅ an einem Eingangs-Knotenpunkt mit dem Transistor Q₇ gekoppelt. Die Basis 136 und die Basis 142 der Transi storen Q₆ und Q₇ werden durch die Transistoren Q₄ und Q₅ an dem Punkt gespeist, an dem die Kondensatoren C₈ bzw. C₁₄ sowie C₁₄ bzw. C₁₅ zusammen gekoppelt sind, um einen größeren Spannungshub zu erzeugen.
Darüber hinaus wird zwischen V_DATA und dem modifizierten Resonanzkreis, der hier ausführlich beschrieben ist, eine Widerstands-Schaltung bereitgestellt. Mit Bezug auf den Transistor Q₄, ist der Widerstand R₁₉ mit dem Eingangs-Knotenpunkt der Basis 136 des Transistors Q₆ gekoppelt, während der Widerstand R₁₈ am Eingangs-Knotenpunkt der Basis 136 mit der Masse gekoppelt ist. So liegt der Widerstand R₁₈ parallel zu den Kondensatoren C₁₄ und C₉. Desgleichen ist der Widerstand R₂₀ mit dem Eingangs-Knotenpunkt der Basis 142 des Transistors Q₇ gekoppelt, wobei der Widerstand R₂₁ von diesem Eingangs-Knotenpunkt der Basis 142 aus mit der Masse gekoppelt ist, so dass der Widerstand R₂₁ parallel zu den Kondensatoren C₁₅ und C₁₁ angeordnet ist. Dadurch werden die Ausgangsbereiche, die über die Widerstände R₁₈ und R₂₁ erzeugt werden, im Wesentlichen erhöht. Dieses Erhöhen ist dem Repositionieren der Basis 136 und der Basis 142 mit dem Kollektor an die Massespannungen der Transistoren Q₄ bzw. Q₅ und deren zugehörigen Bereichen, angesichts des hinzugefügten Spannungsteilers, zuzuschreiben. In einem Ausführungsbeispiel wird der Spannungsbereich mittels bestimmter Werte für die oben genannten Kondensator- und Widerstandskomponenten um 100 Prozent erhöht.
Mit Bezug auf 10 wird ein weiteres, wechselndes Ausführungsbeispiel, das eine gepufferte Oszillator- und Senderschaltung 160 darstellt, veranschaulicht. Die Schaltung 160 umfasst drei Funktionsstufen: einen Pseudo-Colpitts-Oszillator 162, einen Puffer 164 und ein Ausgangs-System 166. Die hier beschriebene Schaltung 160 ist besonders auf fernbediente, schlüssellose Fahrzeug-Zentralverriegelungen anwendbar. Andere Anwendungen sind jedoch für den gewöhnlichen Fachmann zweifellos vorhersehbar.
Entsprechend einer ausführlicheren Beschreibung umfasst der Oszillator 162 einen nach Colpitts konfigurierten Transistor Q₁₀ und einen Anodenschwingkreis für die Eingangs-Resonanz. Der Anodenschwingkreis umfasst typischerweise einen Resonator wie eine akustische Oberflächenwellen-("SAW")Vorrichtung 172, ein Paar Rückkopplungs-Kondensatoren C₁₆ und C₁₇ eine Induktionsspule L₈ sowie einen Kondensator C₁₉ zum Bereitstellen einer großen Kapazität, um eine konstante Gleichspannung aufrechtzuerhalten. Ferner enthält der Oszillator außerdem eine Anzahl von Vorspannungs-Widerständen, um den richtigen Betrieb des Transistors Q₁₀ zu erleichtern. Der Transistor Q₁₀ stellt funktionell einen Kreisverstärkungsfaktor Eins für den Dauerbetrieb bereit.
Strukturell umfasst der Transistor Q₁₀ eine Basis 176, einen Kollektor 178 und einen Emitter 180. Der Basis-Anschluss 176 ist mit einem akustischen Oberflächenwellen-Resonator 172 gekoppelt, wobei der Kollektor 178 mit der Induktionsspule L₈ gekoppelt ist, während der Emitter 180 durch einen Widerstand R₂₄ mit der Masse gekoppelt ist. Zusätzlich ist der Rückkopplungs-Kondensator C₁₆ zwischen dem Emitter 180 und der Masse gekoppelt, und liegt damit parallel zum Widerstand R₂₄, während der Rückkopplungs-Kondensator C₁₇ zwischen dem Kollektor 178 und dem Emitter 180 gekoppelt ist. Der Kondensator C₁₉ ist zwischen der Masse und V_IN gekoppelt.
Der Transistor Q₁₀ ist mit einer Gleichspannungs-("DC")Quelle 170 durch die Induktionsspule L₈ gekoppelt, um die Gleichstrom-Vorspannungs-Eingabe V_IN, typischerweise 6 V, zu empfangen. Der Oszillator 162 empfängt außerdem ein Daten-Eingangssignal V_DATA 168, um das HF-Trägersignal mittels einer Widerstands-Schaltung, die eine Spannungsteiler-Schaltung bildet, zu kodieren. Der Dateneingang 168 ist eingerichtet, um ein Ein/Aus-Daten-Eingangssignal V_DATA zu empfangen, das an den SAW-Resonator 172 angelegt wird. Das Daten-Eingangssignal V_DATA codiert das Trägersignal mit einem Modulationssystem, um eine Information auf dem Trägersignal bereitzustellen. Das bevorzugte Modulationsformat ist die Amplitudemodulation ("AM"), obwohl zum Beispiel die Impulsbreitenmodulation und andere leicht durch den gewöhnlichen Fachmann eingesetzt werden können. Die auf dem Trägersignal bereitgestellte Information kann verschiedene Systemvorgänge, wie den Betätigungsmechanismus zum Verschließen der Tür sowie die Ein/Aus-Vorgänge der Schaltung 160, steuern und/oder einleiten. Das Anlegen des Daten-Eingangssignals V_DATA kann mittels einer manuellen Steuerung durch einen Betätigungsmechanismus, wie zum Beispiel einer Drucktaste oder einer anderen impulsgesteuerten Ansteuerungs-Vorrichtung, eingeleitet werden. Durch diese Konfigurationen erzeugt der Transistor Q₁₀, der als Verstärker wirkt, in Kombination mit dem Resonanz-Anodenschwingkreis ein Oszillations-Ausgangssignal.
Die Transistoren Q₁₀ und Q₁₁ umfassen jeweils vorzugsweise einen bipolaren Schichttransistor („BJT"). Es sollten jedoch Alternativen, wie ein Bipolartransistor mit Heteroübergang ("HBT") für den gewöhnlichen Fachmann offensichtlich sein. Entsprechend einem weiteren Ausführungsbeispiel sind die Transistoren Q₁₀ und Q₁₁ Bipolartransistoren vom Typ MMBTH10.
Die Resonator-Vorrichtung 172 ist zwischen der Basis 176 des Transistors Q₁₀ und der Masse gekoppelt. Der Resonator 172 wirkt vorteilhafterweise, um die Oszillationen des Trägersignals zu stabilisieren. Die Resonator-Vorrichtung 172 umfasst vorzugsweise eine akustische Oberflächenwellenform-("SAW")Vorrichtung mit einem in Reihe geschalteten Resonanz-Eingangs-Anodenschwingkreis. Entsprechend einem weiteren Ausführungsbeispiel jedoch ist der SAW-Resonator 172 ein RO2073 SAW-Resonator, der von RF Monolithics, Incorporated hergestellt und vertrieben wird.
Der Puffer 164 minimiert funktionell die Wirkungen von parasitären Impedanzen, die durch verschiedene, hier ausführlich beschriebene Einrichtungen, erzeugt werden. Um diesen Vorteil zu realisieren, umfasst der Puffer 164 einen Transistor Q₁₁ sowie einen Puffer-Resonanzkreis einer Induktionsspule L₉ und eines Kondensators C₁₈. Der Transistor Q₁₁ umfasst eine Basis 184, einen Kollektor 186 und einen Emitter 182. Der Puffer 164 ist mit dem Oszillator 162 an zwei Knotenpunkten gekoppelt. Als Erstes empfängt der Puffer 164 eine Gleichstrom-Vorspannungs-Eingabe V_IN durch die Gleichspannungs-(„DC")Quelle 170 am Kollektor 186, von wo aus L₈ des Oszillators 162 ebenfalls vorgespannt wird. Der Puffer 164 ist außerdem mit dem Verstärker 162 entlang dem Emitter 180 des Transistors Q₁₀ und der Basis 184 des Transistors Q₁₁ gekoppelt.
Die Ausgangstufe 166 ist mit dem Puffer 164 gekoppelt, um das Oszillations-Signal zu senden. Der Ausgang des Puffers 164, der einen Oszillations-Ausgang mit der Resonanz-Frequenz hat, wird über die Stufe 166 gesendet. Die Stufe 166 umfasst zusätzlich eine Vorrichtung 174, um die Ausgangs-Impedanz der Schaltung anzupassen. Schließlich umfasst die Ausgangstufe 166 eine Antenne in der Form der Induktionsspule L₁₀, um das resultierende Oszillations-Signal zu senden.
Es sollte angemerkt werden, dass die Oszillator- und Senderschaltungen der vorliegenden Erfindung in einem kompakten Gehäuse eingebaut werden können und vorteilhafterweise verwendet werden, um Steuersignale zu senden, besonders für die Verwendung in Verbindung mit einer ferngesteuerten, schlüssellosen Zentralverriegelung. Für eine solche Anwendung kann der Anwender die V_DATA-Eingabe manuell aktivieren, um das Trägersignal mit der ausgewählten Information zu kodieren. Das Trägersignal und die Modulations-Information werden dann mittels der Ausgangs-Schwingkreise von den Senderschaltungen ausgestrahlt. Ein Empfänger, der im Allgemeinen in einem Fahrzeug eingebaut ist, wird das Strahlungs-Signal empfangen, die Modulations-Information dekodieren und den ausgewählten Vorgang, wie zum Beispiel das Verriegeln oder Entriegeln einer Fahrzeugtür, das Aktivieren oder Deaktivieren eines Alarmsystems, einzuleiten und/oder auszuführen. Im Gegensatz zu herkömmlichen Ansätzen erzielen diese Schaltungen vorteilhafterweise eine erhöhte Ausgangsleistung und halten eine effiziente Energieverwendung damit aufrecht.
Darüber hinaus sollte es deutlich sein, dass die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung Komponenten verschiedener Größe verwenden können, die modifiziert werden können, ohne von der Erfindung abzuweichen. Als ein Beispiel stellen die Induktionsspulen L₈ und L₉ jeweils eine Induktivität von ungefähr 40 nH bereit. Die Kondensatoren C₁₇ und C₁₈ können jeweils eine Kapazität von ungefähr 4,7 pF aufweisen, während der Kondensator C₁₆ eine Kapazität von etwa 22 pF hat. Der Widerstand R₂₃ kann einen Widerstand von etwa 15 kΩ haben. Der Widerstand R₂₂ kann einen Widerstand von etwa 6,8 kΩ aufweisen während der Widerstand R₂₄ einen Widerstand von etwa 180 kΩ hat.
Während die spezielle Erfindung mit Bezug auf veranschaulichende Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, soll diese Beschreibung nicht in einem einschränkenden Sinn ausgelegt werden. Es versteht sich, dass, obwohl die vorliegende Erfindung in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben wurde, verschiedene Modifika tionen der veranschaulichenden Ausführungsbeispiele sowie zusätzliche Ausführungsbeispiele der Erfindung durch Bezug auf die Beschreibung für den Fachmann offensichtlich werden, ohne vom Geist der Erfindung abzuweichen, wie in den hier beigefügten Ansprüchen angeführt wird. So sollte es zum Beispiel für den gewöhnlichen Fachmann offensichtlich sein, dass, während der Sender hier ausführlich so beschrieben wurde, dass er im HF-Bereich arbeitet, andere Formate verfügbar sind, die den vollen Vorteil der Erfindung wahrnehmen würden. Während ähnlich dazu hier bipolare Schichttransistoren als eine mögliche Ausführung eines Verstärkers beschrieben werden, sind andere Ausführungen verfügbar, die andere Arten von Transistor, wie zum Beispiel Feldeffekttransistoren ("FETs"), JFETs und MOSFETs, verwenden, die dem gewöhnlichen Fachmann bekannt sind. Des Weiteren kann die Antenne der vorliegenden Erfindung auch durch die Ausführung als Steck-Antenne realisiert werden, wie es für den gewöhnlichen Fachmann angesichts der vorliegenden Erfindung offensichtlich sein würde. Es wird daher beabsichtigt, dass die abhängigen Ansprüche jede solcher Modifikationen oder Ausführungsbeispiele, wie sie in den wahren Umfang der Erfindung fallen, abdecken werden.

Claims

Sender (10) zum Senden eines Ausgangssignals (66) mit einer einzelnen Frequenz, wobei der Sender (10) eine Ausgangs-Impedanz, einen Resonator (18) zum Erzeugen eines Bezugssignals, einen Oszillator zum Bereitstellen eines Oszillations-Ausgangssignals als Reaktion auf das Bezugssignal, und eine Antenne (11) zum Ausstrahlen des Ausgangssignals (66) aufweist; dadurch gekennzeichnet, dass – der Oszillator einen symmetrischen Oszillator mit dem Resonator (18), einen ersten Oszillator (12) zum Bereitstellen eines ersten Oszillations-Ausgangssignals (62) als Reaktion auf das Bezugssignal und einen zweiten Oszillator (15) zum Bereitstellen eines zweiten Oszillations-Ausgangssignals (64) als Reaktion auf das Bezugssignal umfasst; und darin, dass der erste Oszillator (12), der zweite Oszillator (15) und die Antenne (11) so angeordnet sind, dass das Ausgangssignal (66) einer Summe der ersten und zweiten Oszillations-Ausgangssignale (63, 64) entspricht.
Sender (10) nach Anspruch 1, wobei das zweite Oszillations-Ausgangssignal (64) eine Größe aufweist, die dem ersten Oszillations-Ausgang (62) entspricht, während der zweite Oszillations-Ausgang (64) mit dem ersten Oszillations-Ausgangssignal (62) um 180 Grad phasenverschoben oszilliert.
Sender (10) nach Anspruch 1 oder 2, wobei wenigstens einer der ersten und zweiten Oszillatoren (12, 15) umfasst: – einen ersten Verstärker (14, 16) zum Verstärken des Bezugssignals; und – einen ersten Resonanzkreis (13, 17) zum Erzeugen des Oszillations-Ausgangssignals (62, 64) des wenigstens einen Oszillators (12, 15) als Reaktion auf das verstärkte Bezugssignal.
Sender (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Antenne (11) eine Primärwicklung (48a, 48b) eines Transformators mit Mittelabgriff (46) umfasst, um die ersten und zweiten Oszillations-Ausgangssignale (62, 64) an eine Sekundärwicklung (50) zu übertragen.
Sender (10) nach Anspruch 4, wobei die Antenne (11) ferner ein Strahlungselement (L4) umfasst, um ein endgültiges Oszillations-Signal (66) als Reaktion auf die ersten und zweiten Oszillations-Ausgangssignale (62, 64) auszustrahlen, die auf die Sekundärwicklung (50) übertragen wurden.
Sender (10) nach Anspruch 1, weiterhin mit: – einer Pufferschaltung (86, 88) zum Puffern der ersten und zweiten Oszillations-Ausgangssignale (62, 64), so dass die Wirkungen einer parasitären Impedanz im Wesentlichen minimiert werden.
Sender (10) nach Anspruch 6, in dem die Pufferschaltung (86, 88) einen Pufferverstärker (90, 96) umfasst.
Sender (10) nach Anspruch 6 oder 7, wobei die Pufferschaltung (90, 96) einen zweiten Resonanzkreis (93) zum Verringern der Ausgangs-Impedanz umfasst, so dass das Ausgangssignal (66) einen erhöhten prozentualen Anteil der ersten und zweiten Oszillations-Ausgangssignale (62, 64) aufweist.
Sender (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, in dem der symmetrische Oszillator mit dem ersten (12) und dem zweiten Oszillator (15) umfasst: – einen ersten (14) und einen zweiten (16) Verstärker, wobei die Verstärker (14, 16) mit dem Resonator (18) gekoppelt sind; und – einen ersten (13) und einen zweiten (17) Resonanzausgabe-Schwingkreis zum Erzeugen eines ersten bzw. zweiten Oszillations-Ausgangssignals (62, 64), wobei der erste Resonanzausgabe-Schwingkreis (13) mit dem ersten Verstärker (14) und der zweite Resonanzausgabe-Schwingkreis (17) mit den zweiten Verstärker (16) gekoppelt ist und wobei das zweite Oszillations-Ausgangssignal (64) eine Größe aufweist, die der des ersten Oszillations-Ausgangssignals (62) entspricht und um 180 Grad mit dem ersten Oszillations-Ausgangssignal (62) phasenverschoben oszilliert.
Sender (10) nach Anspruch 9, in dem wenigstens einer der ersten und zweiten Resonanzausgabe-Schwingkreise (13, 17) einen Kondensator (C4, C5, und C6, C7) und eine Induktionsspule (L2, L3) umfasst.
Sender (10) nach Anspruch 9 oder 10, weiterhin mit: einem ersten positiven Rückkopplungspfad, der mit dem ersten Verstärker (14) gekoppelt ist, und einem zweiten positiven Rückkopplungspfad, der mit dem zweiten Verstärker (16) gekoppelt ist.
Sender (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Antenne (11) eine Induktionsspule (L2, L3) zum Ausstrahlen des Ausgangssignals (66) umfasst, wobei die Induktionsspule (L2, L3) aufweist: – einen Gleichstrom-(direct cunent – „DC")Mittelpunkt (28) zum Empfangen einer Gleichstrom-Vorspannung (V_in); und – einen symmetrischen Wechselstrom-(alternating current – „AC")Oszillationspunkt, an dem die Größe der ersten und zweiten Oszillations-Ausgangssignale (62, 64) in Wesentlichen Null ist.
Sender (10) nach Anspruch 12, wobei der Gleichstrom-Mittelpunkt (28) die Induktionsspule (L2, L3) in gleichwertige erste und zweite geteilte Induktionsspulen (L2, L3) aufgeteilt.
Sender (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Resonator (18) eine akustische Oberflächenwellen-(surface acoustic wave – „SAW")Vorrichtung (22) umfasst.
Sender (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, weiterhin mit: – einem Filter (52) zum Entfernen der Störung von wenigstens einem der ersten und zweiten Oszillations-Ausgangssignale (62, 64); und einer Anpassungsschaltung (53) zu Anpassen der Ausgangs-Impedanz.
Sender (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, weiterhin mit einer Vorrichtung zum Anheben eines Ausgangsbereiches der ersten und zweiten Ausgangssignale (62, 64).
Sender (10) nach Anspruch 16, in dem die Vorrichtung zum Anheben eines Ausgangsbereiches der ersten und zweiten Ausgangssignale (62, 64) eine erste Impedanz umfasst, wobei die erste Impedanz mit der Ausgangs-Impedanz gekoppelt ist, um eine Spannungsteiler-Schaltung zu bilden.
Sender (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, in dem die Antenne (11) zum Ausstrahlen des Ausgangsignals eine Induktionsspule (L2, L3) umfasst.