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Unser Zeichen
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Gegentaktoszillator mit Leistungs-MOSFET Die vorliegende Erfindung
bezieht sich auf einen Gegentaktoszillator mit einem Parallelschwingkreis, der eine
Induktivität mit Mittelabgriff enthält, an dem eine Speisedrossel angeschlossen
ist, mit zwei mindestens je einen Transistor aufweisenden Hauptzweigen, die jeweils
zwischen dem ersten bzw. zweiten Ende der Induktivität und einer beiden Transistoren
gemeinsamen Klemme liegen, und mit je einem Mitkopplungszweig zwischen je einem
Ende der Induktivität und dem Steuereingang des mit dem anderen Ende der Induktivität
verbundenen Transistors.
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Ein solcher Gegentaktoszillator ist beispielswseise in dem Buch Halbleiter-Schaltungstechnik
von U. Tietze, Ca. Schenk, 1978, Seite 425 ff. beschrieben worden. Der anhand der
Abbildung 18.12 beschriebene Gegentaktoszillator hat Mitkopplungszweige, die aus
kapazitiven Spannungsteilern bestehen. Damit wird die vergleichsweise hohe Ausgangsspannung
des Oszillators auf die niedrige Steuerspannung der Transistoren linear heruntergeteilt.
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Dies hat zur Folge, daß die Steuerspannung für die Transistoren ein
Abbild der Oszillatorspannung ist. Ist die Oszillatorspannung eine Sinusspannung,
steigt daher die Steuerspannung für die Transistoren nur langsam an, so daß die
Transistoren relativ langsam eingeschaltet werden. Die verwendeten Transistoren
sind Bipolartransistoren, die aufgrund des Trägerspeichereffekts auch nur zögernd
ausschalten. Der beschriebene Gegentaktoszillator hat daher einen relativ schlechten
Wirkungsgrad, insbesondere bei hohen Frequenzen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gegentaktoszillator
der beschriebenen Art so weiterzubilden, daß der Wirkungsgrad, die Frequenz und
die Leistung in schaltungstechnisch einfacher Weise erheblich gesteigert werden
kann.
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Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren ein
erster und ein zweiter Leistungs-MOSFET sind und daß jeder der Mitkopplungszweige
durch einen Begrenzer gebildet ist, der unterhalb eines Grenzwertes einen niedrigen
Widerstand hat.
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Hierbei wird die Steilheit der Ausgangsspannung im Bereich der notwendigen
Gatespannung z. 8. bis 10 V voll rückgekoppelt. Die Anstiegszeit der Gatespannung
beträgt bei einer Amplitude der Ausgangsspannung von z. B. 500 V nur 4,25 ns. Die
Leistungs-MOSFET arbeiten somit angenähert im idealen Schalterbetrieb, so daß die
Schaltverluste sehr gering sind. In Fortsetzung der bekannten Verstärkerklassifikation
A, B, C wird diese Betriebsart ~D-Klasse" genannt. In der Zeitschrift "IEEE Journal
of Solid-State Circuits", Vol. SC-4, No. 1, Jan. 1969, Seite 25 ff. ist ein stromerregter,
mit Bipolartransistoren bestückter Oszillator der D-Klasse beschrieben, bei dem
der Strom über eine als Stromquelle wirkende Drossel eingespeist wird. Die Frequenz-
und Phasenabstimmung und die Berücksichtigung der Speicherzeiten der Bipolartransistoren
erfordern einen relativ hohen Schaltungsaufwand. Dieser Aufwand entfällt durch die
Erfindung, die einen Gegentaktoszillator der D-Klasse darstellt. Dieses Prinzip
läßt sich praktisch nur mit Leistungs-MOSFET's sinnvoll realisieren.
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Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird anhand von Ausfüh-
rungsbeispielen in Verbindung
mit den Fig. 1 bis 7 näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten
Ausführungsform, Fig. 2 den Verlauf charakteristischer Spannungen der Anordnung
nach Fig. 1, Fig. 3 eine Abänderung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, Fig. 4
eine weitere Ausgestaltung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, Fig. 5 eine Ausführungsform
eines Details der Schaltungsanordnung nach Fig. 4, Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel
der Erfindung und Fig. 7 eine Schaltungsanordnung mit weiteren Ausgestaltungen der
Schaltungsanordnung nach Fig. 6.
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Der Gegentaktoszillator nach Fig. 1 weist einen aus einem Kondensator
C und einer Induktivität L 2 bestehenden Parallelschwingkreis auf. Die Induktivität
L 2 ist mit einem Mittelabgriff versehen, an dem eine Speisedrossel L 1 angeschlossen
ist, die ihrerseits an einer Betriebsspannung UB liegt. Die Induktivität L 2 hat
(elektrisch) ein erstes Ende 7 und ein zweites Ende 8. Mit dem ersten Ende 7 ist
ein erster Leistungs-MOSFET 1 verbunden, dessen anderer Anschluß an einer Klemme
16 liegt. Das (elektrisch) andere Ende 8 der Induktivität ist mit#einem zweiten
Leistungs-MOSFET 2 verbunden, dessen anderer Anschluß mit derselben Klemme 16 verbunden
ist. Diese Klemme liegt beispielsweise an Masse. Im Ausführungsbeispiel ist gezeigt,
daß jeweils die Sourceanschlüsse S an der Klemme 16 liegen, während die Drainanschlüsse
D mit den Enden der Induktivität L 2 verbunden sind. Je nach Ausführungsform der
Leistungs-MOSFET sind diese Anschlüsse auch vertauschbar.
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Zwischen dem Drainanschluß D bzw. dem ersten Ende 7 der Induktivität
und dem Gateanschluß G des zweiten FET 2 liegt ein erster Mitkopplungszweig 5. Zwischen
Drainanschluß des zweiten FET 2 bzw. dem zweiten Ende 8 der Induktivität und dem
Gateanschluß G des ersten FET 1 liegt ein zweiter Mitkopplungszweig 6. Diese Mitkopp
lungszweige enthalten einen dritten MOSFET 3 bzw. einen vierten MOSFET 4, deren
Source-Drainstrecken zwischen dem Gate des einen FET und dem Drainanschluß des anderen
FET liegen. Die Gateanschlüsse der FET 3 und 4 liegen an einer festen Spannung UG,
die beispielsweise aus einer Batterie 9 stammt. Diese Batterie 9 liegt einerseits
zwischen den Gateanschlüssen der FET 3 und 4 und andererseits an der Klemme 16.
Die FET 1 bis 4 sind N-Kanal-FET vom Anreicherungstyp.
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Zur Erläuterung der Funktionsweise des Gegentaktoszillators wird vom
eingeschwungenen Zustand ausgegangen, bei dem beispielsweise der FET 2 leitet. Im
leitenden Zustand liegt an seiner Drain-Sourcestrecke nur noch eine Restspannung
an, die dem Produkt aus Transistorstrom und Einschaltwiderstand entspricht. Diese
Spannung liegt auch am Drainanschluß des FET 3. Da der Gateanschluß des FET 3 über
die Spannung U6 positiv vorgespannt ist, kann der FET 3 leiten, solange die am Transistor
liegende Spannung u21 kleiner ist als die Spannung UG abzüglich der Einsatzspannung
des FET 3.
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Der leitende FET 3 stellt eine ohmsche Verbindung dar und überträgt
die am FET 2 liegende Restspannung U2r zum Gateanschluß des FET 1, welcher gesperrt
wird. An ihm liegt dann die vergleichsweise hohe Spannung ul. Diese Spannung liegt
dann auch am Drainanschluß des FET 4, dessen Gate über die Spannung UG positiv vorgespannt
ist. Der Sourceanschluß des FET 4 liegt am Gateanschluß des zweiten FET 2, d. h.
an dessen Gate-Source-Kapazität C GS Mit der Drainspannung am FET 4 und Aufladen
der erwähnten Gate-Source-Kapazität steigt die Gatespan-
nung uG2
des FET 2 und damit das Sourcepotential des FET 4 an. Mit ansteigendem Sourcepotential
am FET 4 geht der FET 4 in den Sperrzustand über, wenn die Spannung uG2 die Höhe
der Gatevorspannung UG abzüglich der Einsatzspannung des FET 4 erreicht. Dieser
FET wirkt dann als Begrenzer.
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Bei Umkehr der Oszillatorspannung steigt die Spannung u2- am FET 2
an. Damit steigt auch die Spannung am Drainanschluß des FET 3 und der FET 1 wird
eingeschaltet. Mit steigendem Drainpotential am FET 3 wirkt dieser ebenso wie vorher
für den FET 4 beschrieben als Begrenzer, so daß die Gatespannung UG1 nicht über
die Spannung U6 abzüglich der Einsatzspannung des FET 3 steigen kann. Die Drainspannung
am FET 1 sinkt und damit auch das Drainpotential am FET 4. Sinkt die Spannung ul
am FET 1 unter die Einsatzspannung des FET 2, so wird dieser gesperrt. Durch die
ansteigende Spannung u2 bleibt der FET 1 dagegen geöffnet.
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Reichen die im geöffneten Zustand der FET 1 und 2 liegenden Restspannungen
(Ulr, U2r) nicht aus, um den jeweils anderen FET sicher zu sperren, so empfiehlt
es sich, in die Mitkopplungszweige 5, 6 jeweils eine Spannungsquelle 10, 11 einzuschalten,
die eine Hilfsspannung UH liefern. Damit verschieben sich die Gatepotentiale uG1
bzw. u G2 so weit, daß bei anliegender Restspannung am einem FET der jeweils andere
FET sicher gesperrt wird. Die um die Spannung UH verschobenen Spannungen sind in
der Fig. mit ul bzw. u2 bezeichnet.
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In Fig. 2 ist der Spannungsverlauf für die Spannung ul und für die
Gatespannung uG2 dargestellt. Es ist ersichtlich, daß während der positiven Halbwelle
der Spannung ul die Gatespannung für den FET 2 wie oben be-
schrieben
auf einen bestimmten Wert begrenzt bleibt, während sie während der negativen Halbwelle
auf einen Wert absinkt, der der am FET 1 anliegenden Restspannung Ulr abzüglich
der Hilfsspannung UH entspricht. Entsprechendes gilt für die Spannungen u2 und u
Die FET 3 und 4 sind vom gleichen Typ wie die FET 1 und 2. Die FET 3, 4 können jedoch
auch durch Bipolartransi storen ersetzt werden, wie in Fig. 3 dargestellt. Hier
ist der FET 4 durch einen npn-Bipolartransistor 14 ersetzt. Zwischen dem Emitter-
und dem Kollektoranschluß ist eine Diode 15 eingeschaltet, wobei die Anode mit dem
Emitteranschluß verbunden ist. Diese Diode dient dazu, den Entladestrom der Gate-Sourcekapazität
des FET 2 zu führen. Im Falle der Verwendung der FET 3 und 4 ist dagegen eine Diode
nicht notwendig, da diese Strom in beiden Richtungen führen können.
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Die Hilfsspannungsquellen 10, 11 können wie in Fig. 4 ausgeführt sein.
Die Hilfsspannungsquelle weist einen ersten Kondensator 17 auf, der an den Drainanschluß
des FET 2 angeschlossen ist. Der Kondensator 17 ist durch die Reihenschaltung zweier
Dioden 18, 19 überbrückt.
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Diese sind so gepolt, daß eine Entladung des Kondensators über diese
Dioden unterbleibt. Zwischen dem Verbindungspunkt der Dioden 18, 19 und der gemeinsamen
Klemme 16 liegt ein zweiter Kondensator 20. Während des Ansteigens der Spannung
U2 wird der Kondensator 17 auf eine Spannung aufgeladen, die dem Verhältnis der
Kapazitäten von Kondensator 20 zu Kondensator 17 entspricht. Sinkt die Spannung
U2 wieder, so bleibt der Kondensator 17 auf diese Spannung aufgeladen, während der
Kondensator 20 über die Diode 19 entladen und für den nächsten Zyklus vorbereitet
wird. Diese Art der Hilfsspannung hat den Vorteil, daß die Rückkopplungs
spannung
gegenüber der jeweiligen Schwingungsamplitude phasenmäßig voreilt und so, durch
Kompensation der Laufzeiteffekte, ein verzögerungsfreies Einsetzen der Rückkopplung
gewährleistet.
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Die Hilfsspannung kann auch durch einen Transformator erzeugt werden,
der primärseitig an die Induktivität L 2 angekoppelt ist. Sekundärseitig arbeitet
der Transformator über einen Gleichrichter auf einen Kondensator, der dann die Hilfsspannungsquelle
bildet.
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Der Oszillator kann dadurch verbessert werden, daß in die Mitkopplungszweige
5,' 6 zwischen den FET 3, 4 und den Gateanschlüssen der FET 1, 2 Impedanzwandler
12, 13 eingeschaltet werden. Diese haben eine hohe Eingangsim pedanz und eine niedrige
Ausgangsimpedanz und belasten den Schwingkreis nur unwesentlich. Eine mögliche Ausführungsform
ist in Fig. 5 gezeigt. Hier handelt es sich um den bekannten Komplementär-Emitterfolger
aus einem pnp-Transistor 22 und einem npn-Transistor 21.
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Als Impedanzwandler kann auch ein aus zwei komplementären MOSFET aufgebauter
Komplementär-Sourcefolger verwendet werden.
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Die Schaltung nach Fig. 6 ist gegenüber der nach Fig. 1 um eine Einrichtung
zum Starten und Stoppen des Gegentaktoszillators erweitert. Hierbei sind die ersten
Kondensatoren (17) der Hilfsspannungsquellen mit je einem Widerstand 24, 25 überbrückt,
ebenso die zweiten Kondensatoren 20 durch anteilige Widerstände R2, R21 eines Potentiometers
26, dessen Abgriff an der Klemme 16 liegt. Die Verbindungspunkte zwischen erstem
Kondensator und erster Diode (18) sind über die Mitkopplungs zweige 5, 6, wie in
Fig. 1, mit den Drainanschlüssen der FET 3 und 4 verbunden. Die Sourceanschlüsse
der
FET 3, 4 sind über Dioden 27 und 28 mit einer Seite eines Schalters
29 verbunden, dessen andere Seite an der gemeinsamen Klemme 16 liegt. Geht man davon
aus, daß der Oszillator schwingt, so werden durch Schließen des Schalters 29 die
Rückkopplungsströme durch die Dioden 27 und 28 zur Klemme 16 fließen. Der Oszillator
wird damit gestoppt. Durch Öffnen des Schalters 29 wird er wieder in Betrieb gesetzt.
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Die Spannungsteiler R1, R2 und Ri, R2 heben die Potentiale an den
Punkten A, A' an, bis die Gatespannungen der FET 1, 2 ihre Einsatzspannungen erreichen
und die Schwingung einsetzt. Die Spannungsteiler sind hochohmig, so daß sie im dynamischen
Ablauf der Schaltvorgänge keine Rolle spielen. Durch Einstellen des Potentiometers
26 wird erreicht, daß die gegebenenfalls unterschiedlichen Einsatzspannungen der
FET 1, 2 synchron erreicht werden und so der Oszillator sicher anschwingt.
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Beim Stoppen des Oszillators kann die in der Speisedrossel L 1 gespeicherte
Energie eine Überspannung erzeugen, die die FET 1 bis 4 zerstören kann. Dies kann
durch eine Zenerdiode 36 verhindert werden, die zwischen dem Mittelabgriff der Induktivität
L 2 und Masse liegt. Es können auch andere Energieabsorber wie ein Varistor, eine
Dioden-Kondensatorbeschaltung usw. verwendet werden.
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Der Schalter 29 kann, wie in Fig. 7 dargestellt, ein elektronischer
Schalter, beispielsweise ein Bipolartransistor sein. Der Bipolartransistor kann
über einen Handschalter 31 angesteuert werden. Der Bipolartransistor kann jedoch
auch durch eine Rechteckimpulsquelle 35 periodisch gesteuert werden, so daß damit
eine
Schwingungspaket-Steuerung des Oszillators möglich ist.
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Es ist auch möglich, den elektronischen Schalter 29 als Überlastungsschutz
einzusetzen. Dazu wird der Spannungsabfall an einem vom Laststrom I durchflossenen
Widerstand 34 einem Schwellwertschalter 33 zugeführt. Das Ausgangssignal des Schwellwertschalters
33 wird durch ein Flipflop 32 geformt und dem Eingang des elektronischen Schalters
29 zugeführt. Es ist auch möglich, die drei beschriebenen Zusatzfunktionen mittels
eines Oder-Gatters 30 miteinander zu verknüpfen.
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13 Patentansprüche 7 Figuren
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