CN100384083C - 可减小增益波动的压控振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可减小增益波动的压控振荡器，包括LC谐振回路和用于提供负电导的有源器件，所述LC谐振回路的电容为变容管电容和耦合电容串联，再与数字控制的开关电容并联而成，所述耦合电容也为数字控制的开关电容。本发明使用数字控制的开关耦合电容，将变容管的电容耦合到LC谐振回路中。这样，耦合电容即可变。这样，对于不同的调频区间，使用不同的耦合电容C_c，使调频增益可变。

Description

可减小增益波动的压控振荡器

技术领域

本发明涉及一种压控振荡器，尤其涉及一种增益波动小的压控振荡器。

背景技术

在过去的十多年中，寻呼机、无绳电话、模拟及数字蜂窝电话等个人无线通信系统以及数字电视、广播得到了迅猛发展，无线通信成为继PC产业之后最重要的产业。由于集成电路具有体积小、功耗低、成本低的特点，无线通信技术的蓬勃发展促成了射频集成电路的迅速发展。目前，射频集成电路已经成为微电子重要的研究领域之一。设计和研究高性能的关键电路模块成为促进射频集成电路技术进步至关重要的推动力。压控振荡器即是其中关键的电路模块之一。

典型的压控振荡器电路如图1所示。其中C_v是变容管的电容，C_c是耦合电容。两个变容管电容和两个耦合电容串联之后得到总的电容C。V是变容管的控制电压，L是电感。其它的MOS器件提供维持LC谐振回路持续振荡所需的能量。尾电流源I_Bias提供电路工作所需要的偏置电流。可以通过改变控制电压V的值来获得不同的LC谐振回路电容值，这一过程由变容管来完成。总电容值C是控制电压V的函数，C和V的值一一对应，即C＝C(V)。当控制电压V改变时，相应的总电容C也改变。由于 $f_{\mathrm{out}}=1/\sqrt{2\mathrm{\π}\·L\·C},$ 所以输出信号的振荡频率也被改变。

除了上述通过调节变容管的电容值来改变频率的方法以外，还有另外一种调频的方法：使用数字控制的开关电容电路。如图2所示，数字控制的开关电容电路通过数字控制位A₂A₁A₀来接通或者断开开关，从而决定电容C₂，C₁和C₀是否被接入到LC谐振回路。当A₂A₁A₀具有不同的数字电平时，开关电容阵列中的电容将以不同的组合方式被接入到振荡器的LC谐振回路中，从而使总的等效电容值C被改变。这一方法实现的是输出信号频率的不连续调节，称为粗调。上述开关电容C₂，C₁和C₀称为开关粗调电容。该结构结合前述通过变容管调频的方法，就得到如图3中实线所示的调频曲线，其中横坐标是变容管的控制电压V，纵坐标是输出信号的振荡频率f_out。图中的虚线对应于不使用开关粗调电容电路的情况。从图3可以看出，合理的选择开关粗调电容阵列中的电容值，可以使实线和虚线两者具有相同的频率调节范围，即f_min～f_max。不同之处在于，如果不使用开关粗调电容电路，则实现的是一条从f_min到f_max的连续调频曲线(虚线)，而使用开关粗调电容电路的话，得到的是一组调频曲线(实线)，相邻曲线之间在纵坐标方向必须要相互重叠一部分，如图3所示，以覆盖从f_min到f_max中的每个频率值。每一条曲线都与开关粗调电容阵列数字控制位的值相对应，以图3为例，从“000”一直到“111”，共八条调频曲线。当使用开关粗调电容电路之后，数字控制的开关实现了输出信号频率的粗调，而变容管的控制电压V保留了对频率微调的功能。

图2的结构使用开关粗调电容以后，实际的压控振荡器频率由下式决定：

$f_{\mathrm{out}}=1/\sqrt{2\mathrm{\π}\·L\·(C_{\mathrm{switch}}+C_{\mathrm{var}})}$

其中，C_switch是接通的开关粗调电容的总和(即C₂，C₁及C₀或其组合后的总电容)，C_var近似等于两个变容管的电容和两个耦合电容串联后的值，即 $C_{\mathrm{var}}\≈\frac{C_v\·C_c}{2\·(C_v+C_c)}.$ 图3中靠近上部的实线对应的C_switch较小，靠近下部的实线对应的C_switch较大。每一条实线所对应的调频范围都是由C_v的变化来实现的。使用开关粗调电容时，实际的调频曲线与图3有所差别，如图4所示。两者的区别在于靠近上部的曲线斜率较大，线间距较大；而靠近下部的曲线斜率较小，线间距较小。曲线的斜率是压控振荡器的重要指标之一：K_VCO，即压控振荡器的增益(单位为Hz/V，对应于单位电压变化所引起的频率变化)。因此，图4中不同曲线对应的K_VCO发生显著变化。其原因在于：对于靠近上部的曲线，由于C_witch较小，C_v的变化所引起的总电容的相对变化量较大；对于靠近下部的曲线，由于C_switch较大，C_v的变化所引起的总电容的相对变化量较小。

压控振荡器是锁相环电路中的一个组成部分。压控振荡器增益K_VCO的波动会引起锁相环电路的稳定性问题。为了保证锁相环的稳定性，通常在设计锁相环时就考虑到K_VCO具有3～5倍的变化量。这样做的目的是：即使K_VCO发生显著变化，锁相环仍然可以稳定工作。但这带来的直接后果是锁相环的一些特性不能得到最大限度的发挥，例如锁相环的锁定时间。因此，这一解决办法是以牺牲锁相环的特性为代价的。而一个有效的解决办法就是在设计压控振荡器时减小K_VCO的波动，但目前并没有此类相关设计的压控振荡器。

发明内容

针对上述现有压控振荡器所存在的问题和不足，本发明的目的是提供一种可减小增益波动的压控振荡器。

本发明是这样实现的：一种可减小增益波动的压控振荡器，包括LC谐振回路和用于提供负电导的有源器件。LC谐振回路由电感和电容并联而成。所述LC谐振回路的电容为变容管电容和耦合电容串联，再与数字控制的开关粗调电容并联而成，其特征在于，所述耦合电容为多个电容分别与开关串联后再并联，所述开关耦合电容为多个电容分别与开关串联后再并联，开关粗调电容和开关耦合电容的开关分别由数字控制位控制接通或者断开。

进一步地，所述有源器件可为MOSFET、BJT半导体有源器件。

本发明使用数字控制的开关耦合电容，耦合电容是可变的。这样，对于不同的调频区间，使用不同的耦合电容C_c，使调频增益可变。

附图说明

下面结合附图，对本发明做出详细描述。

图1是典型的压控振荡器电路图；

图2是开关粗调电容压控振荡器电路图；

图3是压控振荡器的理想调频曲线示意图；

图4是压控振荡器增益发生波动示意图；

图5是本发明的结构示意图；

图6是采用本发明前后的调频曲线仿真结果。

具体实施方式

如图5所示，本发明是在图2中压控振荡器电路的基础上加以改进而成的，本发明将LC谐振回路里的耦合电容C_c改换成为开关耦合电容阵列的形式。开关耦合电容(图5中Cc0，Cc1和Cc2)与开关粗调电容(即图中C₂，C₁和C₀)由芯片实施同步控制。开关粗调电容通过数字控制位A₂A₁A₀来接通或者断开开关，从而决定电容是否被接入到LC谐振回路。当A₂A₁A₀具有不同的数字电平时，开关电容阵列中的电容将以不同的组合方式被接入到振荡器的LC谐振回路中，从而使总的等效电容值C被改变。

由图4所示的调频曲线可知，靠近下部的曲线所对应的C_switch较大，当变容管的电容C_v变化时，C_v与C_c串联后(如图2所示)引起LC谐振回路总电容C的变化，实现了一定的频率调节范围；而对于图4中靠近上部的曲线，C_switch变小，由于变容管电容的变化量C_v是固定不变的，它与C_c串联后所引起的总电容C的相对变化量则变大，所以上部的曲线调频范围变大，曲线斜率变大。本发明采用图5所示的LC谐振回路，采用开关耦合电容，即耦合电容C_c由开关控制可调节其大小。对于图4上部的调频曲线，使用较小的耦合电容C_c，则变容管电容C_v和C_c串联后得到的电容变小，所以由此引起的电容相对变化量也变小，这样就可以使图4中靠近上部的调频曲线增益变小。因此，本发明通过改变C_c的大小来限制K_VCO的变化。对于图4中从下往上的多条调频曲线，所要使用的耦合电容由大到小变化，从而减小压控振荡器的增益K_VCO的波动。本发明正是利用了可变耦合电容来进行相应增益波动调整的。

如图6所示，给出了实际压控振荡器电路在Cadence软件环境中的一组仿真结果。带标识符的实线是使用本发明后得到的调频曲线。而虚线对应的是未使用本发明时所覆盖的调频范围。作为必要的验证，图中分别给出了在高频段，中频段和低频段的三条调频曲线。对于介于这些曲线之间的其它调频曲线，其K_VCO的波动也可以采用同样的方法得以减小。

本发明的有源器件可为MOSFET、BJT半导体有源器件。

Claims (2)

1.一种可减小增益波动的压控振荡器，包括LC谐振回路和用于提供负电导的有源器件，LC谐振回路由电感和电容并联而成，所述LC谐振回路的电容为变容管电容和耦合电容串联，再与数字控制的开关粗调电容并联而成，其特征在于，所述耦合电容为数字控制的开关耦合电容，所述开关粗调电容为多个电容分别与开关串联后再并联，所述开关耦合电容为多个电容分别与开关串联后再并联，开关粗调电容和开关耦合电容的开关分别由数字控制位控制接通或者断开。

2.如权利要求1所述的可减小增益波动的压控振荡器，其特征在于，所述有源器件可为MOSFET、BJT半导体有源器件。

Images