JP2003046357A - 高インピーダンス回路 - Google Patents
高インピーダンス回路Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/18—Input circuits, e.g. for coupling to an antenna or a transmission line
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- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 衛星切換命令を出力するパルス検出回路２０
は、回路インピーダンスと、線路や信号源等のインピー
ダンスとの相対的な割合で決定される回路への信号入力
レベルを大きくするために、高インピーダンス回路１５
となっており、このため信号増幅・周波数変換回路１９
および前記パルス検出回路２０に電力供給を行うレギュ
レータＩＣ１８の入力段にＬＣ並列共振回路１７が挿入
されて高インピーダンス化されたＬＮＢ１１において、
サージ電圧によってインダクタＬの両端に発生する逆起
電力によって周辺回路が破壊されることを未然に防ぐ。 【解決手段】 前記インダクタＬとの間でループ電流を
還流して打消すダイオードＤを接続する。これによっ
て、前記逆起電力を消失し、またインダクタの両端の電
圧をダイオードＤの順方向電圧ＶF まで低下し、高イン
ピーダンス回路１５等の前記周辺回路の破壊を未然に防
ぐことができる。
は、回路インピーダンスと、線路や信号源等のインピー
ダンスとの相対的な割合で決定される回路への信号入力
レベルを大きくするために、高インピーダンス回路１５
となっており、このため信号増幅・周波数変換回路１９
および前記パルス検出回路２０に電力供給を行うレギュ
レータＩＣ１８の入力段にＬＣ並列共振回路１７が挿入
されて高インピーダンス化されたＬＮＢ１１において、
サージ電圧によってインダクタＬの両端に発生する逆起
電力によって周辺回路が破壊されることを未然に防ぐ。 【解決手段】 前記インダクタＬとの間でループ電流を
還流して打消すダイオードＤを接続する。これによっ
て、前記逆起電力を消失し、またインダクタの両端の電
圧をダイオードＤの順方向電圧ＶF まで低下し、高イン
ピーダンス回路１５等の前記周辺回路の破壊を未然に防
ぐことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、回路インピーダン
スと、線路や信号源等のインピーダンスとの相対的な割
合で決定される回路への信号入力レベルを大きくするた
めに、比較的低いインピーダンスの回路を有する回路の
入力段に回路インピーダンスを高くするためのＬＣ並列
共振回路を備える高インピーダンス回路に関し、特にそ
の耐サージ電圧の強化に関する。
スと、線路や信号源等のインピーダンスとの相対的な割
合で決定される回路への信号入力レベルを大きくするた
めに、比較的低いインピーダンスの回路を有する回路の
入力段に回路インピーダンスを高くするためのＬＣ並列
共振回路を備える高インピーダンス回路に関し、特にそ
の耐サージ電圧の強化に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、典型的な従来技術の高インピー
ダンス回路であるＬＮＢ（Low NoiseBlock downconvert
er ）１の電気的構成を示すブロック図である。ＬＮＢ
は、ＢＳやＣＳアンテナの先端に取付けられている部品
であり、１２ＧＨｚ程度の衛星からの信号を受信して増
幅し、さらに１ＧＨｚ程度の中間周波信号に変換して、
図示しないレシーバヘ出力するものである。このＬＮＢ
１は、ＢＳ／ＣＳ共用であり、それぞれの受信ホーン
２，３を備え、図示しない前記レシーバからの制御パル
スに応答して受信衛星の選択を行う。このため、たとえ
ば最大振幅Ｖｓ＝１ＶP-P 、周波数ｆ＝２２ｋＨｚの前
記制御パルスが、前記レシーバから、図示しないケーブ
ルを介して端子４に与えられる。
ダンス回路であるＬＮＢ（Low NoiseBlock downconvert
er ）１の電気的構成を示すブロック図である。ＬＮＢ
は、ＢＳやＣＳアンテナの先端に取付けられている部品
であり、１２ＧＨｚ程度の衛星からの信号を受信して増
幅し、さらに１ＧＨｚ程度の中間周波信号に変換して、
図示しないレシーバヘ出力するものである。このＬＮＢ
１は、ＢＳ／ＣＳ共用であり、それぞれの受信ホーン
２，３を備え、図示しない前記レシーバからの制御パル
スに応答して受信衛星の選択を行う。このため、たとえ
ば最大振幅Ｖｓ＝１ＶP-P 、周波数ｆ＝２２ｋＨｚの前
記制御パルスが、前記レシーバから、図示しないケーブ
ルを介して端子４に与えられる。
【０００３】このＬＮＢ１は、大略的に、前記端子４へ
前記中間周波信号を出力するとともに、前記端子４から
前記制御パルスが入力される高インピーダンス回路５
と、前記端子４から電源用直流電流が入力される低イン
ピーダンス回路６と、前記端子４と低インピーダンス回
路６との間に挿入されるＬＣ並列共振回路７とを備えて
構成される。前記低インピーダンス回路６は、前記高イ
ンピーダンス回路５へ電力供給を行うレギュレータＩＣ
８から成り、その入力には、前記レギュレータＩＣ８の
発振防止のための入力パスコンデンサｃ１が設けられて
おり、低いインピーダンスとなっている。
前記中間周波信号を出力するとともに、前記端子４から
前記制御パルスが入力される高インピーダンス回路５
と、前記端子４から電源用直流電流が入力される低イン
ピーダンス回路６と、前記端子４と低インピーダンス回
路６との間に挿入されるＬＣ並列共振回路７とを備えて
構成される。前記低インピーダンス回路６は、前記高イ
ンピーダンス回路５へ電力供給を行うレギュレータＩＣ
８から成り、その入力には、前記レギュレータＩＣ８の
発振防止のための入力パスコンデンサｃ１が設けられて
おり、低いインピーダンスとなっている。
【０００４】このため、前記低インピーダンスのレギュ
レータＩＣ８を電気的に切離すために、前記ＬＣ並列共
振回路７が挿入される。ＬＣ並列共振回路７は、インダ
クタｌと、コンデンサｃ２とが相互に並列に接続されて
構成され、共振周波数が前記制御パルスの周波数の２２
ｋＨｚに一致されている。ＬＣの定数は、ｆ＝１／（２
π√ＬＣ）から決定され、これによって制御パルスに対
して高インピーダンスとなる。
レータＩＣ８を電気的に切離すために、前記ＬＣ並列共
振回路７が挿入される。ＬＣ並列共振回路７は、インダ
クタｌと、コンデンサｃ２とが相互に並列に接続されて
構成され、共振周波数が前記制御パルスの周波数の２２
ｋＨｚに一致されている。ＬＣの定数は、ｆ＝１／（２
π√ＬＣ）から決定され、これによって制御パルスに対
して高インピーダンスとなる。
【０００５】レギュレータＩＣ８は、ＬＣ並列共振回路
７を介して入力された前記電源用直流電流を用いて予め
定めるレベルの電源電圧を作成し、前記高インピーダン
ス回路５を構成する信号増幅・周波数変換回路９および
パルス検出回路１０へ電力供給を行う。
７を介して入力された前記電源用直流電流を用いて予め
定めるレベルの電源電圧を作成し、前記高インピーダン
ス回路５を構成する信号増幅・周波数変換回路９および
パルス検出回路１０へ電力供給を行う。
【０００６】パルス検出回路１０は、前記レギュレータ
ＩＣ８から供給される電力によって付勢され、前記レシ
ーバからの制御パルスに応答して、前記信号増幅・周波
数変換回路９へ受信衛星の切換えを行うための衛星切換
命令を出力する。前記信号増幅・周波数変換回路９は、
前記レギュレータＩＣ８から供給される電力によって付
勢され、前記パルス検出回路１０からの衛星切換命令に
応答して受信ホーン２と受信ホーン３とを切換え、ＢＳ
放送またはＣＳ放送の何れかの信号を受信して増幅し、
さらに中間周波信号に変換して、結合コンデンサｃ３か
ら前記端子４を介して前記レシーバヘ出力する。
ＩＣ８から供給される電力によって付勢され、前記レシ
ーバからの制御パルスに応答して、前記信号増幅・周波
数変換回路９へ受信衛星の切換えを行うための衛星切換
命令を出力する。前記信号増幅・周波数変換回路９は、
前記レギュレータＩＣ８から供給される電力によって付
勢され、前記パルス検出回路１０からの衛星切換命令に
応答して受信ホーン２と受信ホーン３とを切換え、ＢＳ
放送またはＣＳ放送の何れかの信号を受信して増幅し、
さらに中間周波信号に変換して、結合コンデンサｃ３か
ら前記端子４を介して前記レシーバヘ出力する。
【０００７】ここで、前記パルス検出回路１０に入力さ
れる前記制御パルスの信号入力レベルは、信号源である
前記レシーバの出力インピーダンスと、ケーブルなどの
線路のインピーダンスと、該パルス検出回路１０の入力
インピーダンスとの相対的な割合で決定される。一方、
前記信号入力レベルが小さくなると、前記パルス検出回
路１０において信号の読み誤りが生じるので、長いケー
ブルを用いて家の屋根等に設置されるＬＮＢ１にとっ
て、ケーブルのインピーダンスに対して充分大きな入力
インピーダンスを持つことは、該ＬＮＢ１への信号入力
レベルを大きく保つために重要である。また、屋根等に
設置されるので、落雷を受ける可能性があり、それに耐
える必要がある。
れる前記制御パルスの信号入力レベルは、信号源である
前記レシーバの出力インピーダンスと、ケーブルなどの
線路のインピーダンスと、該パルス検出回路１０の入力
インピーダンスとの相対的な割合で決定される。一方、
前記信号入力レベルが小さくなると、前記パルス検出回
路１０において信号の読み誤りが生じるので、長いケー
ブルを用いて家の屋根等に設置されるＬＮＢ１にとっ
て、ケーブルのインピーダンスに対して充分大きな入力
インピーダンスを持つことは、該ＬＮＢ１への信号入力
レベルを大きく保つために重要である。また、屋根等に
設置されるので、落雷を受ける可能性があり、それに耐
える必要がある。
【０００８】したがって、高インピーダンス回路５の入
力インピーダンスは高く、これに対して前記電源用直流
電流が入力され、前記入力パスコンデンサｃ１によって
低入力インピーダンスとなっている前記低インピーダン
ス回路６の入力段には、回路インピーダンスを高くする
ためのＬＣ並列共振回路７が設けられている。前記のよ
うに共振周波数が調整されることで、前記制御パルスに
対しては、ＬＣ並列共振回路７では共振が起こり、高い
インピーダンスを示す。この時、入力側から見た回路
は、高インピーダンスの回路５，７のみとなり、入力イ
ンピーダンスが高くなって、前記制御パルスは充分な信
号入力レベルで前記パルス検出回路１０に入力される。
力インピーダンスは高く、これに対して前記電源用直流
電流が入力され、前記入力パスコンデンサｃ１によって
低入力インピーダンスとなっている前記低インピーダン
ス回路６の入力段には、回路インピーダンスを高くする
ためのＬＣ並列共振回路７が設けられている。前記のよ
うに共振周波数が調整されることで、前記制御パルスに
対しては、ＬＣ並列共振回路７では共振が起こり、高い
インピーダンスを示す。この時、入力側から見た回路
は、高インピーダンスの回路５，７のみとなり、入力イ
ンピーダンスが高くなって、前記制御パルスは充分な信
号入力レベルで前記パルス検出回路１０に入力される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
るＬＮＢ１において、雷等によるサージ電圧に対して
は、サージアブソーバｚｄが設けられているけれども、
サージ電圧が加わると、インダクタｌの両端に図示の極
性で、前記サージ電圧の何倍もの逆起電力を生じ、前記
高インピーダンス回路５などの周辺回路を破壊してしま
うという問題がある。
るＬＮＢ１において、雷等によるサージ電圧に対して
は、サージアブソーバｚｄが設けられているけれども、
サージ電圧が加わると、インダクタｌの両端に図示の極
性で、前記サージ電圧の何倍もの逆起電力を生じ、前記
高インピーダンス回路５などの周辺回路を破壊してしま
うという問題がある。
【００１０】本発明の目的は、サージ電圧に強いＬＣ並
列共振回路を用いた高インピーダンス回路を提供するこ
とである。
列共振回路を用いた高インピーダンス回路を提供するこ
とである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の高インピーダン
ス回路は、回路インピーダンスを高くするためのＬＣ並
列共振回路を備える高インピーダンス回路において、前
記ＬＣ並列共振回路に並列に、サージ電圧によってイン
ダクタの両端に発生する逆起電力を前記インダクタとの
間でループ電流を還流して打消すダイオードを接続して
成ることを特徴とする。
ス回路は、回路インピーダンスを高くするためのＬＣ並
列共振回路を備える高インピーダンス回路において、前
記ＬＣ並列共振回路に並列に、サージ電圧によってイン
ダクタの両端に発生する逆起電力を前記インダクタとの
間でループ電流を還流して打消すダイオードを接続して
成ることを特徴とする。
【００１２】上記の構成によれば、回路インピーダンス
と、線路や信号源等のインピーダンスとの相対的な割合
で決定される回路への信号入力レベルを大きくするため
に、比較的低いインピーダンスの回路を有する回路の入
力段にＬＣ並列共振回路を挿入して高インピーダンス化
した回路において、雷等の瞬間的な高電圧が加わると、
インダクタの両端には、そのサージ電圧の何倍もの逆起
電力が発生し、周辺回路を破壊してしまうことになるの
で、その逆起電力に対して順方向となるように、ＬＣ並
列共振回路に並列にダイオードを設け、還流ループを形
成する。
と、線路や信号源等のインピーダンスとの相対的な割合
で決定される回路への信号入力レベルを大きくするため
に、比較的低いインピーダンスの回路を有する回路の入
力段にＬＣ並列共振回路を挿入して高インピーダンス化
した回路において、雷等の瞬間的な高電圧が加わると、
インダクタの両端には、そのサージ電圧の何倍もの逆起
電力が発生し、周辺回路を破壊してしまうことになるの
で、その逆起電力に対して順方向となるように、ＬＣ並
列共振回路に並列にダイオードを設け、還流ループを形
成する。
【００１３】これによって、前記逆起電力を消失し、ま
たインダクタの両端の電圧をダイオードの順方向電圧Ｖ
F まで下げられるので、前記周辺回路の破壊を未然に防
ぐサージ保護機能を実現することができる。
たインダクタの両端の電圧をダイオードの順方向電圧Ｖ
F まで下げられるので、前記周辺回路の破壊を未然に防
ぐサージ保護機能を実現することができる。
【００１４】また、本発明の高インピーダンス回路で
は、前記ダイオードとして、一対の逆直列ツェナダイオ
ードを用いる。
は、前記ダイオードとして、一対の逆直列ツェナダイオ
ードを用いる。
【００１５】ここで、高インピーダンスとなるべき信号
パルスの振幅を、たとえばＶｓとすると、前記発生する
逆起電力に対して順方向となるダイオードだけでは、前
記信号パルスがダイオードの順方向に流れないようにす
るためには、Ｖｓ＜ＶF ×Ｎを満足する個数Ｎ個だけ直
列に接続する必要がある。これに対して、上記の構成に
よれば、前記発生する逆起電力に対して、逆方向にも、
共にツェナダイオードとする。
パルスの振幅を、たとえばＶｓとすると、前記発生する
逆起電力に対して順方向となるダイオードだけでは、前
記信号パルスがダイオードの順方向に流れないようにす
るためには、Ｖｓ＜ＶF ×Ｎを満足する個数Ｎ個だけ直
列に接続する必要がある。これに対して、上記の構成に
よれば、前記発生する逆起電力に対して、逆方向にも、
共にツェナダイオードとする。
【００１６】このようにすると、ツェナダイオードのツ
ェナ電圧をＶZ とすると、Ｖｓ＜Ｖ F ＋ＶZ の関係を満
たせば、前記信号パルスを流れないようでき、かつイン
ダクタの両端の電圧をダイオードの順方向電圧ＶF とツ
ェナダイオードのツェナ電圧ＶZ との和の電圧まで下げ
て、前記周辺回路の破壊を未然に防ぐことができる。ま
た、用いるダイオードの素子数は、常に２個でよく、コ
ストや実装スペースを削減することができる。
ェナ電圧をＶZ とすると、Ｖｓ＜Ｖ F ＋ＶZ の関係を満
たせば、前記信号パルスを流れないようでき、かつイン
ダクタの両端の電圧をダイオードの順方向電圧ＶF とツ
ェナダイオードのツェナ電圧ＶZ との和の電圧まで下げ
て、前記周辺回路の破壊を未然に防ぐことができる。ま
た、用いるダイオードの素子数は、常に２個でよく、コ
ストや実装スペースを削減することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１および図２に基づいて説明すれば、以下のとおりで
ある。
図１および図２に基づいて説明すれば、以下のとおりで
ある。
【００１８】図１は、本発明の実施の一形態の高インピ
ーダンス回路であるＬＮＢ１１の電気的構成を示すブロ
ック図である。このＬＮＢ１１は、ＢＳ／ＣＳ共用であ
り、それぞれの受信ホーン１２，１３を備え、図示しな
いレシーバからの制御パルスに応答して受信衛星の選択
を行う。このため、たとえば最大振幅Ｖｓ＝６００ｍＶ
P-P 、周波数ｆ＝２２ｋＨｚの前記制御パルスが、前記
レシーバから、図示しないケーブルを介して端子１４に
与えられる。
ーダンス回路であるＬＮＢ１１の電気的構成を示すブロ
ック図である。このＬＮＢ１１は、ＢＳ／ＣＳ共用であ
り、それぞれの受信ホーン１２，１３を備え、図示しな
いレシーバからの制御パルスに応答して受信衛星の選択
を行う。このため、たとえば最大振幅Ｖｓ＝６００ｍＶ
P-P 、周波数ｆ＝２２ｋＨｚの前記制御パルスが、前記
レシーバから、図示しないケーブルを介して端子１４に
与えられる。
【００１９】このＬＮＢ１１は、大略的に、前記端子１
４へ中間周波信号を出力するとともに、前記端子１４か
ら前記制御パルスが入力される高インピーダンス回路１
５と、前記端子１４から電源用直流電流が入力される低
インピーダンス回路１６と、前記端子１４と低インピー
ダンス回路１６との間に挿入されるＬＣ並列共振回路１
７とを備えて構成される。前記低インピーダンス回路１
６は、前記高インピーダンス回路１５へ電力供給を行う
レギュレータＩＣ１８から成り、その入力には、前記レ
ギュレータＩＣ１８の発振防止のための入力パスコンデ
ンサＣ１が設けられており、低いインピーダンスとなっ
ている。
４へ中間周波信号を出力するとともに、前記端子１４か
ら前記制御パルスが入力される高インピーダンス回路１
５と、前記端子１４から電源用直流電流が入力される低
インピーダンス回路１６と、前記端子１４と低インピー
ダンス回路１６との間に挿入されるＬＣ並列共振回路１
７とを備えて構成される。前記低インピーダンス回路１
６は、前記高インピーダンス回路１５へ電力供給を行う
レギュレータＩＣ１８から成り、その入力には、前記レ
ギュレータＩＣ１８の発振防止のための入力パスコンデ
ンサＣ１が設けられており、低いインピーダンスとなっ
ている。
【００２０】このため、前記低インピーダンスのレギュ
レータＩＣ１８を電気的に切離すために、前記ＬＣ並列
共振回路１７が挿入される。ＬＣ並列共振回路１７は、
インダクタＬと、コンデンサＣ２とが相互に並列に接続
されて構成され、共振周波数が前記制御パルスの周波数
の２２ｋＨｚに一致されており、これによって前記制御
パルスに対して高インピーダンスとなっている。
レータＩＣ１８を電気的に切離すために、前記ＬＣ並列
共振回路１７が挿入される。ＬＣ並列共振回路１７は、
インダクタＬと、コンデンサＣ２とが相互に並列に接続
されて構成され、共振周波数が前記制御パルスの周波数
の２２ｋＨｚに一致されており、これによって前記制御
パルスに対して高インピーダンスとなっている。
【００２１】レギュレータＩＣ１８は、ＬＣ並列共振回
路１７を介して入力された前記電源用直流電流を用いて
予め定めるレベルの電源電圧を作成し、前記高インピー
ダンス回路１５を構成する信号増幅・周波数変換回路１
９およびパルス検出回路２０へ電力供給を行う。
路１７を介して入力された前記電源用直流電流を用いて
予め定めるレベルの電源電圧を作成し、前記高インピー
ダンス回路１５を構成する信号増幅・周波数変換回路１
９およびパルス検出回路２０へ電力供給を行う。
【００２２】パルス検出回路２０は、前記レギュレータ
ＩＣ１８から供給される電力によって付勢され、前記レ
シーバからの制御パルスに応答して、前記信号増幅・周
波数変換回路１９へ受信衛星の切換えを行うための衛星
切換命令を出力する。前記信号増幅・周波数変換回路１
９は、前記レギュレータＩＣ１８から供給される電力に
よって付勢され、前記パルス検出回路２０からの衛星切
換命令に応答して受信ホーン１２と受信ホーン１３とを
切換え、ＢＳ放送またはＣＳ放送の何れかの信号を受信
して増幅し、さらに中間周波信号に変換して、結合コン
デンサＣ３から前記端子１４を介して前記レシーバヘ出
力する。
ＩＣ１８から供給される電力によって付勢され、前記レ
シーバからの制御パルスに応答して、前記信号増幅・周
波数変換回路１９へ受信衛星の切換えを行うための衛星
切換命令を出力する。前記信号増幅・周波数変換回路１
９は、前記レギュレータＩＣ１８から供給される電力に
よって付勢され、前記パルス検出回路２０からの衛星切
換命令に応答して受信ホーン１２と受信ホーン１３とを
切換え、ＢＳ放送またはＣＳ放送の何れかの信号を受信
して増幅し、さらに中間周波信号に変換して、結合コン
デンサＣ３から前記端子１４を介して前記レシーバヘ出
力する。
【００２３】また、雷等によるサージ電圧に対して、サ
ージアブソーバＺＤが設けられている。しかしながら、
サージ電圧が加わると、インダクタＬの両端に図示の極
性で、前記サージ電圧の何倍もの逆起電力を生じること
になる。このため、本発明では、前記ＬＣ並列共振回路
１７に並列に、そのローレベルのサージ電圧によってイ
ンダクタＬの両端に発生する逆起電力を前記インダクタ
Ｌとの間でループ電流を還流して打消すダイオードＤが
接続されている。
ージアブソーバＺＤが設けられている。しかしながら、
サージ電圧が加わると、インダクタＬの両端に図示の極
性で、前記サージ電圧の何倍もの逆起電力を生じること
になる。このため、本発明では、前記ＬＣ並列共振回路
１７に並列に、そのローレベルのサージ電圧によってイ
ンダクタＬの両端に発生する逆起電力を前記インダクタ
Ｌとの間でループ電流を還流して打消すダイオードＤが
接続されている。
【００２４】したがって、前記ローレベルのサージ電圧
による逆起電力を消失し、またインダクタＬの両端の電
圧をダイオードＤの順方向電圧ＶF まで下げられるの
で、前記高インピーダンス回路１５などの周辺回路の破
壊を未然に防ぐサージ保護機能を実現することができ
る。
による逆起電力を消失し、またインダクタＬの両端の電
圧をダイオードＤの順方向電圧ＶF まで下げられるの
で、前記高インピーダンス回路１５などの周辺回路の破
壊を未然に防ぐサージ保護機能を実現することができ
る。
【００２５】また、前記ダイオードＤは、ＬＣ並列共振
回路１７のインダクタＬのできるだけ近くに配置され、
これによってインダクタＬの両端に生じる逆起電力を、
より小さく抑えることができる。
回路１７のインダクタＬのできるだけ近くに配置され、
これによってインダクタＬの両端に生じる逆起電力を、
より小さく抑えることができる。
【００２６】なお、交流の前記制御パルスの振幅をＶｓ
とすると、Ｖｓ≧ＶF となると、該制御パルスはダイオ
ードＤでバイパスされてしまい、パルス検出回路２０に
入力されなくなってしまうので、その場合には、図２の
ＬＮＢ２１で示すように、Ｖｓ＜ＶF ×Ｎを満足する個
数Ｎ（Ｎ≧２）個だけ、ダイオードＤ１，Ｄ２，…，Ｄ
Ｎを直列に接続すればよい。この場合に前記周辺回路に
加わる逆起電力は、前記ＶF ×Ｎとなる。ＬＮＢ２１の
残余の構成は、前述のＬＮＢ１１と同様であり、対応す
る部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省
略する。
とすると、Ｖｓ≧ＶF となると、該制御パルスはダイオ
ードＤでバイパスされてしまい、パルス検出回路２０に
入力されなくなってしまうので、その場合には、図２の
ＬＮＢ２１で示すように、Ｖｓ＜ＶF ×Ｎを満足する個
数Ｎ（Ｎ≧２）個だけ、ダイオードＤ１，Ｄ２，…，Ｄ
Ｎを直列に接続すればよい。この場合に前記周辺回路に
加わる逆起電力は、前記ＶF ×Ｎとなる。ＬＮＢ２１の
残余の構成は、前述のＬＮＢ１１と同様であり、対応す
る部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省
略する。
【００２７】本発明の実施の他の形態について、図３に
基づいて説明すれば、以下のとおりである。
基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００２８】図３は、本発明の実施の他の形態のＬＮＢ
３１の電気的構成を示すブロック図である。このＬＮＢ
３１は、前述のＬＮＢ２１に類似し、対応する部分には
同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目す
べきは、このＬＮＢ３１では、ダイオードは、一対の逆
直列ツェナダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂから構成されてい
ることである。これらのツェナダイオードＤ１ａ，Ｄ１
ｂのツェナ電圧ＶZ は、Ｖｓ＜ＶF ＋ＶZ を満足するよ
うに設定されている。たとえば、前記のように最大振幅
Ｖｓ＝１ＶP-P とすると、前記順方向電圧ＶF ＝０．７
Ｖであるので、余裕を見て、ＶZ ＝２Ｖに設定される。
３１の電気的構成を示すブロック図である。このＬＮＢ
３１は、前述のＬＮＢ２１に類似し、対応する部分には
同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目す
べきは、このＬＮＢ３１では、ダイオードは、一対の逆
直列ツェナダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂから構成されてい
ることである。これらのツェナダイオードＤ１ａ，Ｄ１
ｂのツェナ電圧ＶZ は、Ｖｓ＜ＶF ＋ＶZ を満足するよ
うに設定されている。たとえば、前記のように最大振幅
Ｖｓ＝１ＶP-P とすると、前記順方向電圧ＶF ＝０．７
Ｖであるので、余裕を見て、ＶZ ＝２Ｖに設定される。
【００２９】このように構成することで、前記ツェナダ
イオードＤ１ａ，Ｄ１ｂには、定常時には電流が流れ
ず、またインピーダンスの低下もない。これに対して、
数ｋＶ程度の高いローレベルのサージ電圧が印加される
と、電流が流れることになる。
イオードＤ１ａ，Ｄ１ｂには、定常時には電流が流れ
ず、またインピーダンスの低下もない。これに対して、
数ｋＶ程度の高いローレベルのサージ電圧が印加される
と、電流が流れることになる。
【００３０】したがって、前述のＬＮＢ２１では、最大
振幅Ｖｓが大きくなる程、使用するダイオードの個数Ｎ
が増え、コストや実装スペースの面で不経済であるのに
対して、このように逆直列のツェナダイオードＤ１ａ，
Ｄ１ｂを用いることで、使用するツェナダイオードＤ１
ａ，Ｄ１ｂの索子数も常に２個でよくなり、前記コスト
や実装スペースを削減することができる。また、前記周
辺回路に加わる逆起電力を、前記ＶF ＋ＶZ まで下げる
こともできる。
振幅Ｖｓが大きくなる程、使用するダイオードの個数Ｎ
が増え、コストや実装スペースの面で不経済であるのに
対して、このように逆直列のツェナダイオードＤ１ａ，
Ｄ１ｂを用いることで、使用するツェナダイオードＤ１
ａ，Ｄ１ｂの索子数も常に２個でよくなり、前記コスト
や実装スペースを削減することができる。また、前記周
辺回路に加わる逆起電力を、前記ＶF ＋ＶZ まで下げる
こともできる。
【００３１】
【発明の効果】本発明の高インピーダンス回路は、以上
のように、回路への信号入力レベルを大きくするため
に、比較的低いインピーダンスの回路の入力段にＬＣ並
列共振回路を挿入して高インピーダンス化した回路にお
いて、ＬＣ並列共振回路に並列に、サージ電圧によって
インダクタの両端に発生する逆起電力を前記インダクタ
との間でループ電流を還流して打消すダイオードを接続
する。
のように、回路への信号入力レベルを大きくするため
に、比較的低いインピーダンスの回路の入力段にＬＣ並
列共振回路を挿入して高インピーダンス化した回路にお
いて、ＬＣ並列共振回路に並列に、サージ電圧によって
インダクタの両端に発生する逆起電力を前記インダクタ
との間でループ電流を還流して打消すダイオードを接続
する。
【００３２】それゆえ、前記逆起電力を消失し、またイ
ンダクタの両端の電圧をダイオードの順方向電圧ＶF ま
で下げられるので、周辺回路の破壊を未然に防ぐサージ
保護機能を実現することができる。
ンダクタの両端の電圧をダイオードの順方向電圧ＶF ま
で下げられるので、周辺回路の破壊を未然に防ぐサージ
保護機能を実現することができる。
【００３３】また、本発明の高インピーダンス回路は、
以上のように、前記ダイオードを一対の逆直列ツェナダ
イオードとする。
以上のように、前記ダイオードを一対の逆直列ツェナダ
イオードとする。
【００３４】それゆえ、インダクタの両端の電圧をダイ
オードの順方向電圧ＶF とツェナダイオードのツェナ電
圧ＶZ との和の電圧まで下げて、前記周辺回路の破壊を
未然に防ぐことができる。また、用いるダイオードの素
子数は、常に２個でよく、コストや実装スペースを削減
することができる。
オードの順方向電圧ＶF とツェナダイオードのツェナ電
圧ＶZ との和の電圧まで下げて、前記周辺回路の破壊を
未然に防ぐことができる。また、用いるダイオードの素
子数は、常に２個でよく、コストや実装スペースを削減
することができる。
【図１】本発明の実施の一形態の高インピーダンス回路
であるＬＮＢの電気的構成を示すブロック図である。
であるＬＮＢの電気的構成を示すブロック図である。
【図２】前記図１で示すＬＮＢの他の例を示すブロック
図である。
図である。
【図３】本発明の実施の他の形態のＬＮＢの電気的構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】典型的な従来技術のＬＮＢの電気的構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
１１，２１，３１ ＬＮＢ
１２，１３ 受信ホーン
１５ 高インピーダンス回路
１６ 低インピーダンス回路
１７ ＬＣ並列共振回路
１８ レギュレータＩＣ
１９ 信号増幅・周波数変換回路
２０ パルス検出回路
Ｃ１ 入力パスコンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ 結合コンデンサ
Ｄ ダイオード
Ｄ１〜ＤＮ ダイオード
Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ ツェナダイオード
Ｌ インダクタ
ＺＤ サージアブソーバ
Claims (2)
- 【請求項１】回路インピーダンスを高くするためのＬＣ
並列共振回路を備える高インピーダンス回路において、 前記ＬＣ並列共振回路に並列に、サージ電圧によってイ
ンダクタの両端に発生する逆起電力を前記インダクタと
の間でループ電流を還流して打消すダイオードを接続し
て成ることを特徴とする高インピーダンス回路。 - 【請求項２】前記ダイオードは、一対の逆直列ツェナダ
イオードであることを特徴とする請求項１記載の高イン
ピーダンス回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001226744A JP2003046357A (ja) | 2001-07-26 | 2001-07-26 | 高インピーダンス回路 |
| US10/197,486 US7218910B2 (en) | 2001-07-26 | 2002-07-18 | High impedance circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001226744A JP2003046357A (ja) | 2001-07-26 | 2001-07-26 | 高インピーダンス回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003046357A true JP2003046357A (ja) | 2003-02-14 |
Family
ID=19059508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001226744A Pending JP2003046357A (ja) | 2001-07-26 | 2001-07-26 | 高インピーダンス回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7218910B2 (ja) |
| JP (1) | JP2003046357A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7345558B2 (en) | 2004-02-25 | 2008-03-18 | Sharp Kabushiki Kaisha | Circuit device |
| JP2013042432A (ja) * | 2011-08-18 | 2013-02-28 | Fujitsu Component Ltd | 高周波モジュール |
| JPWO2022018831A1 (ja) * | 2020-07-21 | 2022-01-27 |
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|---|---|---|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| FR2542945B1 (fr) * | 1983-03-18 | 1985-06-07 | Cepe | Amplificateur passe-bande haute frequence a impedance adaptable et oscillateur le comprenant |
| US4654645A (en) | 1984-09-22 | 1987-03-31 | Sharp Kabushiki Kaisha | Electric element breakdown detector |
| JPS61247131A (ja) | 1985-04-24 | 1986-11-04 | Matsushita Electric Works Ltd | ブ−スタ− |
| JPS6489709A (en) * | 1987-09-30 | 1989-04-04 | Toshiba Corp | Band width variable circuit |
| JPH0373046A (ja) | 1989-08-14 | 1991-03-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | メモリ素子の論理シミュレーション方法 |
| JP2552030B2 (ja) | 1990-09-27 | 1996-11-06 | マスプロ電工株式会社 | 衛星信号受信装置 |
| US5208547A (en) * | 1991-06-06 | 1993-05-04 | Raytheon Company | Distributed amplifier having negative feedback |
| JPH0590500A (ja) | 1991-09-30 | 1993-04-09 | Matsushita Electron Corp | 保護ダイオードおよび半導体装置 |
| KR100219314B1 (ko) * | 1992-09-25 | 1999-09-01 | 무라따 미치히로 | 공진형 전원 회로 |
| JPH06196928A (ja) | 1992-12-25 | 1994-07-15 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御形発振回路 |
| JP2966259B2 (ja) | 1993-07-07 | 1999-10-25 | 日本アンテナ株式会社 | 交流・直流電源兼用型増幅器 |
| JPH07273545A (ja) | 1994-03-31 | 1995-10-20 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御形発振器 |
| JP2988844B2 (ja) | 1995-04-25 | 1999-12-13 | シャープ株式会社 | 衛星放送用コンバータのスイッチング回路 |
| GB9510028D0 (en) * | 1995-05-18 | 1995-07-12 | Cambridge Ind Ltd | Local oscillator noise rejection circuit |
| KR0153379B1 (ko) * | 1995-09-26 | 1998-11-16 | 김광호 | 디지탈 무선통신시스템의 업/다운컨버터용 전압제어발진기 |
| US5959592A (en) * | 1996-03-18 | 1999-09-28 | Echostar Engineering Corporation | "IF" bandstacked low noise block converter combined with diplexer |
| JPH09266626A (ja) | 1996-03-28 | 1997-10-07 | Okaya Electric Ind Co Ltd | サージ吸収回路 |
| US6411170B2 (en) * | 2000-02-10 | 2002-06-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillation circuit |
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-
2001
- 2001-07-26 JP JP2001226744A patent/JP2003046357A/ja active Pending
-
2002
- 2002-07-18 US US10/197,486 patent/US7218910B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US7345558B2 (en) | 2004-02-25 | 2008-03-18 | Sharp Kabushiki Kaisha | Circuit device |
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| JPWO2022018831A1 (ja) * | 2020-07-21 | 2022-01-27 | ||
| JP7262676B2 (ja) | 2020-07-21 | 2023-04-21 | 三菱電機株式会社 | 空調機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20030022653A1 (en) | 2003-01-30 |
| US7218910B2 (en) | 2007-05-15 |
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