Sigma-Delta-Konverter,
welche zeitkontinuierlich arbeiten, werden auch als CTSD, Continuous-Time
Sigma-Delta Modulators, bezeichnet.
Solche
Sigma-Delta-Wandler, die mit Taktraten bis in den Gigahertz-Bereich
hinein betrieben werden können,
sollen unter anderem dazu verwendet werden, eine Digitalisierung
hochfrequenter Analogsignale direkt an der Antenne von Empfangsgeräten des
Mobilfunks zu erreichen, die beispielsweise gemäß dem Standard GSM, Global
System for Mobile Communication, UMTS, Universal Mobile Telecommunication
System oder WLAN, Wireless Local Area Network, arbeiten.
Der
wesentliche, begrenzende Faktor bei der Implementierung derartiger
Hochgeschwindigkeits-CTSD-Modulatoren besteht in dem Jitter-Problem
der Taktquelle, welche notwendig ist zum Definieren von Rückkopplungs-Impulsen
im CTSD. Da die Energie eines derartigen Rückkopplungspulses proportional
ist zur jeweiligen Pulsbreite, liefert jeder Jitter, der die steigenden
oder fallenden Flanken des Pulses beeinflußt, einen unerwünschten
Rauschbeitrag. Andere begrenzende Faktoren liegen im Stromverbrauch,
der Schleifenverzögerung
und der durch die Fertigungstechnologie vorgegebenen maximalen Arbeitsgeschwindigkeit
der Schaltung. Die letztgenannten drei begrenzenden Faktoren konnten
jedoch unlängst
durch folgende Methoden umgangen werden:
Auf theoretischer
Ebene wurde die Transformationsmethode der Impuls-Invarianz entwickelt,
welche es ermöglicht,
einen zeitdiskreten SD-Modulator in einen zeitkontinuierlichen Schaltkreis
abzubilden. Diese Methode berücksichtigt
die Haltefunktion, die von dem DA-Wandler im Rückführungszweig des SD-Modulators
realisiert wird und entweder auf eine volle Taktperiode oder auf
eine halbe Taktperiode bezogen ist.
Die
Verfügbarkeit
von tiefen Sub-Mikrometer-CMOS-Fertigungsprozessen
mit Transitfrequenzen deutlich über
100 GHz schiebt die Arbeitsgeschwindigkeit derartiger SD-Wandler
weit nach oben.
Neuartige
Lösungen
im Schaltungsentwurf erlauben die Implementierung von CTSD-Modulatoren
bei vernünftigem
Stromverbrauch.
In
dem Dokument "Continuous
Time Sigma-Delta Modulators with Transmission Line Resonators and
Improved Jitter and Excess Loop Delay Performance", L. Hernandez, S.
Paton, wird eine alternative Theorie vorgeschlagen, um einen zeitkontinuierlichen
SD-Modulator von einem entsprechenden zeitdiskreten Modell herzuleiten.
Gemäß dieser Theorie
kann die Transferfunktion eines CTSD-Wandlers von der eines zeitdiskreten
Modulators dann abgeleitet werden, wenn die Integratoren des zeitkontinuierlichen
Modulators mit Übertragungsleitungen
modelliert werden. Diese sind dort mit Lambda-Viertel-Resonatoren
realisiert. In dieser Druckschrift wird weiterhin hergeleitet, daß aufgrund der Äquivalenz
beider Übertragungsfunktionen
die Empfindlichkeit gegenüber
Jittern um Größenordnungen
reduziert ist. Dieses Ergebnis wird durch Simulationen und einen
Prototyp mit diskreten Komponenten unterstützt.
Der
wesentliche Nachteil der Lösung,
der gemäß dem oben
angegebenen Dokument auftritt, ist, daß externe Übertragungsleitungen, nämlich die Lambda-Viertel-Resonatoren,
benötigt
werden, die im vorliegenden Beispiel keramische Lambda-Viertel-Resonatoren sind.
Dies macht diese Lösung
nicht nur unattraktiv für
die Massenproduktion aufgrund von hohen Kosten und dem großen Platzbedarf
für die
externen Resonatoren, sondern das vorgeschlagene Prinzip ist auch
sehr empfindlich bezüglich Fehlanpassungen
zwischen den elektrischen Eigenschaften der internen, nämlich integrierten
und der Chip-externen Bauteile. Insbesondere können problematische Fehlanpassungen
zwischen den Lambda-Viertel-Verzögerungsgliedern,
die durch externe Übertragungsleitungen
realisiert sind, und der Taktrate des Taktgenerators auftreten,
der die Abtastrate des Quantisierers im Vorwärtspfad des SD-Wandlers definiert.
Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, einen Sigma-Delta-Modulator anzugeben,
der zeitkontinuierlich arbeiten kann, der mit Taktraten bis in den
Gigahertz-Bereich hinein betrieben werden kann und der für die Massenproduktion
geeignet ist.
Erfindungsgemäß wird die
Aufgabe gelöst durch
eine Sigma-Delta-Wandleranordnung,
aufweisend
- – eine Serienschaltung zwischen
einem Eingang und einem Ausgang der Sigma-Delta-Wandleranordnung,
umfassend zumindest einen Verstärker mit
einer vorbestimmten Übertragungsfunktion und
einen Quantisierer mit Takteingang,
- – einen
Rückkopplungspfad,
der den Ausgang der Serienschaltung mit deren Eingang verbindet
und der einen Digital/Analog-Wandler umfaßt,
- – einen
Resonator mit abstimmbarer Frequenz, dessen Ausgang mit dem Verstärker gekoppelt
ist zur Bildung eines Integrators, und
- – einen
Frequenzsteuerblock, der die Frequenz des Resonators mit abstimmbarer
Frequenz steuert und der mit dem Takteingang des Quantisierers gekoppelt
ist.
Gemäß dem vorgeschlagenen
Prinzip ist der Resonator, der eine Integratorfunktion verwirklicht, mit
abstimmbarer Frequenz ausgeführt.
Zur Steuerung der Frequenz des Resonators ist ein Frequenzsteuerblock
vorgesehen, der zugleich die Taktfrequenz für den Quantisierer im Vorwärtspfad
des Sigma-Delta-Wandlers bereitstellt.
Dabei
müssen
die Taktfrequenzen für
den Quantisierer und die Frequenz, mit der der Resonator angesteuert
wird, nicht notwendigerweise identisch sein, es ist gemäß dem vorgeschlagenen
Prinzip jedoch eine Synchronisierung zwischen beiden Frequenzen
bzw. Taktraten vorgesehen.
Mit
den vorgeschlagenen, abstimmbaren Resonatoren als Integratoren bei
einer Sigma-Delta-Wandleranordnung kann mit Vorteil auf externe Lambda/Viertel-Verzögerungsleitungen
verzichtet werden.
Gemäß dem vorgestellten
Prinzip werden die beschriebenen Fehlanpassungen vermieden. Zudem
ist eine Kopplung der Taktrate des Quantisierers mit der Frequenz
und/oder Phasenlage des als Integrator arbeitenden Resonators gewährleistet.
Dies wird mit einem Frequenzsteuerblock gewährleistet, der mit Vorteil
einen Phasenregelkreis, einen Frequenzregelkreis oder andere Frequenzsynthesizer einschließt.
Der
Frequenzsynthesizer umfaßt
bevorzugt Schleifenfilter oder andere Bauteile zur Frequenzregelung.
Die
Verkopplung der Frequenz des Resonators mit der Taktfrequenz des
Quantisierers kann auch mittels eines Oszillators mit negativer
Impedanz erzielt werden. Der Resonator mit abstimmbarer Frequenz
kann beispielsweise als spannungsgesteuerter Oszillator, VCO ausgeführt sein,
wie er üblicherweise
in Phasenregelkreisen, englisch Phase-Locked Loop, vorkommt. Da
mit einem solchen Frequenz- oder Phasenregelkreis auch die Erzeugung des
Taktsignals für
den Quantisierer bewirkt wird, ist ein weiter verbessertes Matching
zwischen dem Resonator mit abstimmbarer Frequenz und dem Quantisierer
erzielt. Derartige VCO mit hoher Güte können in CMOS, BICMOS oder bipolarer
Schaltungstechnik problemlos hergestellt werden.
Alternativ
kann der Resonator mit abstimmbarer Frequenz auch als sogenannter
BAW-Resonator, Bulk Acoustic Wafe Resonator, ausgeführt sein. Derartige
BAW-Resonatoren können
in Silizium-Technik mit einer Güte
im Bereich von mehreren Tausend problemlos hergestellt werden. BAW-Resonatoren
können
beispielsweise in sogenannter Multi-Die-Montage hergestellt werden.
Auch bei dieser Alternative kann eine besonders gute Anpassung der Frequenz
des Integrators und der Taktfrequenz des Quantisierers erzielt werden.
In
einer weiteren Alternative kann der Resonator mit abstimmbarer Frequenz
auch als keramischer Resonator ausgeführt sein.
Alle
beschriebenen, mit abstimmbarer Frequenz ausgeführten Resonatoren können entweder auf
einem Chip integriert werden oder als separates Bauteil ausgeführt sein.
Aufgrund der Ausführung
mit abstimmbarer Frequenz, die auf die Taktrate des Quantisierers
bezogen ist, treten keinerlei Probleme mit Fehlanpassungen oder
Fertigungsstreuungen auf.
Um
dem BAW-Resonator oder den keramischen Resonator abstimmbar auszuführen, kann
beispielsweise eine Varaktordiode zugeschaltet werden. Der Varaktor
kann beispielsweise als parallel zum eigentlichen Resonator geschaltete,
abstimmbare Varaktordiode ausgeführt
sein.
Der
Sigma-Delta-Wandler oder Sigma-Delta-Modulator kann einstufig und
mehrstufig aufgebaut sein. Der mehrstufige SD-Wandler umfaßt bevorzugt in jeder Stufe
einen Resonator mit abstimmbarer Frequenz, der jeweils von dem Frequenzsynthesizer
gesteuert wird. Die Resonatoren haben dabei bevorzugt gleichen Aufbau.
Zwischen
den Frequenzsteuerblock und einem Abstimmeingang des abstimmbaren
Resonators kann ein Digital-Analog-Wandler geschaltet sein. Dadurch
wird es möglich,
den Offset-Wert des jeweiligen Abstimmsignals unabhängig von
anderen Resonatoren oder Bauteilen einzustellen.
Ein
weiterer, mit abstimmbarer Frequenz ausgeführter Resonator, der bevorzugt
den gleichen Aufbau wie der oder die übrigen abstimmbaren Resonatoren
hat, kann mit Vorteil in dem als Regelkreis ausgeführten Frequenzsynthesizer
vorgesehen sein. Die als Integrator arbeitenden Resonatoren mit
abstimmbarer Frequenz werden dabei lediglich gesteuert betrieben.
Weitere
Einzelheiten und vorteilhafte Ausgestaltungen des vorgeschlagenen
Prinzips ergeben sich aus den abhängigen Patentansprüchen.
Die
Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand von
Zeichnungen näher
erläutert.
Es
zeigen:
1 ein erstes Ausführungsbeispiel
eines zeitkontinuierlichen Sigma-Delta-Modulators gemäß dem vorgeschlagenen
Prinzip,
2 eine Weiterbildung des
Ausführungsbeispiels
von 1 mit unabhängig einstellbarer
Offsetspannung zur Ansteuerung der Resonatoren mit abstimmbarer
Frequenz und
3 ein drittes Ausführungsbeispiel
eines erfindungsgemäßen Sigma-Delta-Wandlers
mit Ansteuerung der D/A-Wandler
mittels Steuer-Bus.
1 zeigt ein Ausführungsbeispiel
eines zeitkontinuierlich arbeitenden Sigma-Delta-Modulators, der
auch als Sigma-Delta-Wandler
bezeichnet wird. Dieser ist beispielhaft als Modulator zweiter Ordnung
ausgeführt.
Ein Vorwärtspfad
umfaßt
eine Serienschaltung eines ersten Verstärkers 1 mit einer Steilheit
gm von dem reziproken Wert der Impedanz Z0, und eines weiteren Verstärkers 2,
der ebenfalls die Steilheit gm von dem reziproken
Impedanzwert Z0 hat. Dem zweiten Verstärker 2 ist
ein Serienschalter 3 nachgeschaltet, der einen Takt-Steuereingang
hat, an dem eine Frequenz Fm angelegt wird,
die dem Kehrwert der Taktperiode T entspricht. Am Ausgang des Schalters 3 ist
ein begrenzender Verstärker 4 angeschlossen,
dessen Ausgang den Ausgang des Vorwärtspfades des Sigma-Delta-Modulators
bildet. Schalter 3 und Limiterverstärker 4 bilden zusammen einen
Quantisierer, so daß am
Ausgang des Quantisierers 3, 4 ein zeit- und wertdiskretes
Signal vorliegt. Ein Rückführungspfad 5, 6 verbindet
den Ausgang des Quantisierers 3, 4 mit dem Schaltungsknoten, der
den ersten und den zweiten Verstärker 1, 2 miteinander
koppelt. Der Rückführungspfad 5, 6 umfaßt ein Übertragungsglied,
welches in der z-Ebene die Übertragungsfunktion
z-1 hat und diesem nachgeschaltet eine Stromquellenschaltung 6,
die abhängig vom
Signal am Ausgang des Funktionsblocks 5 einen positiven
Strom Ir oder einen negativen Strom -Ir abgibt. Insgesamt hat der Rückführungspfad 5, 6 die Funktion
eines Digital-Analog-Wandlers.
Ausgangsseitig
an den Verstärkern 1, 2 ist
jeweils ein Resonator 7, 8 angeschlossen, der
jeweils in seiner Frequenz abstimmbar ist und die gleichen Aufbau
haben. Zur Abstimmung haben die Resonatoren 7, 8 jeweils
einen Frequenzsteuereingang. Die Resonatoren 7, 8 an
den Ausgängen
der Verstärker 1, 2 bilden
je einen Integrator. Zur Steuerung der Frequenz der Resonatoren 7, 8 ist
eine Phasenregelschleife 9 vorgesehen, die einen weiteren
Resonator 10 umfaßt,
dessen Ausgang mit dem Eingang eines Phasendetektors 11 verbunden
ist. Der Ausgang des Phasendetektors 11 ist über ein
Schleifenfilter 12 an den Frequenzsteuereingang des Resonators 10 geführt. Auch
die Frequenzsteuereingänge
der Resonatoren 7, 8 sind mit dem Ausgang des
Schleifenfilters 12 verbunden. Der Phasendetektor 11 hat
weitere Eingänge
zum Zuführen
eines Taktsignals mit einer Referenzfrequenz fref und
zum Zuführen
digitaler Infor mationen mittels eines Steuer-Busses CTRL-BUS. Zur
Ansteuerung des Serienschalters 3 im Quantisierer 3, 4 ist
der Ausgang des Resonators 10 weiterhin über zwei
Pufferverstärker 13, 14 mit dem
Takteingang des Schalters 3 verbunden. Der Verstärker 13 ist
dabei als Verstärker
mit negativer Impedanz -G0 ausgeführt, der
den Resonator 10 entdämpft.
Der dem Verstärker 13 nachgeschaltete
Verstärker 14 ist
als Pufferverstärker
ausgebildet.
Zur
weiteren Verbesserung der Funktionsfähigkeit des Sigma-Delta-Wandlers ist
ein noch weiterer Resonator 15 mit steuerbarer Frequenz
vorgesehen. Der Frequenzsteuereingang des Resonators 15 ist
wie die der anderen Resonatoren an den Ausgang des Schleifenfilters 12 angeschlossen.
Der Ausgang des Resonators mit steuerbarer Frequenz 15 ist
mit dem Eingang des ersten Verstärkers 1 und
damit mit dem Eingang des Sigma-Delta-Modulators
verbunden.
Durch
die Kopplung des Resonators 10 mit dem Entdämpfungsverstärker 13 ergibt
sich ein schwingungsfähiges
System. Der Ausgang des Entdämpfungsverstärkers 13 speist
sowohl über
den Pufferverstärker 14 den
Quantisierer 3, 4, als auch den Phasendetektor 11 des
Phasenregelkreises 9. Der Phasendetektorblock 11 umfaßt auch
weitere nicht dargestellte Funktionsblöcke wie Ladungspumpenschaltung,
Frequenzteiler et cetera. Über
den Steuer-Bus am Eingang des Phasendetektor-Blocks 11 werden
Frequenzteilerverhältnisse,
Ladungspumpenströme
etc. gesteuert. Die Referenzfrequenz für den Phasendetektor 11 wird
beispielsweise mit einem Quarz-Oszillator oder einer anderen externen Referenz
bereitgestellt. Über
das Schleifenfilter 12 wird ein Abstimm-Signal zu den Varaktoren 7, 8, 10, 15 geführt, die
im vorliegenden Beispiel als LC-Oszillatoren ausgeführt sind,
d. h. eine Induktivität
und eine Kapazität
als schwingfrequenzbestimmende Elemente umfassen. Die Resonatoren 7, 8 arbeiten beide
als Übertragungsleitungen
und bilden damit Integratoren. Die Resonatoren 7, 8 haben
praktisch die gleiche Resonanzfrequenz wie der Resonator 10,
der in Kombination mit dem Entdämpfungsverstärker 13 nahezu
auf der Mittenfrequenz schwingt. Eine geringfügige Verzögerung bedingt durch den Entdämpfungsverstärker 13 kann
eventuell in einigen wenigen Grad eines Phasenoffsets resultieren,
der wiederum in einigen Grad Frequenzoffset resultieren kann. Dadurch
wird jedoch die Gesamtfunktion der Schaltungsanordnung nicht wesentlich
beeinträchtigt.
Der
zusätzliche
Resonator 15 hat die Funktion eines zusätzlichen Anti-Aliasing-Filters
am Eingang des Sigma-Delta-Wandlers.
Zudem hat der Resonator 15 die Funktion eines sogenannten
Preselectors zur Frequenzvorwahl. Der Resonator 15 ist
für die
grundlegende Funktion des Wandlers nicht erforderlich, kann dessen
Leistungsfähigkeit
jedoch weiter verbessern und dient als Vorfilter.
Vorliegend
sind die Resonatoren 7, 8, 10, 15 alle
gleich aufgebaut als LC-Parallelschwingkreise. Diese sind mit abstimmbarer
Frequenz aufgeführt, wofür vorzugsweise
eine Varaktordiode als abstimmbares Bauteil im LC-Schwingkreis vorgesehen
ist. Alternativ können
die Resonatoren 7, 8, 10, 15 jedoch auch
als keramische Resonatoren mit einem parallelgeschalteten Abstimm-Varaktor
ausgebildet sein.
Die
Resonatoren 7, 8, 10, 15 sind
vorliegend als integriertes Bauteil ausgeführt. Dadurch ergibt sich bei
Verwendung eines herkömmlichen
Siliziumprozesses eine Güte
im Bereich von größer 10.
Alternativ können
die Varaktoren auch als diskrete Bauteile oder mit diskreten Bauteilen
ausgebildet sein, womit eine Güte
größer 15 erzielt
werden kann.
Wenn
diskrete Bauteile verwendet werden, die einen passiven integrierten
Varaktor und eine passiven integrierte Induktivität in Silizium
umfassen, kann auch eine Güte
größer 20 erzielt
werden. Dabei kann der Resonator beispielsweise über Bonddrähte, in Flipchip-Montage oder
anderen Technologien mit dem Hauptschaltkreis verbunden werden.
Weiter
alternativ können
die Resonatoren 7, 8, 10, 15 auch
als sogenannte FBAR-Resonatoren, Film Bulk Acoustic Resonator, ausgeführt sein,
basierend auf einem Silizium-Fertigungsverfahren,
jeweils parallel zu einem Varaktor geschaltet. Keramische Resonatoren
oder FBAR-Resonatoren, die mit einer Varaktordiode parallel geschaltet
sind, führen zu
einem höheren
Gütefaktor
als der parallele LC-Oszillator, der LC-Oszillator hat jedoch den
Vorteil eines größeren Abstimmbereiches.
Der
vorgeschlagene, zeitkontinuierlich arbeitende Sigma-Delta-Modulator arbeitet
mit hoher Güte und
ist in der Lage, analoge Signale mit geringer oder mit hoher Frequenz
zu digitalisieren. Bevorzugt kommt der vorgeschlagene Sigma-Delta-Wandler in Funkempfängern zum
Einsatz, die beispielsweise nach den Standards GSM, WLAN, Bluetooth
oder UMTS arbeiten. Der vorgeschlagene Sigma-Delta-Wandler hat einen
geringen Jitter und geringes Rauschen und kann mit Taktraten bis
in den Gigahertz-Bereich hinein arbeiten. Dadurch kann eine Digitalisierung
hochfrequenter Signale direkt an der Antenne eines Empfängers durchgeführt werden.
Selbstverständlich kann
anstelle der vorgeschlagenen Wandleranordnung zweiter Ordnung auch
ein Wandler mit geringerer oder höherer Ordnungszahl als in 1 gezeigt gemäß dem vorgeschlagenen
Prinzip realisiert werden Die vorgeschlagene Lösung garantiert ein gutes Matching
der verwendeten Bauteile und Funktionsblöcke und ein synchronisiertes
Verhalten zwischen den Resonatoren und der Taktrate des Quantisierers.
Anstelle
des Phasenregelkreises 9 kann auch ein Frequenzregelkreis
FLL, englisch frequency locked loop, oder eine andere Frequenzsyntheseeinrichtung
verwendet werden.
2 zeigt eine Weiterbildung
der Sigma-Delta-Wandleranordnung
von 1. Beide Ausführungsbeispiele
gemäß 1 und 2 stimmen in den verwendeten Bauteilen,
deren Verschaltung miteinander und der resultierenden, vorteilhaften
Wirkungsweise weitgehend überein.
Insoweit wird die Beschreibung der Figur an dieser Stelle nicht
wiederholt.
Zusätzlich sind
bei der Wandleranordnung von 2 mehrere
Digital-Analog-Wandler 16, 17, 18 vorgesehen,
welche jeweils zwischen den Ausgang des Schleifenfilters 12 und
die Abstimmeingänge
der Resonatoren 15, 7, 8 geschaltet sind.
Mit den zusätzlichen
Analog-Digital-Konvertern 16, 17, 18 ist es
mit Vorteil möglich,
die Offsetspannung des Abstimmsignals der Resonatoren 7, 8, 15 unabhängig voneinander
und von der Steuerspannung einzustellen.
3 zeigt eine beispielhafte,
alternative Ausführungsform
der Sigma-Delta-Wandleranordnung von 1,
bei der jedem der vier Resonatoren 7, 8, 10, 15 ein
Digital-Analog-Wandler 17, 18, 19 vorgeschaltet
ist, dessen Eingang wiederum mit dem Ausgang eines Steuerblocks 20 gekoppelt
ist. Der Steuerblock 20 hat mehrere Eingänge, unter
anderem zum Zuführen
eines Steuer-Busses. Der Steuerblock 20 ersetzt die Phasenregelschleife 9 von 1. Die Frequenz des Resonators 10 wird
damit lediglich gesteuert, nicht geregelt. Mit Vorteil weist der
Steuerblock 20 eine Tabelle auf, die die Zuordnung von
Abstimmspannung des Resonators 10 zu der resultierenden
Frequenz kennt und die gegebenenfalls auch kalibriert werden kann.
Mit
Vorteil können
bei der Schaltung von 3 alle
Abstimmspannungen aller Resonatoren mittels Analog-Digital-Wandler 16 bis 19 und
dem Steuer-Bus am Steuerblock 20 eingestellt werden, so daß eine Offset-Kontrolle
unabhängig
von der vom Steuerblock gelieferten Abstimmm-Spannung möglich ist.
Selbstverständlich liegt
es im Rahmen der Erfindung, das vorgeschlagene Prinzip auch auf
Sigma-Delta-Wandler mit anderem als dem gezeigten Aufbau zu übertragen.