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Die vorliegende Erfindung betrifft einen Phasenregelkreis.
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Ein Phasenregelkreis ist eine Schaltung, die ein Ausgangssignal erzeugt, das eine vorbestimmte Frequenz- und/oder Phasenbeziehung mit einem Referenzsignal aufweist. Ein typischer Phasenregelkreis ist in 1 gezeigt. Der Phasenregelkreis umfasst einen Oszillator 101 zum Erzeugen eines Signals fester Frequenz und einen Phasen-/Frequenzdetektor bzw. PFD 102 zum Vergleichen des Festfrequenzsignals (des Referenzsignals) mit einem von einer Rückkopplungsschleife 106 erzeugten Rückkopplungssignal. Der PFD ist mit einer Ladungspumpe 103 verbunden. Der PFD gibt ein Signal an die Ladungspumpe aus, das die Phasen- und/oder Frequenzdifferenz zwischen dem Rückkopplungssignal und dem Referenzsignal repräsentiert. Die Ladungspumpe speist in Abhängigkeit vom Signal, das sie vom PFD empfängt, einen Strom in ein Schleifenfilter 104 ein. Diese Stromeinspeisung nimmt typischerweise die Form entweder eines von Stromquellen 108 bzw. 109 erzeugten ”Aufwärts”- oder ”Abwärts”-Stroms an, so dass der Strom entweder in das Schleifenfilter oder aus diesem heraus fließt. Anders ausgedrückt, wirken der PFD und die Ladungspumpe zusammen, um in Abhängigkeit davon, ob die Referenzsignalphase dem Rückkopplungssignal voraus- oder hinterhereilt, entweder positive oder negative Ladungs-”Impulse” auszugeben. Das Schleifenfilter filtert diese Ladungsimpulse, um ein Steuersignal für einen Signalgenerator 105 zu erzeugen.
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Der Signalgenerator ist typischerweise ein spannungsgesteuerter Oszillator bzw. VCO, der durch Abstimmen der Spannung an seinen Steuereingängen gesteuert wird. Das Schleifenfilter ist typischerweise ausgelegt, die Stromimpulse, die es von der Ladungspumpe empfängt, zu integrieren, um die zum Steuern des VCO notwendige Abstimmspannung zu erzeugen. Falls das Rückkopplungssignal dem Referenzsignal nacheilt, ist es notwendig, den VCO zu beschleunigen. Falls umgekehrt das Rückkopplungssignal dem Referenzsignal vorauseilt, ist es notwendig, den VCO zu verlangsamen. Die Frequenz des vom Phasenregelkreis ausgegebenen Signals kann durch Variieren der Frequenz des Referenzsignals geändert werden. Oft wird das Referenzsignal von einem sehr stabilen Oszillator erzeugt, dessen Frequenz nicht variiert werden kann. Deshalb ist es nützlich, einen Teiler in die Rückkopplungsschleife aufzunehmen, so dass die Ausgangsfrequenz des Phasenregelkreises variiert werden kann, ohne die Frequenz des Referenzsignals ändern zu müssen. In 1 ist dieser Rückkopplungsteiler bei 107 gezeigt. Falls das Teilungsverhältnis eine Konstante N ist, erzwingt die Schleife, dass das Ausgangssignal exakt N mal die Referenzsignalfrequenz beträgt. Das Teilungsverhältnis N kann in ganzzahligen Schritten geändert werden, um die Frequenz des Signalgenerators zu ändern.
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Eine Beschränkung bei dieser Art von Phasenregelkreis besteht darin, dass die Ausgangsfrequenz nicht in kleineren Schritten als die Referenzfrequenz (FREF) variiert werden kann. Der Grund dafür besteht darin, dass N nur ganzzahlige Werte aufweisen kann, so dass die kleinste Änderung der Ausgangsfrequenz, die vorgenommen werden kann, 1 × FREF ist. Deshalb wird es für feine Frequenzauflösung bevorzugt, über eine kleine Referenzfrequenz zu verfügen. Aufgrund von Fehlanpassungen in der Ladungspumpe des Phasenregelkreises und anderen Faktoren wie dem nicht idealen Verhalten von PFD, tendiert die Ladungspumpe jedoch dazu, kleine Ladungsimpulse auszugeben, die bewirken, dass im Ausgangssignal des VCO Seitenbänder erscheinen, auch wenn der Phasenregelkreis eingerastet ist.
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Ein anderes Problem bei dieser Art von Phasenregelkreis ist der Effekt des Ziehens an dem VCO. Komponenten, die mit dem Phasenregelkreis verbunden sind, wie etwa ein Leistungsverstärker, können den unerwünschten Effekt des Ziehens der Frequenz des VCO von der gewünschten Ausgangsfrequenz weg verursachen. Dies kann zu Verzerrungen und Verschlechterung der Ausgabe des Phasenregelkreises führen.
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Dieser VCO-Zieheffekt kann unter Verwendung vieler verschiedener Verfahren gemindert werden. Bei einem viel verwendeten Verfahren kann das VCO-Ziehen durch Verwendung eines fraktionalen VCO und eines Ausgangsmischers gemindert werden. Dies führt jedoch zur Anwesenheit unerwünschter Störsignale aufgrund des Mischers. Die Entfernung dieser Störsignale erfordert mehrere LC-Bandpassfilter, was zu einer Zunahme der erforderlichen Schaltungsfläche und des Stromverbrauchs führt. Bei Anwendungen wie Direktumsetzungs-Sendern (wobei die VCO-Frequenz der Ausgangsfrequenz gleich oder ein Vielfaches davon sein kann), können die Effekte des Ziehens sehr hoch sein und es erfordert somit sogar noch mehr Schaltungsfläche und größeren Stromverbrauch.
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Eine andere Technik zum Mindern des VCO-Ziehens ist die Verwendung eines Offset-VCO in einem Doppelschleifen-Phasenregelkreis. Diese Technik erfordert jedoch komplizierte Schaltkreise und größeren Stromverbrauch. Ferner können Störungen zwischen den Schleifen dazu führen, dass der PLL falsch auf eine Frequenz einrastet.
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Es wird deshalb ein verbesserter Phasenregelkreis benötigt, bei dem kein VCO-Ziehen auftritt.
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Gemäß einem ersten Aspekt der Offenbarung wird ein Phasenregelkreis zum Erzeugen eines Ausgangssignals bereitgestellt, umfassend: einen Signalgenerator, der ausgelegt ist, eine Ausgabe zu erzeugen; eine Vergleichseinheit, die ausgelegt ist, die Ausgabe mit einem Referenzsignal zu vergleichen, um so ein digitales Signal bereitzustellen; ein Schleifenfilter, das ausgelegt ist, ein Steuersignal zum Steuern des Signalgenerators in Abhängigkeit vom digitalen Signal zu erzeugen, wobei das Schleifenfilter umfasst: einen Proportional-Pfad mit einem digitalen Filter, das ausgelegt ist, eine erste Komponente des Steuersignals zum Steuern der Phase der vom Signalgenerator erzeugten Ausgabe zu erzeugen; und einen Analog-Integral-Pfad, der ausgelegt ist, eine zweite Komponente des Steuersignals zum Steuern der Frequenz der vom Signalgenerator erzeugten Ausgabe zu erzeugen.
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Geeigneterweise umfasst das digitale Filter ein Finite-Impuls-Response-Filter.
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Geeigneterweise umfasst der Integral-Pfad eine Ladungspumpe und einen Integrierer.
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Geeigneterweise umfasst der Integrierer einen Kondensator.
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Geeigneterweise umfasst die Vergleichseinheit einen Binärphasendetektor.
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Geeigneterweise ist die Vergleichseinheit ausgelegt, die Ausgabe mit einer Rate abzutasten, wobei die Frequenz der Ausgabe von der Rate abhängig ist. Geeigneterweise ist die Rate von einem Ratensteuersignal abhängig.
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Geeigneterweise ist die Frequenz des Referenzsignals größer als 1 GHz.
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Geeigneterweise umfasst der Signalgenerator einen Ringoszillator.
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Geeigneterweise ist das Ausgangssignal die Ausgabe des Signalgenerators.
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Geeigneterweise umfasst der Phasenregelkreis ferner einen Teiler, der ausgelegt ist, die Ausgabe aus dem Signalgenerator zu empfangen und frequenzzuteilen, wobei das Ausgangssignal die geteilte Ausgabe ist.
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Gemäß einem zweiten Aspekt der Offenbarung wird eine Schaltung bereitgestellt, umfassend: einen Phasenregelkreis wie oben beschrieben, und einen Verstärker, der eine Modulationsbandbreite aufweist, wobei die Bandbreite des Phasenregelkreises größer als die Modulationsbandbreite des Verstärkers ist.
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Gemäß einem dritten Aspekt der Offenbarung wird ein Verfahren zum Erzeugen eines Ausgangssignals bereitgestellt, umfassend: Erzeugen einer Ausgabe in einem Signalgenerator; Vergleichen der Ausgabe mit einem Referenzsignal, um so ein digitales Signal bereitzustellen; Erzeugen eines Steuersignals in einem Schleifenfilter zum Steuern des Signalgenerators in Abhängigkeit vom digitalen Signal, wobei das Schleifenfilter umfasst: einen Proportional-Pfad mit einem digitalen Filter zum Erzeugen einer ersten Komponente des Steuersignals zum Steuern der Phase der vom Signalgenerator erzeugten Ausgabe; und einen Analog-Integral-Pfad zum Erzeugen einer zweiten Komponente des Steuersignals zum Steuern der Frequenz der vom Signalgenerator erzeugten Ausgabe.
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Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung wird beispielhaft auf die folgenden Zeichnungen Bezug genommen. Es zeigen:
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1 einen typischen Phasenregelkreis;
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2 einen Phasenregelkreis mit einem Hybrid-Schleifenfilter;
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3 einen Teil eines Proportional-Pfads eines Hybrid-Schleifenfilters; und
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4 einen anderen Teil des Proportional-Pfads.
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Ein Phasenregelkreis bzw. PLL kann ausgelegt sein, eine hohe Bandbreite aufzuweisen. Durch Benutzung einer hohen Bandbreite kann der PLL Rauschen im VCO entfernen und folglich auch mögliche Zieheffekte von einem Verstärker (der bei bestimmten Anwendungen beispielsweise ein Hochleistungs-HF-Verstärker sein kann, der bis zu oder mehr als 1 Watt (30 dBm) HF-Leistung bereitstellen kann) oder einer beliebigen anderen Vorrichtung in Kommunikation mit dem PLL, die den VCO ziehen kann, mit einem definierten modulierten Signal großer Bandbreite mindern. Falls die Bandbreite des PLL größer als die Modulationsbandbreite des Verstärkers ist, können die Effekte des Ziehens vom Verstärker durch die große Bandbreite der PLL-Schleife entfernt werden. Ein PLL mit hoher Bandbreite hat aber das Problem vergrößerten Rauschens in den Komponenten vor dem VCO (d. h. in dem PFD, der Ladungspumpe, dem Schleifenfilter und dem Rückkopplungsteiler). Bei bestimmten Anwendungen kann dieses Rauschen bei PLL-Bandbreiten von mehr als 40 MHz auftreten.
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Um die Probleme des VCO-Ziehens zu lösen, wird somit ein PLL hoher Bandbreite mit einer Hybridstruktur implementiert.
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2 zeigt einen PLL hoher Bandbreite mit einem Hybrid-Schleifenfilter. Der PLL umfasst eine Vergleichseinheit 201, ein Hybrid-Schleifenfilter 202 und einen Signalgenerator 203. Die Vergleichseinheit 201 ist ausgelegt, mindestens zwei Signale zu empfangen, die Signale zu vergleichen und ein Ergebnis dieses Vergleiches auszugeben. Die Vergleichseinheit 201 ist ausgelegt, ein Referenzsignal Fin zu empfangen und seine Phase und/oder Frequenz mit der des vom Signalgenerator 203 ausgegebenen Signals (d. h. des Rückkopplungssignals) zu vergleichen.
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Die Vergleichseinheit 201 kann ein Binärphasendetektor bzw. BPD sein, der auch als Bang-Bang-Phasendetektor bekannt sein kann. Der BPD kann ausgelegt sein, abhängig vom Vorzeichen der Eingangsphasendifferenz ein hoch- oder niederpegeliges Ausgangssignal auszugeben. Ein solcher einfacher Phasendetektor erlaubt die Verwendung einer sehr hohen Referenzsignalfrequenz (zum Beispiel bis zu 1,2 GHz oder 2 GHz oder mehr). Der BPD kann ein grober Digital-Phasen-1-Bit-Umsetzer sein, der eine Schätzung des Eingangsphasenfehlers zwischen dem Referenzsignal und dem Rückkopplungssignal bereitstellen kann. Das von der Vergleichseinheit ausgegebene Signal kann ein digitales Signal sein, das die Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal und dem vom Signalgenerator ausgegebenen Signal angibt. Der BPD kann ein D-Flipflop sein.
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Das von der Vergleichseinheit 201 ausgegebene digitale Signal kann dem Hybrid-Schleifenfilter 202 zugeführt werden. Das Hybrid-Schleifenfilter 202 kann ausgelegt sein, den Signalgenerator 203 durch Ausgeben eines Steuersignals zum Steuern des Signalgenerators 203 in Abhängigkeit vom digitalen Signal zu steuern. Das vom Hybrid-Schleifenfilter 202 gebildete Steuersignal kann zwei Komponenten aufweisen: eine Proportional-Komponente zum Steuern der Phase der vom Signalgenerator erzeugten Ausgabe und eine Integral-Komponente zum Steuern der Frequenz der vom Signalgenerator erzeugten Ausgabe.
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Das Hybrid-Schleifenfilter 202 kann einen Pfad zum Erzeugen jeder der zwei Komponenten des Steuersignals umfassen. Der Proportional-Pfad kann ein digitales Filter 204 umfassen, um so die Phase des vom Signalgenerator ausgegebenen Signals auf digitale Weise zu steuern. Das digitale Filter 204 kann ein Finite-Impulse-Response- bzw. FIR-Filter umfassen. 3 zeigt ein Beispiel für den Proportional-Pfad. Die Ausgabe des Bang-Bang-Phasendetektors 301 kann dem FIR-Filter 304 zugeführt werden. Das FIR-Filter 304 kann eine Reihe von N Registern umfassen. Die Ausgabe (P<N>) der N Register kann bereitgestellt werden, um eine Reihe von N Schaltern in den in 4 gezeigten kapazitiven Teiler 401 zu schalten. Der kapazitive Teiler kann einen Teil des Eingangs eines VCO bilden. Der kapazitive Teiler kann die Realisierung von Kapazitätsänderungen im Bereich von attoFarad im VCO erlauben. Diese Änderung der Kapazität kann die Frequenz des VCO (F = 1/(2π√(LC))) für einen festen Zeitraum ändern, um eine Variation der Phase des vom VCO ausgegebenen Signals zu produzieren. Hierdurch kann der Proportional-Pfad die Phase des vom VCO ausgegebenen Signals steuern.
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Der Integral-Pfad kann analog sein und steuert die Frequenz des vom Signalgenerator ausgegebenen Signals. Der Integral-Pfad kann eine Ladungspumpe und einen Integrierer 205 umfassen. Die Ladungspumpe kann einen Strom bereitstellen, der die Ladung eines variablen Kondensators ansteuert, der die vom VCO ausgegebene Frequenz steuert. Der Integrierer kann ein Kondensator zum Integrieren des Eingangssignals sein. Der Proportional- und der Integral-Pfad können im Hybrid-Schleifenfilter 202 entkoppelt sein, so dass jeder Pfad eine Übertragungsfunktion aufweist, die das Empfangssignal mit seiner jeweiligen Komponente des Steuersignals, die vom anderen Pfad unabhängig ist, in Beziehung setzt.
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Durch Bereitstellen eines Hybrid-Schleifenfilters 202 mit einem analogen Integral-Pfad und einem digitalen Proportional-Pfad wird die Stabilität und Leistungsfähigkeit des PLL hoher Bandbreite erhöht. Der digitale Proportional-Pfad negiert das Rauschproblem, das PLL hoher Bandbreite (zum Beispiel Bandbreiten von mehr als 40 MHz) zugeordnet ist. Da dieser Pfad nicht analog, sondern digital ist, liegt kein elektrisches Rauschen vor. Aufgrund des Hybrid-Schleifenfilters 202 führt der PLL somit in seinem Betriebsband keinerlei zusätzliches Rauschen (d. h. zusätzlich zum Rauschen des Referenzsignals Fin) ein.
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2 zeigt einen PLL mit einem Hybrid-Schleifenfilter 202, das entkoppelte Integral- und Proportional-Pfade umfasst. Der Proportional-Pfad ist bei 206 gezeigt und der Integral-Pfad ist bei 207 gezeigt. Jeder der Pfade ist ausgelegt, eine jeweilige Komponente des Steuersignals für den Signalgenerator 203 in Abhängigkeit von einem eingegebenen digitalen Signal zu erzeugen, das eine Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal Fin und dem vom Signalgenerator 203 ausgegebenen Signal angibt.
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Die Entkopplung des Integral- und Proportional-Pfads bedeutet, dass das Hybrid-Schleifenfilter 202 flexibler als bereits existierende PLL ist, weil beide Pfade unabhängig optimiert werden können, um seine jeweilige Funktion auszuführen, ohne sich auf den andere Pfad auszuwirken. Deshalb sind beim Wählen von Komponentenwerten weniger oder keine Kompromisse erforderlich.
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Der Signalgenerator 203 kann ein VCO oder ein digital gesteuerter Oszillator bzw. DCO oder ein beliebiger anderer geeigneter Oszillator sein. Der Signalgenerator 203 kann ein Ringoszillator-VCO sein oder einen solchen umfassen. Im Vergleich zu anderen Oszillatoren, insbesondere Oszillatoren auf IC-Resonatorbasis, ist der Ringoszillator kompakt und kann höhere Frequenzen mit geringerem Stromverbrauch bereitstellen. Ferner kann ein Ringoszillator-VCO Quadraturausgaben bereitstellen, was in bestimmten Anwendungen nützlich ist. Aufgrund der Verringerung des vom PLL der vorliegenden Erfindung erzeugten Rauschens können die Phasenrauschanforderungen für den Ringoszillator-VCO gelockert werden, wodurch beim Entwerfen eines drahtlosen Senders/Empfängers größere Flexibilität bei der Auswahl von Komponentenwerten möglich wird.
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Im Vergleich mit einem traditionellen PLL von 1 muss der vorliegend beanspruchte PLL keinen Rückkopplungsteiler im Rückkopplungspfad erfordern. Die Vergleichseinheit 201 kann ausgelegt sein, das vom Signalgenerator 203 ausgegebene Signal mit einer bestimmten Rate abzutasten, um so die Frequenz des vom Signalgenerator 203 ausgegebenen Signals einzustellen. Anders ausgedrückt, kann die Frequenz des vom Signalgenerator 203 erzeugten Signals von der Rate abhängig sein, mit der die Vergleichseinheit 201 das vom Signalgenerator 203 erzeugte Signal abtastet. Bei einer Implementierung kann ein BPD eine Sub-Abtastungs-Ganzzahl-Fähigkeit aufweisen. Die Sub-Abtastungsrate des BPD kann durch ein dem BPD zugeführtes Ratensteuersignal eingestellt werden. Somit kann die Frequenz des vom Signalgenerator ausgegebenen Signals vom Ratensteuersignal abhängig sein, das dem BPD zugeführt wird. Indem keine Verwendung eines Rückkopplungsteilers gefordert wird, wie bei bereits existierenden PLL, wurde eine zusätzliche Rauschquelle durch den vorliegend beanspruchten PLL entfernt. Ferner führt dies auch zu einer Verringerung der erforderlichen Schaltungsfläche und des Stromverbrauchs.
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Die minimale Frequenz des Referenzsignals Fin kann aus dem Gardner-Stabilitätskriterium festgesetzt werden. Die Bandbreite des PLL kann deshalb kleiner als 10-mal die Frequenz von Fin betragen. Zum Beispiel kann Fin größer als 1 GHz sein. Der Pegel von Phasenrauschen und Störsignalen für die Referenzfrequenz Fin kann durch die Anwendung des PLL bestimmt werden (zum Beispiel durch die Sender-/Empfängeranforderungen eines Drahtlosprotokollstandards bestimmt werden). Das Referenzsignal kann von einem Oszillator bereitgestellt werden, zum Beispiel einen MEMS-Oszillator, oder den Ausgang eines anderen PLL.
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Durch Benutzung eines BPD wird das Problem des Totzonenrauschens in PFD bereits existierender PLL entfernt. Dies vermeidet die Erzeugung von ganzzahligen Störsignalen und somit muss die Filterung solcher Störsignale beim Wählen der Bandbreite des PLL nicht in Betracht gezogen werden. Deshalb kann die Bandbreite bis auf die durch das Gardner-Stabilitätskriterium auferlegte Maximalgrenze vergrößert werden. Der hier beschriebene PLL erlaubt somit größere Bandbreite und ist flexibler, da er weniger Beschränkungen als bereits existierende PLL auferlegt.
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Die Ausgabe des Signalgenerators kann durch Frequenzteiler geteilt werden. Diese Teiler können abhängig von der vom PLL aufgrund seiner Anwendung geforderten Ausgangsfrequenz implementiert werden.
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Der PLL kann in einer Schaltung (z. B. einer Sender- oder Empfängerschaltung) benutzt werden, die eine Quelle umfasst, die die VCO-Zieheffekte verursacht. Zum Beispiel kann eine solche Quelle ein Leistungsverstärker bzw. PA sein, der eine Verbindung mit dem Ausgang des Signalgenerators 203 aufweist. Die Quelle kann eine beliebige andere Vorrichtung sein, die den VCO entweder drücken oder ziehen kann. Um die Effekte des Ziehens durch den PA zu verringern, kann die Bandbreite des PLL größer als die Modulationsbandbreite des PA sein. Wie bereits erwähnt wird durch Benutzung des hier beschriebenen PLL Rauschen, das einer Hochbandbreitenimplementierung zugeordnet ist, entfernt, und deshalb löst der hier beschriebene PLL das Problem des VCO-Ziehens.
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Der Anmelder offenbart hiermit isoliert jedes hier beschriebene einzelne Merkmal und jede Kombination von zwei oder mehr solchen Merkmalen, soweit wie solche Merkmale oder Kombinationen auf der Basis der vorliegenden Beschreibung als Ganzes im Hinblick auf das übliche Allgemeinwissen von Fachleuten ausgeführt werden können, gleichgültig, ob solche Merkmale oder Kombinationen von Merkmalen irgendwelche hier offenbarten Probleme lösen und ohne Beschränkung des Schutzumfangs der Ansprüche. Der Anmelder gibt an, dass Aspekte der vorliegenden Erfindung aus einem beliebigen solchen Merkmal oder einer beliebigen solchen Kombination von Merkmalen bestehen können. Angesichts der obigen Beschreibung ist Fachleuten ersichtlich, dass innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung verschiedene Modifikationen vorgenommen werden können.
