DE3906094A1 - Digitale phasen/frequenz-detektorschaltung - Google Patents
Digitale phasen/frequenz-detektorschaltungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft Schaltungsanordnungen zum Ver
gleichen der Phasen/Frequenz-Differenz zwischen zwei
digitalen Eingangssignalen und bezieht sich insbeson
dere auf ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum
Erweitern des linearen Phasenmodulationsbereiches eines
digitalen Phasen/Frequenz-Detektors in einer phasen
starren Schleife (phase locked loop bzw. PLL).
Schaltungsanordnungen zum Erfassen der Phasen- und
Frequenzdifferenz zwischen zwei digitalen Eingangs
signalen werden allgemein bei der Signalauswertung
eingesetzt und sind von besonderer Wichtigkeit bei der
digitalen Übertragungstechnik und bei der digitalen
Frequenzsynthese. Beispielsweise wird bei einer digita
len phasenstarren Schleife ein Eingangssignal zum Ver
gleichen mit einem Bezugs- bzw. Referenzsignal einem
Phasendetektor zugeführt. Ein von der momentanen
Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den Eingangssignalen
abhängiges Fehlersignal wird gefiltert und zur Steue
rung eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) be
nutzt. Der Ausgang des VCO, welcher den Ausgang der
phasenstarren Schleife bildet, wird dem Phasendetektor
als das Bezugssignal zugeführt und bewirkt, daß die
Phase/Frequenz des VCO mit der Phase/Frequenz des
Eingangssignals einrastet. Bei einigen Anwendungsfällen
werden phasenstarre Schleifen zur Signaldemodulation
benutzt. Hierzu wird auf Kapitel 9 in Gardner, Floyd
M., Phase Lock Techniques, 2. Auflage 1979, John Wiley
& Sons, verwiesen. Bei anderen Anwendungsfällen werden
phasenstarre Schleifen zur Signalmodulation benutzt
(Kapitel 9 in Gardner, wie oben) oder bei der Frequenz
synthese, wie in der US-PS 43 60 788 beschrieben.
In jedem Falle umfaßt ein herkömmlicher digitaler Pha
sen/Frequenz-Detektor ein Paar Flipflops oder anderer
bistabiler Schaltelemente, die untereinander und mit
einem Verknüpfungsglied in einer Rückkopplungsschaltung
verbunden sind. Die logischen Zustände der beiden Flip
flops werden sowohl durch die beiden digitalen Ein
gangssignale, deren Frequenz/Phasen-Differenz festge
stellt werden soll, und das Verknüpfungsglied der Rück
kopplungsschaltung bestimmt. Die Flipflops sind zu Be
ginn in rückgesetztem Zustand; dabei liegt an ihren
Datenanschlüssen eine logische "1" an, und ihre Takt
anschlüsse erhalten je eines der beiden digitalen Ein
gangssignale. Der Ausgang jedes Flipflops wird auf eine
logische "1" gesetzt, sobald ein positiver Übergang
seines Eingangssignals festgestellt wird. Hat somit das
dem ersten Flipflop zugeführte Eingangssignal den er
sten positiven Übergang, wird das erste Flipflop auf
eine logische "1" gesetzt, und danach wird bei einem
positiven Übergang seines Eingangssignals das zweite
Flipflop auf eine logische "1" gesetzt. Unmittelbar
nach dem Setzen des zweiten Flipflops werden jedoch
beide Flipflops durch das Verknüpfungsglied rückge
setzt, das auf die Ausgänge der zwei Flipflops an
spricht, und beide bleiben im rückgesetzten Zustand,
bis eines von ihnen an seinem Eingang wieder einen po
sitiven Signalübergang feststellt.
Die Ausgangssignale der zwei Flipflops sind somit
Rechteckwellen, deren Tastverhältnis der Phasen/Fre
quenz-Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen ent
spricht. Wenn das erste Signal gegenüber dem zweiten
Signal voreilt, erzeugt nur das erste Flipflop eine
Rechteckwelle, wobei das Tastverhältnis dem Betrag der
Phasen/Frequenz-Voreilung des ersten gegenüber dem
zweiten Eingangssignal entspricht. Eilt das zweite Ein
gangssignal vor, erzeugt nur das zweite Flipflop eine
Rechteckwelle, und in diesem Falle entspricht das Tast
verhältnis dem Betrag der Phasenvoreilung des zweiten
gegenüber dem ersten Eingangssignal. Die zwei Rechteck
wellen werden in einer Differenzschaltung kombiniert,
und das sich daraus ergebende Signal wird integriert,
um eine auf Null zentrierte Sägezahnspannung zu erhal
ten, die also bei Voreilung des ersten Eingangssignals
eine Polarität und bei Voreilung des zweiten Eingangs
signals die entgegengesetzte Polarität hat. Die Ampli
tude der Sägezahnspannung entspricht der Phasen/Fre
quenz-Differenz zwischen den zwei digitalen Eingangs
signalen, und die Periodendauer ist fest und beträgt
360°. Wenn die Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den
zwei Eingangssignalen monoton zunimmt, ist der Ausgang
des Detektors ein Sägezahn-Impulszug mit einer Anzahl
Sägezahnperioden, die der Anzahl der vollen Perioden
der Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den zwei digita
len Eingangssignalen entspricht.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren
und eine Schaltungsanordnung zum Erweitern des An
sprech- bzw. Arbeitsbereiches eines digitalen Phasen/
Frequenz-Detektors zu schaffen.
Diese Aufgabe ist mit einem Verfahren und einer Schal
tungsanordnung gelöst, die mit ihren jeweiligen Ausge
staltungen in den Ansprüchen gekennzeichnet sind.
Gemäß der Erfindung wird der Bereich des Ausgangssig
nales eines digitalen Phasen/Frequenz-Detektors um ein
Mehrfaches dessen, was bisher möglich war, vergrößert,
wenn die Phasen/Frequenz-Differenz zwischen dem Ein
gangs- und dem Referenzsignal größer als ein vorbe
stimmter Originalwert ist, indem die zusätzliche Pha
sen/Frequenz-Differenz mittels zusätzlicher Stufen zum
Detektorausgang hinzuaddiert wird. Es wird eine Schal
tungsanordnung benutzt, die auf den maximalen Bereich
des Detektors anspricht und ein Ausgangssignal abgibt,
das dem Detektorausgangssignal hinzuaddiert wird und
den ursprünglichen Bereich um ein Mehrfaches vergrö
ßert.
Im folgenden wird die Erfindung mit ihren Vorteilen und
ihren weiteren vorteilhaften Ausgestaltungen anhand ei
nes bevorzugten, schematisch dargestellten Ausführungs
beispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer herkömmlichen digi
talen phasenstarren Schleife des Typs, in den
der Phasen/Frequenz-Detektor gemäß der Erfin
dung einsetzbar ist,
Fig. 2 einen Schaltplan eines herkömmlichen digitalen
Phasen/Frequenz-Detektors, gegenüber dem die
Erfindung eine Verbesserung darstellt,
Fig. 3 Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise
des Detektors gemäß Fig. 2,
Fig. 4 die Ausgangskennlinie desselben Detektors,
Fig. 5 die angestrebte Kennlinie des erfindungsgemäß
verbesserten digitalen Phasen/Frequenz-Detek
tors, und
Fig. 6 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen De
tektors.
Der erfindungsgemäße Detektor ist so ausgelegt, daß
der lineare Phasenmodulationsbereich einer digitalen
phasenstarren Schleife des Typs, der in der US-PS
43 60 788 und der US-Patentanmeldung 6 29 555 beschrie
ben und in von der Anmelderin hergestellten Frequenz
synthetisatoren eingebaut ist, erweitert wird.
Die in Fig. 1 dargestellte herkömmliche phasenstarre
Schleife (PLL) 10 umfaßt einen Phasendetektor 12 des
Typs, auf den die Erfindung gerichtet ist, ein Filter
14 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 16,
die in einer Vorwärtsschleife zusammengeschaltet sind.
Der Phasendetektor 12 empfängt an einem Eingang ein
Eingangssignal F i und an einem zweiten Eingang ein Be
zugs- bzw. Referenzsignal F r und erzeugt ein Signal,
das der Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen den zwei
Eingangssignalen F i und F r entspricht. Das Detektorsig
nal wird vom Filter 14 gefiltert oder geglättet und dem
Steuereingang des VCO 16 zugeführt. Dessen Ausgang F o
wird über einen programmierbaren Frequenzteiler 18 als
das Referenzsignal F r zum Phasendetektor 12 rückge
führt. Wie im einzelnen in der US-PS 43 60 788 be
schrieben, wird das vom VCO 16 erzeugte Signal auf eine
Frequenz eingeregelt, die je nach Programmierung des
Frequenzteilers 18 eine Harmonische oder eine Subhar
monische des Eingangssignals F i ist, und auf eine Pha
senlage, die in einer bestimmten, von einer im Detektor
12 eingebauten Versatz-Vorspannung abhängigen Beziehung
zur Phasenlage des Eingangssignals steht.
Wenngleich eine phasenstarre Schleife, wie die in Fig.
1 dargestellte, eine besonders wichtige Anwendung des
Phasendetektors gemäß der Erfindung ist, bestehen zahl
reiche weitere Anwendungen auf den Gebieten der Signal
verarbeitung und der Signalmessung.
Das relativ niedrige Maximum des Mittelwertes des Aus
gangssignals vom herkömmlichen Phasen/Frequenz-Detek
tor, gegenüber dem die Erfindung eine Verbesserung dar
stellt, muß vollständig verstanden sein, damit die Be
deutung der Erfindung klar wird. Gemäß Fig. 2 hat ein
herkömmlicher Detektor ein Paar Flipflops 20, 22, die
zur besseren Erläuterung als Flipflops des D-Typs dar
gestellt sind. Bei einem Flipflop des D-Typs wird ein
am D-Anschluß anliegender logischer Pegel bzw. Schalt
wert beim Auftreten einer ansteigenden Taktimpuls-Flan
ke am Taktanschluß zum Ausgangsanschluß Q überstellt.
Jedes der Flipflops 20 und 22 hat ferner einen Aus
gangsanschluß Q′, der das logische Komplement zum Aus
gangsanschluß Q erzeugt, und einen Rücksetzanschluß R,
der in Abhängigkeit von einer logischen "0" bzw. einem
Signal mit dem Schaltwert 0 oder mit "niedrigem" Pegel
den Ausgangsanschluß Q auf eine logische "0" rücksetzt.
Zur besseren Erläuterung wird bei den Flipflops 20 und
22 angenommen, daß für sie die H-Zuordnung gilt, d.h.
daß einer logischen "1" eine "hohe" Spannung und einer
logischen "0" eine "niedrige" Spannung entspricht.
An die Q-Ausgänge der Flipflops 20 und 22 ist je ein
zugehöriger Eingang eines NAND-Gliedes 24 angeschlos
sen, das an seinem Ausgang mit den Rücksetzanschlüssen
R der zwei Flipflops 20 und 22 verbunden ist. Bei jedem
der Flipflops 20 und 22 führt der D-Eingang eine logi
sche "1", und an den beiden Taktanschlüssen liegt ein
erstes veränderbares Signal oder Eingangssignal V bzw.
ein zweites festes Signal oder Bezugssignal R an. Das
Eingangssignal V kann F i und das Eingangssignal R kann
dem Signal F r in Fig. 1 entsprechen; diese Zuordnung
ist aber nicht zwingend. Ferner, wenngleich beide Sig
nale V und R im allgemeinen digitale Signale oder
Rechteckwellen mit veränderbaren und verschiedenen Fre
quenzen und Phasen sind, kann das Signal R ein Bezugs
signal mit fester Frequenz und fester Phase sein.
Die Flipflops 20 und 22 sind mit ihrem Q-Ausgang 26
bzw. 28 je an ein bei Bedarf vorgesehenes Filter 30
bzw. 32 angeschlossen, Die Ausgangssignale U und L von
ihnen werden einer Summierschaltung 34 zugeführt, deren
Ausgang in einer Integrierschaltung 36 in üblicher Wei
se gemittelt oder geglättet wird. Bei Anwendung der De
tektorschaltung 12 in einer phasenstarren Schleife wird
die Ausgangssignalintegrierung von dem bei phasenstar
ren Schleifen üblichen Filter, z.B. 14 in Fig. 1, vor
genommen.
Grundsätzlich wird bei dem Detektor 12 der Q-Ausgang
jedes Flipflops 20 bzw. 22 auf logisch "1" gesetzt,
wenn an seinem Takteingang aufgrund des Eingangssignals
V bzw. R ein positiver Übergang auftritt. Wenn jedoch
beide Flipflops 20 und 22 gesetzt sind, gibt das NAND-
Glied 24 an seinem Ausgang einen niedrigen oder "0"-Pe
gel an den Rücksetzanschluß R beider Flipflops 20 und
22 ab, was bewirkt, daß beide Q-Ausgänge auf den
Schaltwert 0 rückgesetzt werden. Somit wird entweder
das Flipflop 20 oder das Flipflop 22 gesetzt, und zwar
abhängig davon, bei welchem der Eingangssignale V und R
ein positiver Übergang zuerst auftritt. Beide Flipflops
20 und 22 werden rückgesetzt, wenn bei dem zweiten der
beiden Eingangssignale V und R ein positiver Übergang
bzw. eine positive Flanke auftritt. Die beiden Flip
flops 20 und 22 erzeugen also Rechteckwellen mit Tast
verhältnissen, die der Phasen- und Frequenzdifferenz
zwischen den zwei Eingangssignalen V und R entsprechen.
Eilt das Eingangssignal V dem Eingangssignal R vor, do
miniert das Flipflop 20 und erzeugt eine Rechteckwelle,
Flipflop 22 hingegen nicht. Eilt das Eingangssignal R
vor, dominiert das Flipflop 22 und erzeugt eine Recht
eckwelle, Flipflop 20 hingegen nicht.
Die Arbeitsweise des Detektors 12 und die Art seiner
Beziehung zum erfindungsgemäß verbesserten Detektor
werden im einzelnen anhand Fig. 3, die übliche, im
Phasendetektor 12 erzeugte Wellenformen zeigt, und Fig.
4 erläutert, in welcher die Ausgangswellenform darge
stellt ist.
In Fig. 3(a) und 3(b) sind Eingangssignale V bzw. R
dargestellt, die den Taktanschlüssen des Flipflops 20
bzw. 22 zugeführt werden. Diese zwei Eingangssignale
haben verschiedene Frequenzen und können verschiedene
Tastverhältnisse haben, wenngleich Tastverhältnisse
nicht wichtig sind, weil jedes Flipflop 20 und 22 auf
die Vorderflanke anspricht. In Fig. 3(c) und 3(d) sind
die Wellenformen der Ausgangssignale auf den Leitungen
26 und 28 dargestellt.
Es sei angenommen, daß beide Flipflops 20 und 22 zu Be
ginn durch den ersten positiven Übergang 38′ des Ein
gangssignals V rückgesetzt werden, wodurch die Q-Aus
gänge beider Flipflops 20 und 22 den Schaltwert 0 füh
ren (s. bei 40′ und 42′ in Fig. 3(c) und 3(d)). Der
nächste positive Übergang 44′ des Eingangssignals R (s.
Fig. 3(b)) bewirkt, daß der Q-Ausgang des Flipflops 22
auf den Schaltwert 1 gesetzt wird (s. bei 46′ in Fig.
3(d)). Bei Auftreten des nächsten positiven Übergangs
48′ des Eingangssignals V (s. Fig. 3(a)) beginnt der
Q-Ausgang des Flipflops 20, sich auf den Schaltwert 1
zu setzen, und das NAND-Glied 24 spricht nahezu sofort
an und setzt beide Flipflops 20 und 22 zurück, wobei
der Q-Ausgang des Flipflops 22 auf den Schaltwert 0
rückgesetzt wird (s. bei 50′ in Fig. 3(d)).
Dieser Zyklus von Ereignissen wiederholt sich beim Auf
treten des positiven Übergangs 52′ des Eingangssignals
R und des positiven Übergangs 54′ des Eingangssignals,
und wird erneut wiederholt bei Auftreten der positiven
Übergänge 56′ und 58′ der Eingangssignale R und V. Wäh
rend dieser Zeitspanne erzeugt das Flipflop 22 wegen
seiner "Dominanz" eine Rechteckwelle mit einem Tastver
hältnis, das mit abnehmender Phasen/Frequenz-Differenz
zwischen den zwei Eingangssignalen R und V kleiner
wird; der Ausgang des anderen Flipflops 20 bleibt auf
dem Schaltwert 0.
Nach Auftreten des positiven Übergangs 60′ des Ein
gangssignals V ist jedoch die dem Taktanschluß des
Flipflops 20 zugeführte Impulsfrequenz so, daß zwei Im
pulse mit positivem Übergang vorhanden sind, nämlich
einer mit dem positiven Übergang bei 58′ und der näch
ste Impuls mit dem positiven Übergang 60′, bevor im
Eingangssignal R der nächste Impuls mit einem positiven
Übergang 62′ auftritt. Die Wirkung des zweiten aufein
anderfolgenden Impulses bei 60′ besteht darin, den Aus
gang des Flipflops 20 nunmehr auf den Schaltwert 1 zu
setzen, weil beide Flipflops 20 und 22 zuvor vor dem
positiven Impulsübergang 60′ rückgesetzt wurden. Danach
wird durch den positiven Übergang 62′ des Eingangssig
nals R der Q-Ausgang des Flipflops 20 rückgesetzt, und
die Sequenz setzt sich fort mit freigegebenem Flipflop
20 und gesperrtem Flipflop 22 (s. Fig. 3(c) und 3(d)).
Die Sequenz läuft schließlich erneut ab, wenn sich die
Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen den Eingangssig
nalen V und R ändert, wobei eines der Flipflops 20 und
22 ständig freigegeben ist und eine Rechteckwelle mit
einem Tastverhältnis, das der Phasen/Frequenz-Differenz
entspricht, erzeugt, und das andere Flipflop gesperrt
ist. Welches der zwei Flipflops 20 und 22 in einem be
stimmten Zeitpunkt freigegeben ist, hängt davon ab,
welches der Eingangssignale V und R voreilt.
Wie schon erwähnt, sind die Ausgangsleitungen 26 und 28
der Flipflops 20 und 22 über bei Bedarf vorgesehene
Tiefpaßfilter 30 und 32 zu einer Differenzschaltung 34
geführt, deren Ausgang durch eine Integrierschaltung 36
gemittelt bzw. geglättet wird.
Das von der Integrierschaltung 36 geglättete Differenz
signal ist eine Sägezahnspannung (s. Fig. 3(e)), die
durch Null geht, wenn, wie für den in Fig. 3(a) bis
3(d) dargestellten Bereich gezeigt, die "Dominanz" zwi
schen den Flipflops 20 und 22 wechselt, und die sich
mit der Dauer einer vollständigen Phase/Frequenz-Perio
de (2π) (s. Fig. 4) wiederholt. Wenn sich zwei Ein
gangssignale V und R in einer positiven oder negativen
Einzelperiode befinden, in der sie miteinander synchro
nisiert oder verrastet sind, befindet sich die Detek
torkennung im sogenannten aktiven Bereich (s. Fig. 4).
Liegen die zwei Eingangssignale V und R außerhalb des
aktiven Bereiches, erzeugt der Phasendetektor 12 ein
Sägezahnsignal mit einem maximalen Mittelwert (gestri
chelte Linien in Fig. 4), dessen Größe dem halben Spit
zenwert des Sägezahns entspricht und dessen Polarität
davon abhängt, welches der beiden Signale voreilt.
Fig. 5 zeigt den angestrebten typischen Verlauf des
Ausgangs beim erfindungsgemäßen digitalen Phasen/Fre
quenz-Detektor im Gegensatz zu dem in Fig. 4 darge
stellten Ausgang eines herkömmlichen Detektors. In Fig.
5 ist der Strompegel Null durch die Nullachse 100 defi
niert. Es sei ein bipolarer Ausgang angenommen. Der
Punkt 102 auf der Nullachse stellt den willkürlich ge
wählten Startpunkt dar, bei dem das Eingangssignal V in
der Phase mit dem Bezugssignal R übereinstimmt. Vom
Punkt 102 nach rechts gehend eilt das Eingangssignals V
dem Bezugssignal R vor, umgekehrt, nach links gehend,
eilt das Eingangssignal V dem Bezugssignal R nach.
Mit zunehmender Phasendifferenz zwischen dem Eingangs
signal V und dem Bezugssignal R nimmt der Strom ent
sprechend der Steigung 104 zu und erreicht den normalen
Ausgangspegel 106. An der Stelle 2π des normalen Aus
gangspegels 106 gibt es eine weiter unten näher be
schriebene leichte Unregelmäßigkeit; danach nimmt der
Strom bis zur Stelle 4π auf den Ausgangswert 108 zu,
der ungefähr das Doppelte des normalen Ausgangspegels
106 beträgt. Der Vorgang wiederholt sich nach jeweils
2π, 4π, 6π usw. Mit größer werdender Phasendifferenz
über das Maximum N hinaus ergibt sich eine Unstetig
keit, welche bedeutet, daß der Strom vom Spitzenaus
gangspegel 120 auf den Ausgangspegel 122 abfällt. Mit
weiterer Zunahme der Phasendifferenz beginnt der Strom,
erneut in Richtung auf den Spitzenausgangspegel 120 zu
zunehmen. Dies wiederholt sich unbegrenzt alle 2π.
Im ähnlichen Fall, wenn das Eingangssignal V dem Refe
renzsignal R nacheilt, arbeitet der digitale Phasen/
Frequenz-Detektor insoweit in derselben Weise, als der
Strom in negativer Richtung 188 zunimmt, bis der nega
tive Spitzenausgangspegel 110 erreicht ist, an dem mit
zunehmender Phasendifferenz eine Unstetigkeit entsteht,
die bedeutet, daß der Strom wieder auf den Nullpegel
112 absinkt.
Es besteht die Tendenz, daß auf dem Nullpegel 112 und
in jedem Punkt, der einem Mehrfachen von 2π entspricht,
Unstetigkeiten entstehen. Eine Schaltungsanordnung zur
Beseitigung der Unstetigkeiten und Milderung der Unre
gelmäßigkeiten bzw. Störungen wird weiter unten be
schrieben.
Weil die elektronischen Bauelemente im Detektor nicht
in idealer Weise arbeiten, sind jene Störungen, die
beim normalen Ausgangspegel 106 und beim Nullpegel 100
auftreten, zu betrachten. Um ein ständiges Arbeiten
an einem dieser beiden Punkte zu vermeiden, ist es
wünschenswert, den Arbeitspunkt des Detektors von die
sen Punkten wegzurücken. Bei der bevorzugten Ausfüh
rungsform ist dieser Arbeitspunkt 114 so gewählt, daß
er in der Mitte zwischen dem Nullausgangspegel 100
und dem Pegel 106, also etwa in der Mitte zwischen
dem positiven und dem negativen Spitzenwert liegt.
Mit dem bei der bevorzugten Ausführungsform gewähl
ten Arbeitspunkt erhält man sowohl bei voreilender
als auch bei nacheilender Phasenlage jeweils den größt
möglichen Arbeitsbereich des Phasen/Frequenz-Detektors
für die Systemphasenmodulation. Ein weiterer Vorteil
besteht darin, daß durch Festlegung des Arbeitspunktes
möglichst weit weg von den Unstetigkeiten und Störun
gen, in diesem Falle in die Mitte zwischen ihnen, die
prozentuale Verzerrung im Verhältnis zu einer ziem
lich großen Phasenabweichung klein wird.
Bei der in Fig. 6 dargestellten erfindungsgemäßen Aus
führungsform sind die Flipflops 20 und 22 durch einen
herkömmlichen Vorwärts/Rückwärtszähler 204, eine Ko
inzidenzschaltung 206, eine Schiebeschaltung 208, eine
Auffüllschaltung 210 und obere und untere Endschaltun
gen 212, 232 ersetzt. Diese Schaltungen sind anhand
der nachstehenden Beschreibung ihrer Arbeitsweise durch
den Fachmann in mannigfacher Weise realisierbar. Dabei
werden die Ströme mittels des Vorwärts/Rückwärtszäh
lers 204 programmiert, in einem Digital-Analog-Umset
zer 220 erzeugt und in einem Operationsverstärker 222
gefiltert.
Zusätzliche Teilerschaltungen NV 200 und NR 202, die
ein Teilerverhältnis von maximal 1:1 haben, erhöhen
die Flexibilität bei der Wahl der richtigen Frequen
zen der Phasendetektor-Signale V 250 und R 252. Die
Teilerschaltungen 200 und 202 werden auch zur Ermitt
lung von Koinzidenz und zum Festhalten des Vorwärts/-
Rückwärtszählers 204 entweder auf dem größten oder
auf dem kleinsten Zählstand benutzt.
Der Zähler 204 arbeitet bei Koinzidenz der ihn vorwärts
und rückwärts verstellenden Signale V 250 bzw. R 252
nicht eindeutig. Wenn sich die Signale V und R der
Koinzidenz nähern, verhindert daher die Schiebeschal
tung 208 Koinzidenz-Schwierigkeiten und die Auffüll
schaltung 210 hält durch die Verschiebung verursachte
Störungen so klein wie möglich.
Der Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 220 wird im
nachgeschalteten Operationsverstärker 222 integriert
und gefiltert.
Unter Bezugnahme auf Fig. 5 und 6 wird die Arbeitswei
se des erfindungsgemäßen Detektors 12′ anhand des in
Fig. 5 dargestellten Ausgangssignales erläutert. Eilt
die Frequenz V 250 der Frequenz R 252 um weniger als
2π vor, arbeitet der Detektor 12′ im wesentlichen
in derselben Weise wie der herkömmliche Detektor 12.
Der Vorwärts/Rückwärtszähler 204 wechselt zwischen
den Zählständen n und n+1 und hat das gleiche Tastver
hältnis wie der herkömmliche Detektor 12. Die folgende
Beschreibung konzentriert sich auf den Bereich, in
dem sich die Phasendifferenz 2π oder Mehrfachen von
2π nähert.
Bei Annäherung der Phasendifferenz an 2π, entspre
chend dem Punkt 106 in Fig. 5, nähert sich das Tast
verhältnis des (n, n+1)-Ausgangszyklus des Zählers 204
dem Wert 100%. Dabei wird die Koinzidenzschaltung 206
gesetzt und zeigt so eine bevorstehende Koinzidenz
an. Das Setzen der Koinzidenzschaltung veranlaßt die
Schiebeschaltung 208, das Signal V von der Koinzidenz
weg zu verschieben, und die Auffüllschaltung 210, die
Zeitverschiebung mit einem Impuls auszufüllen. Wenn
die Phasendifferenz den Wert 2π durchläuft und wei
ter ansteigt, wird die Koinzidenzschaltung 206 rückge
setzt und schaltet die Schiebeschaltung 208 auf die
ursprüngliche Zeit zurück und beseitigt den von der
Auffüllschaltung 210 erzeugten Impuls und löst gleich
zeitig die Weiterschaltung des Zählers 204 um 1 in
einen (n+1, n+2)-Zyklus aus, in dem er dann mit nunmehr
kleinem Tastverhältnis weiterarbeitet. Dieser Arbeitsab
lauf setzt sich nunmehr normal fort bis zu einem gro
ßen Tastverhältnis von n+1, n+2, dem in Fig. 5 der
Punkt 108 entspricht. Der Koinzidenz-Prozeß wiederholt
sich so lange, bis der Zählstand n+x, n+x+1 das Maxi
mum N des Zählers 204 erreicht.
Bei Annäherung des Zählers 204 an das Maximum verhin
dert die obere Endschaltung 212, daß der Zähler 204
im Kreis durchläuft bzw. umschlägt und auf Null zurück
geht; sie hält den Zähler auf dem maximalen Zählstand
minus eins und läßt ihn zwischen N-1 und N bei einem
veränderbaren Tastverhältnis hin- und herwechseln,
was eine Sägezahn-Wellenform erzeugt (s. Fig. 5, Punkte
120, 122, 118).
Für die vorstehende Beschreibung war der Ausgangspunkt
ein Wert oberhalb eines willkürlich gewählten Phasen
nullpunktes (Punkt 100 in Fig. 5), bei einem Zähl
stand n, n+1, mit einem Ablauf in zunehmender Richtung
bei gegenüber R voreilendem V. Es läßt sich ebenso
gut zeigen, daß bei Annäherung der Phasendifferenz
an Null und des Tastverhältnisses an Null die Koinzi
denzschaltung 206, die Schiebeschaltung 208 und die
Auffüllschaltung 210 in analoger Weise arbeiten, der
art, daß aus der Koinzidenz sich ergebende Schwierig
keiten beseitigt und Störungen so klein wie möglich
gehalten werden. Bei einer Phasendifferenz kleiner
als Null schaltet der Zähler 204 dann zwischen den
Zählständen n-1 und n hin und her.
Eilt das Signal V dem Signal R um 2π oder um ein
Vielfaches von 2π nach, setzt sich das Koinzidenz
verhalten fort und verringert den Zählstand um eins
von n-1, n auf n-2, n-1. Dies wiederholt sich solange,
bis der Zähler 204 seinen niedrigsten Zählstand er
reicht hat, bei dem die untere Endschaltung 232 den
Zähler 204 daran hindert, auf den Maximalstand umzu
schlagen. Dadurch entsteht eine Sägezahn-Wellenform
(s. Fig. 5, Punkte 110 bis 142), die von der Frequenz
differenz V 250 minus R 252 abhängig ist.
Diese Sägezahn-Wellenformen setzen sich an jedem Ende
des Zählerzählstandes in der entsprechenden Richtung
fort, in positiver Richtung, wenn die Frequenz V größer
als R ist und der Zähler 204 den maximalen Zählstand
hat, in negativer Richtung, wenn die Frequenz V kleiner
als R ist und der Zähler 204 den kleinsten Zählstand
hat. Wenn sich jedoch die Frequenzrichtung an jedem
Endzählstand ändert, erfolgt die Umkehr mit weichem
bzw. glattem Übergang in eine Steigung. Dieser Vorgang
ist in Fig. 5 durch die Punkte 100, 120, 122, 110,
116, 142, 128 und 100 dargestellt. Die Frequenzänderung
tritt in den Punkten 118 und 128 gemäß Fig. 5 ein.
Die vorstehende Beschreibung betrifft nur die bevor
zugte Ausführungsform. Es besteht jedoch die Möglich
keit, weitere Flipflops in Kaskadenschaltung hinzu
zufügen, um durch Duplizieren der über dem Nullpegel
100 bestehenden Charakteristik in gleicher Weise in
der negativen Richtung eine Bereichserweiterung zu
erzielen. Eine weitere Vergrößerung des Bereichs läßt
sich erreichen, wenn durch ein dem vorstehend beschrie
benen Vorgehen ähnliches Vorgehen bei Bedarf zusätzli
che Stufen hinzugefügt werden.
Claims (3)
1. Digitale Phasen/Frequenz-Detektorschaltung zum Erfas
sen von Phasen- und Frequenzdifferenzen zwischen einem
Eingangs- und einem Bezugssignal,
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
Es ist eine Eingangseinrichtung zum Empfangen des Ein gangs (V) und des Bezugssignales (R) vorhanden;
eine Generatoreinrichtung erzeugt Rechteckwellen mit einem Tastverhältnis, das der Phasen- und Frequenz differenz zwischen dem Eingangs- (V) und dem Bezugs signal (R) entspricht;
eine Integriereinrichtung erzeugt durch Integrieren der Rechteckwellen Sägezahnsignale;
eine Addiereinrichtung addiert die Sägezahnsignale, wenn die Phasen- und Frequenzdifferenz einen vorbe stimmten Wert erreicht; und
eine Einrichtung spricht auf die Sägezahnwelle an und erzeugt einen für die Phasen- und Frequenzdifferenz repräsentativen Ausgang.
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
Es ist eine Eingangseinrichtung zum Empfangen des Ein gangs (V) und des Bezugssignales (R) vorhanden;
eine Generatoreinrichtung erzeugt Rechteckwellen mit einem Tastverhältnis, das der Phasen- und Frequenz differenz zwischen dem Eingangs- (V) und dem Bezugs signal (R) entspricht;
eine Integriereinrichtung erzeugt durch Integrieren der Rechteckwellen Sägezahnsignale;
eine Addiereinrichtung addiert die Sägezahnsignale, wenn die Phasen- und Frequenzdifferenz einen vorbe stimmten Wert erreicht; und
eine Einrichtung spricht auf die Sägezahnwelle an und erzeugt einen für die Phasen- und Frequenzdifferenz repräsentativen Ausgang.
2. Digitale Phasen/Frequenz-Detektorschaltung zum Erfas
sen von Phasen- und Frequenzdifferenzen zwischen einem
Eingangs- und einem Bezugssignal,
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
Die beiden Signale (V, R) verstellen einen Vorwärts/ Rückwärtszähler (204) zwischen zwei benachbarten Zähl zuständen entsprechend ihrer Phasendifferenz;
eine Koinzidenzschaltung (206) spricht auf Phasendif ferenzen an, die ein ganzzahliges Vielfaches von 2π betragen, und verändert bei jedem Ansprechen den Zähl stand des Vorwärts/Rückwärtszählers (204) um 1, wobei bei steigender Phasendifferenz eine Erhöhung und bei fallender Phasendifferenz eine Erniedrigung des Zähl standes erfolgt;
an den Ausgang des Vorwärts/Rückwärtszählers (204) ist ein Digital/Analog-Umsetzer (220) angeschlossen;
das aus einer Gleichkomponente und einer Rechteckwel lenkomponente bestehende Ausgangssignal des Digital/ Analog-Umsetzers (220) wird in einer Integrierstufe (222) in ein entsprechendes Gleichsignal umgeformt, welches das Ausgangssignal der Detektorschaltung ist.
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
Die beiden Signale (V, R) verstellen einen Vorwärts/ Rückwärtszähler (204) zwischen zwei benachbarten Zähl zuständen entsprechend ihrer Phasendifferenz;
eine Koinzidenzschaltung (206) spricht auf Phasendif ferenzen an, die ein ganzzahliges Vielfaches von 2π betragen, und verändert bei jedem Ansprechen den Zähl stand des Vorwärts/Rückwärtszählers (204) um 1, wobei bei steigender Phasendifferenz eine Erhöhung und bei fallender Phasendifferenz eine Erniedrigung des Zähl standes erfolgt;
an den Ausgang des Vorwärts/Rückwärtszählers (204) ist ein Digital/Analog-Umsetzer (220) angeschlossen;
das aus einer Gleichkomponente und einer Rechteckwel lenkomponente bestehende Ausgangssignal des Digital/ Analog-Umsetzers (220) wird in einer Integrierstufe (222) in ein entsprechendes Gleichsignal umgeformt, welches das Ausgangssignal der Detektorschaltung ist.
3. Digitale Phasen/Frequenz-Detektorschaltung nach An
spruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß dem Vorwärts/Rückwärtszähler (204) zwei Endschal
tungen (210; 212) zugeordnet sind, welche beim Errei
chen des vorletzten oberen Zählstandes die weitere
Erhöhung des Zählstandes durch die Koinzidenzschaltung
(206) und beim Erreichen des vorletzten unteren Zähl
standes die weitere Erniedrigung des Zählstandes durch
die Koinzidenzschaltung (206) verhindern.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publication Number | Publication Date |
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DE3906094A1 true DE3906094A1 (de) | 1989-09-14 |
DE3906094C2 DE3906094C2 (de) | 1994-07-14 |
Family
ID=22585696
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3906094A Expired - Fee Related DE3906094C2 (de) | 1988-03-01 | 1989-02-27 | Digitale Phasen/Frequenz-Detektorschaltung |
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Country | Link |
---|---|
US (1) | US4878231A (de) |
JP (1) | JPH01235877A (de) |
CN (1) | CN1013627B (de) |
DE (1) | DE3906094C2 (de) |
FR (1) | FR2628910B1 (de) |
GB (1) | GB2216356B (de) |
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- 1988-12-12 CN CN88108622.3A patent/CN1013627B/zh not_active Expired
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