DE60106070T2

DE60106070T2 - Verfahren zur Selbstkalibrierung einer Frequenz einer Modulatorschaltung, und dieses Verfahren anwendende Schaltung

Info

Publication number: DE60106070T2
Application number: DE60106070T
Authority: DE
Inventors: Gabriele Gandolfi; Vittorio Colonna; Andrea Baschirotto
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2001-12-27
Filing date: 2001-12-27
Publication date: 2005-10-13
Anticipated expiration: 2021-12-28
Also published as: US20030146862A1; DE60106070D1; EP1324497A1; EP1324497B1; US6822592B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Selbstkalibrierung einer Frequenz einer Modulatorschaltung und eine das Verfahren verwendende Schaltung, insbesondere aber nicht ausschließlich ein Verfahren zur Selbstkalibrierung einer Frequenz eines Zentralbandes einer Modulatorschaltung vom Bandpaß-Sigma-Delta-Typ.
Die Sigma-Delta-Modulatoren mit hohen Leistungseigenschaften werden bei einer Vielzahl von Anwendungen benutzt, wie z. B. in Audiokommunikationssystemen.
Insbesondere benötigen die Anwendungen eine Eigenschaft eines hohen dynamischen Bereiches, z. B. mittels einer digitalen Auflösung von zwölf Bit, eine genaue Zentralbandfrequenz mit einem Wert von 10 MHz, eine kleine physische Abmessung des Modulators und einen niedrigen Stromverbrauch.
Bandpaßmehrbitmodulatoren vom Sigma-Delta-Typ werden genau zum Erreichen der Leistung und der physischen Eigenschaften benutzt.
Indem Bezug genommen wird auf die 1, in der ein Basisschema eines Sigma-Delta-Modulators gezeigt ist, ist eine Schleifenschaltung 1 zu bemerken, die aus einem Additionsknoten 2, einem Vorwärtspfad 3 und einem Rückkehrpfad 4, auch Rückkopplungspfad genannt, zusammengesetzt ist.
Insbesondere ist es in solch einer 1 ersichtlich, daß der Vorwärtspfad 3 durch eine Reihenverbindung eines ersten Blockes 5 mit einem zweiten Block 6 realisiert ist, worin der erste Block 5 ein Filterblock und der zweite Block 6 ein Ana log/Digitalwandler-(ADC)Block ist. Der Kopplungspfad 4 ist statt dessen ein Digital/Analogwandler-(DAC)Block.
Die Art der Tätigkeit des Schaltungsschemas von 1 ist dem Fachmann gut bekannt und wird daher nicht gezeigt.
In dem Modulator 1 kann der Filterblock 5 bei der leichtesten Verwirklichung als Beispiel gemäß einem Integrationsfilterschema der ersten Ordnung hergestellt sein, wie in 2 gezeigt ist.
Tatsächlich ist in solch einer 2 ein detaillierter Filterblock 5 gemäß dem Integratorfilterschema gezeigt, das auch dem Fachmann gut bekannt ist.
Es kann aus solcher 2 bemerkt werden, daß der Filterblock 5 durch einen Block 7 zusammengesetzt ist, der in dem Rückkopplungspfad einen Verstärker 8 aufweist.
Insbesondere ist der Block 7 ein diskretes Filter mit einer Übertragungsfunktion H(z) der folgenden Beziehung: H(z) = a1·z–1/(1 – b1·z–1) (1)während der Verstärker 8 einen geeigneten Verstärkungswert aufweist, der für die Ausführungsform des Sigma-Delta-Modulators geeignet ist.
Indem nun auf 3 Bezug genommen wird, in der ein Ausgabespektrum von einem Modulator mit als einen Filterblock einem Filter der dritten Ordnung gezeigt ist, ist zu bemerken eine Abszissenachse, die die Frequenz anzeigt, die in MHz gegeben ist, und eine Ordinatenachse, die das Ausgaberauschspektrum anzeigt, das in dB angegeben ist, einen ersten Graphen 9, einen zweiten Graphen 10 und ein Beobachtungsband 12.
Der erste Graph 9 ist ein ideales Ausgabespektrum des Modulators dritter Ordnung in dem Fall eines Drängens an seinem Eingang des Impulsivtypes, der in dem Fall des Modulators ideale Eigenschaften aufweist.
Tatsächlich ist es innerhalb solch eines Bandes 12, zum Beispiel das Band von FM-Signalen, möglich, das Vorhandensein von drei Minimalpunkten 11 zu merken, die genau die drei Notch-Frequenzen darstellen, die durch jeden der drei diskreten Filter eingeführt sind, die in dem Vorwärtspfad der Schleife des Modulators enthalten sind.
Der zweite Graph 10 ist statt dessen ein reales Ausgabespektrum von dem gleichen Modulator dritter Ordnung in dem Fall des Drängens an seinem Eingang vom Impulsivtyp, wenn die Phasenfehler und die Verstärkungsfehler, die durch die Vorrichtungen oder die Prozeßausbreitungen eingeführt sind, eine Art von Verschiebung des idealen Ausgabespektrums 9 zu dem realen Ausgabespektrum 10 einführen.
Es ist gerade dieses Verschieben, das die größten Probleme des Zentrierens der Frequenz erzeugt.
Wie aus solch einer 3 abgeleitet werden kann, wenn die Integrationstätigkeit durchgeführt wird, wird auch eine Extraenergie 13 integriert, die über einem bestimmten Schwellenwertpegel 14 vorhanden ist.
Solch ein Pegel 14 ist der thermische Rauschpegel, der immer in dem Modulator vorhanden ist, und die Extraenergie 13 ist daher Teil der Energie, die unnötigerweise integriert wird, wodurch der dynamische Bereich verschlechtert wird.
Eine Struktur, wie sie hier zuvor beschrieben ist als Beispiel der 2, weist Probleme auf, die durch die Nichtidealität des Ingegratorfilters 7 verursacht sind, die tatsächlich Phasenfehler und Verstärkungsfehler einführen, die entsprechend durch den Koeffizienten b₁ und durch den Koeffizienten a₁ in der vorherigen Beziehung (1) angegeben sind, und Probleme der Verstärkung und des endlichen Verstärkungsbandproduktes des Verstärkers 8.
Verschiedene Lösungen sind zum Lösen solcher Probleme vorgeschlagen worden, unter ihnen gibt es Techniken, die auf dem Master-Slave-Konzept beruhen, bei dem es eine Duplikation der Schaltungsanordnung so gibt, daß die erste Schaltung in Funktion der Fehler der zweiten Schaltung kalibriert wird, und auf Kompensationsschaltungstechniken des Effektes endlicher Verstärkung, siehe auch US-Patent US 6,232,901 .
Keine Technik ist bis jetzt in der Lage gewesen, die zuvor aufgeführten Faktoren zu verhindern, daß sie eine Verschiebung der Zentralfrequenz des Modulators 1 verursachen oder eine Integration unerwünschter Energie. Daher gibt es immer noch das Problem des Zentrierens auf genaueste mögliche Weise der Zentralbandfrequenz ohne Verschlechterung des dynamischen Bereiches.
In Hinblick auf den beschriebenen Stand der Technik ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, den meisten Teil der Schaltungannordnung in die digitale Domäne so zu verschieben, daß die analogen Elemente auf ein Minimum verringert werden zum Einführen für die Korrektur der Verschiebungsfaktoren der Zentralfrequenz und der Integration einer unerwünschten Energie.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird solch eine Aufgabe gelöst durch ein Verfahren zur Selbstkalibrierung einer Frequenz eines Sigma-Delta-Modulators, wobei der Sigma-Delta-Modulator einen Vorwärtspfad und einen Rückkopplungspfad aufweist, der Vorwärtspfad durch eine Reihenschaltung einer Resonatorschaltung und eines Analog/Digitalwandler-ADC-Blockes realisiert ist, der Rückkopplungspfad durch einen Digital/Analogwandler-DAC-Block realisiert ist, wobei das Verfahren durch Aufweisen der folgenden Schritte gekennzeichnet ist: a) Anlegen eines Pulses in Eingang an die Resonatorschaltung; b) Messen der Oszillationsfrequenz des Ausgabesignales von der Resonatorschaltung als Reaktion auf den Puls, wenn der Rückkopplungspfad des Sigma-Delta-Modulators offen ist; c) Durchführen eines Vergleiches zwischen der Oszillationsfrequenz der Resonatorschaltung und einer zuvor bekannten Frequenz; d) Modifizieren auf eine proportionale Weise der Oszillationsfrequenz der Resonatorschaltung als Funktion des in dem vorherigen Schritt (c) durchgeführten Vergleiches.
Solche Aufgabe wird auch gelöst durch eine Schaltung zur Selbstkalibrierung einer Frequenz, mit einem Vorwärtspfad und einem Rückkopplungspfad, wobei der Vorwärtspfad durch eine Reihenschaltung einer Resonatorschaltung und eines Analog/Digitalwandler-ADC-Blockes realisiert ist, der Rückkopplungspfad durch eine Digital/Analogwandler-DAC-Block realisiert ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatorschaltung durch mindestens ein Integrationsfilter zusammengesetzt ist, das in seinem Rückkopplungspfad einen Verstärker variablen Gewinnes aufweist, wobei der variable Gewinn des Verstärkers in einer proportionalen Weise modifiziert ist als eine Funktion eines Vergleiches zwischen der Ausgangssignalfrequenz von der Resonatorschaltung aufgrund eines Pulses einer Reaktion, die an ih rem Eingang vorhanden ist, und einer zuvor bekannten Frequenz, wenn der Rückkopplungspfad offen ist.
Dank der vorliegenden Erfindung ist es möglich, ein Verfahren und eine Schaltung herzustellen, mit der eine exakte Messung der Frequenz innerhalb einer Beobachtungsperiode erhalten wird.
Die Merkmale und die Vorteile der Erfindung werden klar gemacht durch die folgende detaillierte Beschreibung einer Ausführungsform, die als nichtbegrenzendes Beispiel in den beigefügten Zeichnungen dargestellt ist, in denen:
1 ein Basisschema eines Sigma-Delta-Modulators gemäß dem Stand der Technik zeigt;
2 im einzelnen eine Vorrichtung der 1 zeigt;
3 ein Ausgabespektrum von einem Sigma-Delta-Modulator dritter Ordnung gemäß dem Stand der Technik zeigt;
4 eine Konfiguration eines Sigma-Delta-Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 ein Diagramm der Reaktion eines Pulses des in 4 gezeigten Sigma-Delta-Modulators zeigt;
6 ein Abschnitt des Diagrammes von 5 im einzelnen zeigt;
7 eine Schaltungsausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
In 4 ist eine Konfiguration 40 eines Sigma-Delta-Modulators der zweiten Ordnung gezeigt, worin es anzumerken ist, daß der Vorwärtspfad 15 mittels einer Reihenschaltung einer Resonatorschaltung 31 und eines Analog/Digitalwandler-ADC-Blockes 18 realisiert ist. Die Resonatorschaltung 31 ist durch einen ersten Block 16 dargestellt, der in Reihe mit einem zweiten Block 17 geschaltet ist, worin der erste 15 und der zweite 16 Block Filterblöcke sind, die als eine Übertragungsfunktion eine Funktion gleich zu der aufweisen, wie sie in der Beziehung (1) gezeigt ist, und genauer: H1(z) = a1·z–1/(1 – b1·z–1) (2) H2(z) = a2·z–1/(1 – b2·z–1) (3)
In der Rückkopplung mit den zwei Blöcken 16 und 17 gibt es einen Verstärker 21, der in seinem eigenen Verstärkungsgewinn „g" als Funktion von Parametern variabel ist, die später beschrieben werden.
Darauf folgend gibt es einen Analog/Digitalwandlerblock ADC 18, und in dem Rückkopplungspfad gibt es einen Digital/Analogwandlerblock DAC 19.
Es ist auch anzumerken, die Schleife auf dem Rückkopplungspfad ist offen, Punkt 23, und dieses ermöglicht es, daß die Oszillationsfrequenz des Resonatorblockes 31 ohne Rückkopplung aufgrund des DAC-Blockes 19 zu analysieren.
Tatsächlich durch Anlegen eines Pulses 20 an den Eingang IN des Additionsknotens 2, wenn der Rückkopplungspfad offen ist, reagiert die Reihenschaltung der zwei Filterblöcke 16 und 17 mit einem Ausgangssignal, das eine Form einer gedämpften Sinuswelle annimmt, wie in 5 und 6 gezeigt ist, die hier im folgenden beschrieben werden.
Tatsächlich wird zum Erzielen der Pulsreaktion der Blöcke 16 und 17 eine Zeta-Transformation benutzt, so daß ein Ausgabesignal mit einer Beziehung (für eine detaillierte mathematische Analyse siehe „Analog Mos Integrated Circuits for Signal Processing", ROUBIK GREGORIAN und GABOR C. TEMES, ed. WILEY) des folgenden Types erhalten wird: y(n·T) = K·a1·a2·kn·Ts·sin(2·n·π·f0·Ts)/[kT·sin(ω0·Ts)] (4)wobei k von dem Phasenfehler der zwei Blöcke 16 und 17 abhängt, während wo von dem Verstärkungskoeffizienten „g" des Verstärkers 21 abhängt, T_s die Abtastfrequenz ist und f₀ die Zentralbandfrequenz der zwei Filter H₁(z) und H₂(z) ist.
Die Frequenz f₀ ist die Zentralbandfrequenz des Sigma-Delta-Bandpaßmodulators 40, die zuvor bekannt ist.
Als Beispiel, der Verstärkungskoeffizient „g" wird mittels eines Kondensatorfeldes (nicht in 4 gezeigt) dargestellt, wobei jeder einzelne Kondensator in parallel zu dem Auftreten spezieller Bedingungen verbindbar und trennbar ist.
Auf diese Weise ist es möglich, einen variablen Wert des Verstärkungskoeffizienten „g" zu bilden, in dem genau eine diskrete Steuerung des Verstärkungswertes „g" durchgeführt wird.
Die Beziehung (4) zeigt, daß die gedämpfte Sinuswelle, die aufgrund der Verstärkung des Pulses 20 erzeugt ist, mit der Zentralbandfrequenz f₀ des Sigma-Delta-Bandpaßmodulators 40 korreliert ist.
Es ist diese Frequenz f₀, die so genau wie möglich um ihren Nominalwert beibehalten werden muß bei der Strafe einer dynamischen Verschlechterung, und daher erlaubt die vorliegende Erfindung das Messen und eventuelle Korrigieren der Frequenz f₀.
In 5 ist der Graph der Pulsreaktion 20 der Resonatorschaltung 31, die in 4 beschrieben ist, gezeigt, während in 6 ein detaillierter Abschnitt des Graphen von 5 gezeigt ist.
Insbesondere zeigt 5 eine Abszissenachse, die die Zahl der Proben zeigt, und eine Ordinatenachse, die die Breite der Proben zeigt.
Die 6 weist die gleichen Achsen auf, die die gleiche Größe zeigt mit der Eigenschaft des Vergrößerns eines Bereiches von Proben, insbesondere des Bereiches von Proben 1750 bis 1800.
Aus 5 und 6 ist es möglich abzuleiten, daß die Pulsreaktion des Vorwärtspfades 15 des Modulators 40 von 4 in einem Zustand der offenen Schleife gleich einer gedämpften Sinuswelle ist, deren Trend genau des Abflachens auf der Abszissenachse aufgrund einer Beobachtung unendlicher Zeit ist.
Zum Messen und eventuell Korrigieren der Zentralbandfrequenz f₀ muß zuerst die Rückkopplungsschleife geöffnet werden und ein Puls 20 in den Eingang IN eingegeben werden. Aufgrund dieser Eingabe sieht der Resonatorblock 31, der z. B. durch die geschalteten Kondensatorfilter H₁(z) und H₂(z) hergestellt ist, als Reaktion auf den Puls 20 eine gedämpfte Sinuswelle vor mit einer Formel wie die Beziehung (4). Darauf folgend muß die Oszillationsfrequenz der gedämpften Sinuswelle (4) gemessen werden, d. h. die Kreuzungen mit der Abszissenachse müssen in einer vorherbestimmten Periode oder einer Beobachtungsperiode (oder Zeit) gezählt werden. Schließlich muß als Funktion der gemessenen Oszillationsfrequenz oder ähnlich der Zahl der Kreuzungen der Abszissenachse der Wert „g" des Verstärkers 21, der in der Rückkopplung zu den Filtern H₁(z) und H₂(z) angeordnet ist, modifiziert werden, bis die Oszillationsfrequenz der gedämpften Sinuswelle die Zentralbandfrequenz f₀ erreicht.
Das so beschriebene Verfahren kann wiederholt werden, bis eine perfekte Konvergenz zwischen der Oszillationsfrequenz der Resonatorschaltung 31 und der Zentralbandfrequenz f₀ des Sigma-Delta-Bandpaßmodulators 40 gegeben ist.
Daher analysiert die vorliegende Erfindung die Oszillationsfrequenz und korrigiert die Differenz zwischen der gemessenen Oszillationsfrequenz und der Zentralbandfrequenz f₀ mittels der Korrektur des Verstärkungswertes „g" des Verstärkers 21.
Dieses ist möglich, da die Zahl der Kreuzungen der Abszissenachse der gedämpften Sinuswelle proportional zu der Zentralbandfrequenz f₀ ist.
Zum Messen der Kreuzungen der Abszissenachse in einer gegebenen Zeitperiode, d. h. zum Messen der Oszillationsfrequenz der gedämpften Sinuswelle, die durch die Beziehung (4) beschrieben ist, wird einer der Komparatoren (nicht in 4 gezeigt) benutzt, der innerhalb des ADC-Blockes 18 vorhanden ist.
Mit anderen Worten, die vorliegende Erfindung sieht eine Berechnung der Kreuzungen der Abszissenachse für die gedämpfte Sinuswelle mittels eines der Komparatoren vor, die in dem ADC-Block 18 vorhanden sind, darauf folgend sieht sie einen Vergleich zwischen der Zahl des Zählers mit einer Zahl vor, die zuvor bekannt ist, die die Zahl der Kreuzungen zeigt, die ge geben sein sollten, indem die Zentralbandfrequenz f₀ als Referenz in Betracht gezogen wird, und sobald der Vergleich durchgeführt ist, wird der Verstärkungswert „g" des Verstärkers 21 modifiziert durch Verbinden oder Trennen von Kondensatoren in parallel, so daß zu der idealen Zahl von Kreuzungen konvergiert wird, die die Zentralbandfrequenz f₀ darstellen.
Schließlich wird der Verstärkungswert „g" modifiziert durch Konvergieren der Zahl der Kreuzungen der gedämpften Sinuswelle zu einem gewünschten Schwellenwert, der durch die Zentralbandfrequenz f₀ dargestellt ist.
Die Zeitperiode, während der die Beobachtung der Kreuzungen der Abszissenachse durch die gedämpfte Sinuswelle durchgeführt wird, bestimmt die Genauigkeit des Zählens der Zahl der Kreuzungen. Tatsächlich, je länger die Zeitperiode ist, desto geringer ist die Meßungenauigkeit.
Als Beispiel, es sei angenommen, daß T_s die Abtastperiode ist, T₀ die Oszillationsperiode ist und T_w die Fenster- oder Zeitperiode der Beobachtung ist, dann ist die Zahl N der Kreuzungen für die Abszissenachse (die Kreuzung wird entweder mit positiver oder negativer Steigung gemacht): N = Tw/T0 (5)
Diese Zahl von N-Kreuzungen wird implementiert gemäß der vorliegenden Erfindung in einer digitalen Domäne, die eine bessere Effektivität in Bezug auf jene Systeme verursacht, die im Stand der Technik realisiert sind.
Es wird wieder Bezug genommen auf die Beziehung (5), die bis jetzt beschrieben wurde, es ist anzumerken, daß die Beobachtungszeit T_w teilweise von den strengsten der zwei Minimumzei ten abhängt, die sind: I°) Minimumzeit, die zum Erzielen der gewünschten Auflösung benötigt wird, das ist die Zahl der Kreuzungen oder Oszillationsfrequenz; II°) Minimumzeit, die zum Verringern des Fehlers der Zahl N in Bezug auf den gewünschten Schwellenwert von Kreuzungen benötigt wird.
Die Minimumzeit, die zum Erzielen der gewünschten Auflösung benötigt wird, ist aufgrund der inneren Natur des Meßtypes, und daher plagt diese Zeit jedes Erfassungssystem und daher auch ein System, das eine Schaltungsanordnung benutzt, die in der analogen Domäne arbeitet, während die zweite Minimumzeit, die zum Verringern des Fehlers der Zahl N in Bezug auf den gewünschten Schwellenwert der Kreuzungen benötigt ist, nur von der Natur der Abtastdaten abhängt, d. h. von der Struktur des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Für die Minimumzeit, die zum Erfassen der Oszillationsfrequenz notwendig ist, ist begrenzt durch die Genauigkeit, die anzuwenden ist, und durch die folgenden Beziehungen gegeben: f0 = 1/Tw (6) Tw = 1/Δf0 (7)
Dieses sagt, daß zum Lösen des Problemes der Konvergenz zu der Zentralbandfrequenz oder Notch f₀ mit einer Auflösungsfrequenz von Δf₀, die Meßfensterzeit gemäß der Beziehung (7) gegeben sein muß.
Wenn z. B. eine Auflösung von Δf₀ < 20 KHz gewünscht wird und die Kreuzungen der Abszissenachse mit positiver Steigung in Betracht gezogen werden, muß das Meßfenster größer oder gleich zu: Tw ≥ 1/Δf0 ≥ 50 μsec (8) und in Funktion der Beziehung (8) sein, wobei als Sigma-Delta-Modulator ein Modulator in Betracht gezogen wird, der die Eigenschaften eines Taktes oder einer Systemfrequenz von f_clock = 37,05 MHz, eine Zentralband- oder Notchfrequenz f₀ = 10,7 MHz und eine Auflösungsfrequenz von Δf₀ = KHz aufweist, es kann abgeleitet werden, daß die Zahl von Proben zum Erzielen der gewünschten Auflösung gleich sein muß: N = Tw·fclock = 50 μ·37,05 M = 1800 (9)
Für die Minimumzeit, die zum Verringern des Fehlers der Zahl N von Abtastungen in Bezug auf den gewünschten Schwellenwert von Kreuzungen ausgelegt ist, da das erfindungsgemäße System mit Abtastdaten arbeitet, wird die Arbeitszeit diskret gemacht, während das Beobachtungsfenster nicht so ist, und wenn daher die Zahl N von Kreuzungen der Abszissenachse abgeleitet wird, wird ein Fehler begangen, der innerhalb der gewünschten Auflösung zu enthalten ist.
Mit anderen Worten, es gibt eine innere Ungenauigkeit aufgrund des Abtastverfahrens, so daß es eine Differenz zwischen der Zahl N von Kreuzungen und der Abtastperiode T_s gibt.
Wenn daher z. B. eine Auflösungsfrequenz besser als Δf₀ = 20 KHz gewünscht wird, das ist eine Auflösung um die Zentralbandfrequenz f₀ gleich z. B. zu 0,2%, d. h. 20 KHz/10,7 MHz = 0,2%, wird der maximale erlaubte Fehler durch die folgende Beziehung abgeleitet: Nr = (Tw – Ts)/T0 (10)wobei N_r die reale Zahl von Kreuzungen für die Abszissenachse ist, T_w die Periode des Beobachtungsfensters ist, T_s die Abtastperiode ist und T₀ die inverse Zentralbandfrequenz oder die inverse Notchfrequenz f₀ ist.
Durch Kombinieren der Beziehung (5) mit der Beziehung (10) ist der maximale erlaubte Fehler genau: Err = (N – Nr)/N = Ts/Tw (11)
Wenn z. B. ein Sigma-Delta-Modulator wieder betrachtet wird, mit solchen Eigenschaften: Einen Takt oder eine Systemfrequenz f_clock = 37,05 MHz, einer Zentralband- oder Notchfrequenz f₀ = 10,7 MHz und einer Auflösungsfrequenz Δf₀ = 20 KHz, dann ein Fehler Err = 20 KHz/10,7 MHz = 0,2% von der Beziehung (11), in dem offensichtlich eine strengere Grenze gesetzt wird, als zum Beispiel 0,1%, die Zeitperiode des Fensters gleich sein muß zu: Tw ≥ Ts·0,1% ≥ 26 μ (12)
Indem die durch die Beziehung (12) auferlegte Begrenzung, das ist die Begrenzung, die durch das erfinderische Verfahren auferlegt ist, daß T_w größer oder gleich 26 μsec ist, mit der Beziehung (8), das ist die Begrenzung die durch ein Meßsystem auferlegt wird, bei dem die Beobachtungszeit T_w größer oder gleich 50 μsec sein muß, wird abgeleitet, daß die durch das Beobachtungsfenster auferlegte Begrenzung durch die Beziehung (8) erzwungen wird.
Eine mögliche Ausführungsform einer Schaltung 22, die zum Realisieren der vorliegenden Erfindung ausgelegt ist, ist in 7 gezeigt, in der eine geschaltete Kondensatorschaltung beschrieben ist.
Insbesondere ist die Schaltung 22 die elektrische Verwirklichung des Blockes 31 von 4.
Tatsächlich ist die Reihenschaltung der zwei Integratorfilter 16 und 17 und des Verstärkers 21 des variablen Gewinnes „g" anzumerken.
Insbesondere werden die Integratorfilter 16 und 17 durch Benutzen entsprechender invertierender Verstärker 24 und 25 mit Kondensatoren 26 und 27 als Rückkopplungsvorrichtungen realisiert, während der Verstärker 21 variabler Verstärkung in „g" mittels eines Kondensatorfeldes realisiert wird, deren Implementation für den Fachmann gut bekannt ist und daß als Funktion von Programmiersignalen ϕ₁ und ϕ₂ programmierbar ist, die zum EIN/AUS-Schalten entsprechender Schalter 28a, 28b und 29a und 29b als Arbeitszustand ausgelegt sind.
In der 7 sind andere Schaltelemente ebenfalls gezeigt wie ein Eingangskondensator 30 und ein Entkopplungskondensator 31 zwischen den zwei Integratorfiltern 16 und 17.
Die beiden Kondensatoren 30 und 31 sind als Funktion der Programmiersignale ϕ₁ und ϕ₂ programmierbar, die zum Schalten entsprechender Schalter ausgelegt sind.
Insbesondere programmieren die Signale ϕ₁ und ϕ₂ für den Eingangskondensator 30 die entsprechenden Schalter 28c, 28d und 29c und 29d, während sie für den Entkopplungskondensator 31 entsprechend die Schalter 28e, 28f und 29e und 29f programmieren.
Sobald mittels des erfinderischen Verfahrens die Zahl von Kreuzungen der Abszissenachse ausgewertet ist, sobald die Zahl mit dem Nominalwert verglichen ist, der zuvor bekannt ist, wird die schließliche Differenz zum Kalibrieren der Übertragungsfunktion der zwei Integratorfilter 16 und 17 benutzt.
Insbesondere ist die Steuerung realisiert, wie hier zuvor beschrieben wurde, mittels des Verstärkungswertes des „g" des Verstärkers 21.
Im wesentlichen wird eine Selbstkalibrierungs- oder eine automatische Abgleichtätigkeit der Resonatorschaltung 31 und daher des Modulators 40 als Funktion des Resultates des Vergleiches zwischen der Oszillationsfrequenz und der Zentralbandfrequenz f₀ realisiert.
Auf solche Weise ist es möglich, in proportionaler Weise den Wert der Oszillationsfrequenz als Funktion des Verstärkungswertes „g" gemäß der folgenden Beziehung zu ändern: f0 = fsμ(g·a1·a2 – b1 – b2)/–2·r (13)wobei f_s die Abtastfrequenz ist, a₁, b₁, a₂ und b₂ die Fehler sind, die durch die realen Integratorfilter 16 und 17 eingeführt werden, und „r" der Radius der Position der Pole in der „z"-Ebene ist.
Zum Beispiel wird mit den zuvor eingeführten numerischen Werten die Steuerung des Verstärkungswertes „g" diskret und insbesondere zum Erzielen einer Auflösungsfrequenz Δf₀ = 20 KHz muß jeder parallel schaltbare Kondensator einen Wert von 21 fF aufweisen, so daß sich die Oszillationsfrequenz um einen Schritt von 20 KHz ändert.
Indem zum Beispiel angenommen wird, daß die Zahl der Kreuzungen, die innerhalb des Beobachtungsfensters T_w berechnet ist, gleich der Zahl N₁ ist, und die Zahl der Kreuzungen, die zuvor bekannt ist, N₂ ist, und aufgrund des Vergleiches zwischen N₁ und N₂ gibt es eine positive Zahl, dann sieht die Kombination der Signale ϕ₁ und ϕ₂ für den Verstärker 21 vor, daß der Verstärkungsfaktor „g" mittels des Verbindens vieler Kondensato ren modifiziert wird, wie in dem Vergleich gezeigt ist, während wenn der Vergleich zwischen N₁ und N₂ eine negative Zahl erzeugt, dann sieht die Kombination der Signale ϕ₁ und ϕ₂ für den Verstärker 21 vor, daß der Verstärkungsfaktor „g" mittels der Trennung vieler Kondensatoren modifiziert wird, wie in dem Vergleich gezeigt ist.

Claims

Verfahren zur Selbstkalibrierung einer Frequenz eines Sigma-Delta-Modulators, wobei der Sigma-Delta-Modulator (40) einen Vorwärtspfad (15) und einen Rückkopplungspfad (19) aufweist, der Vorwärtspfad (15) durch eine Reihenschaltung einer Resonatorschaltung (31) und eines Analog/Digitalwandler-ADC-Blocks (18) realisiert ist, der Rückkopplungspfad (19) durch einen Digital/Analogwandler-DAC-Block (19) realisiert ist, wobei das Verfahren durch Aufweisen der folgenden Schritte gekennzeichnet ist: a) Anlegen eines Pulses (20) in Eingang (IN) an die Resonatorschaltung (31); b) Messen, wenn der Rückkopplungspfad (19) des Sigma-Delta-Modulators offen ist, der Oszillationsfrequenz des Ausgabesignals (4) von der Resonatorschaltung (31) als Reaktion auf den Puls (20); c) Durchführen eines Vergleichs zwischen der Oszillationsfrequenz der Resonatorschaltung (31) und einer zuvor bekannten Frequenz (f₀); d) Modifizieren auf eine proportionale Weise der Oszillationsfrequenz der Resonatorschaltung (31) als Funktion des in dem vorherigen Schritt (c) durchgeführten Vergleichs.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte (a)–(d) iteriert werden, bis die Oszillationsfrequenz der Resonatorschaltung (31) zu der zuvor bekannten Frequenz (f₀) konvergiert.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (b) mittels einer Zähltätigkeit der Kreuzungen der Abzissenachse des Ausgangssignals (4) von der Resonatorschaltung (31) in einer Zeitperiode (T_w) realisiert wird.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Zähltätigkeit mittels eines Komparators durchgeführt wird, der in dem Analog/Digitalwandler-ADC-Block (18) vorhanden ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (d) durch diskrete Modifikation eines Verstärkungsgewinnes ("g") der Resonatorschaltung (31) realisiert wird.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatorschaltung (31) durch mindestens ein Integrationsfilter (16, 17) realisiert wird, das in der Rückkopplung mindestens einen Verstärker (21) mit dem Verstärkungsgewinn ("g") aufweist.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsgewinn ("g") des mindestens einen Verstärkers (21) mittels einer Mehrzahl von Kondensatoren realisiert wird, die verbindbar sind als eine Funktion des in dem Schritt (c) des Anspruchs 1 durchgeführten Vergleichs mittels einer Mehrzahl von Steuersignalen (φ₁, φ₂), die zum Steuern entsprechender Schalter (28a, 28b, 29a, 29b) ausgelegt sind.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsgewinn ("g") des mindestens einen Verstärkers (21) mittels einer Mehrzahl von Kondensatoren realisiert wird, die parallel angeordnet sind, die trennbar sind als eine Funktion des in dem Schritt (c) von Anspruch 1 durchgeführten Vergleiches mittels einer Mehrzahl von Befehlssignalen (φ₁, φ₂), die zum Steuern entsprechender Schalter (28a, 28b, 29a, 29b) ausgelegt sind.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (d) durch die folgende Beziehung ausgeführt wird: f0 = fs·(g·a1·a2 – b1 – b2)/–2·rwobei "f_s" die Oszillationsfrequenz des Ausgangssignals (4) von der Resonatorschaltung (31) ist, "a₁, b₁, a₂" und "b₂" die Einführungsfehler durch das mindestens eine Integrationsfilter (16, 17) sind, "r" der Radius der Position der Pole in der "z"-Ebene ist und "g" der Verstärkungsgewinn ist.
Schaltung zur Selbstkalibrierung einer Frequenz mit einem Vorwärtspfad (15) und einem Rückkopplungspfad (19), wobei der Vorwärtspfad (15) durch die Reihenschaltung einer Resonatorschaltung (31) und eines Analog/Digitalwandler-ADC-Blocks (18) realisiert ist, der Rückkopplungspfad (19) durch einen Digital/Analogwandler-DAC-Block (19) realisiert ist, die Resonatorschaltung (31) durch mindestens ein Integrationsfilter (16, 17) zusammengesetzt ist, das in seinem Rückkopplungspfad einen Verstärker (31) variablen Gewinnes ("g") aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der variable Gewinn ("g") des Verstärkers (21) in einer proportionalen Weise modifiziert ist als eine Funktion eines Vergleichs, der durchgeführt wird, wenn der Rückkopplungspfad (19) offen ist, zwischen der Ausgangssignalfrequenz von der Resonatorschaltung (31) aufgrund eines Pulses (21) einer Reaktion, der an ihrem Eingang (IN) vorhanden ist und einer zuvor bekannten Frequenz (f₀).
Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das mindestens eine Integrationsfilter (16, 17) durch mindestens einen invertierenden Verstärker (24, 25) realisiert ist, der in seiner Rückkopplung einen Kondensator (26, 27) eines vorher fixierten Wertes und den variablen Gewinn ("g") des mindestens einen Verstärkers (21) aufweist, wobei der mindestens eine invertierende Verstärker (24, 25) einen positiven Eingangsanschluß, der mit Masse verbunden ist, und einen negativen Eingangsanschluß, der mit einem Eingangskondensator (30) verbunden ist, aufweist, der Eingangskondensator (30) durch eine Mehrzahl von Steuersignalen (φ₁, φ₂) gesteuert wird, die zum Steuern entsprechender Schalter (28c, 28d, 29c, 29d) ausgelegt sind.
Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsgewinn ("g") des mindestens einen Verstärkers (21) mittels einer Mehrzahl von Kondensatoren realisiert ist, die parallel angeordnet sind, die als Funktion des in dem Schritt (c) des Anspruchs 1 durchgeführten Vergleichs mittels einer Mehrzahl von Steuersignalen (φ₁, φ₂) verbindbar sind, die zum Steuern entsprechender Schalter (28a, 28b, 29a, 29b) ausgelegt sind.
Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsgewinn ("g") des mindestens einen Verstärkers (21) realisiert ist mittels einer Mehrzahl von Kondensatoren, die parallel angeordnet sind, die als eine Funktion des in dem Schritt (c) des Anspruchs 1 durchgeführten Vergleichs mittels einer Mehrzahl von Befehlssignalen (φ₁, φ₂) trennbar sind, die zum Steuern entsprechender Schalter (28a, 28b, 29a, 29b) ausgelegt sind.