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STAND DER
TECHNIK
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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein das Messen von Schaltungseigenschaften
von Filtern, und im Besonderen betrifft sie integrierte Prüfmethoden
zum Messen der Grenzfrequenz von Tiefpassfiltern.
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Beschreibung
des Stands der Technik
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Tiefpassfilter
werden in zahlreichen Anwendungen eingesetzt, bei denen Außerbandkomponenten
eines Signals oder Rauschen unterdrückt bzw. abgewiesen werden
müssen.
In vielen Fällen
werden sie in integrierten Schaltungen (IS) mit Mischsignal implementiert;
wobei derartige IS umfassend in der Telekommunikationsbranche zur
Impulsmusterbildung eingesetzt werden. Zum Beispiel umfasst der Sender
in kennzeichnenden HDSL-Transceivern einen Sigma-Delta-Digital-Analog-Modulator,
gefolgt von einem großen
Schalter-Kondensator-Noise-Shaping-Filter. In vielen Fällen muss die Bandbreite des Filters
gemessen werden, so dass sie mit den Vorlagenspezifikationen übereinstimmen.
Dies macht das Messen der Grenzfrequenz des Filters erforderlich.
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Es
ist bekannt, dass das Prüfen
von Mischsignal-IS eine schwierige und zeitaufwändige Aufgabe darstellt. Bei
einem herkömmlichen
Test, der häufig zum
Prüfen
der Grenzfrequenz von Filtern in gemischten IS-Bausteinen eingesetzt
wird, wird ein Multitonsignal eingesetzt, mit einem Ton auf der Grenzfrequenz
und anderen Tönen
auf jeder Seite der Grenzfrequenz. Während dem Prüfvorgang
wird das Ausgangssignal des Bausteins digitalisiert, und es wird
eine Datenverarbeitung ausgeführt,
um die Verstärkungen
bei jedem Ton zu extrahieren. In vielen Fällen ist die Filterbandbreite
derartiger IS programmierbare, so dass eine Einhaltung verschiedener
Standards gewährleistet
wird. Wenn somit das vorstehend genannte herkömmliche Prüfverfahren eingesetzt wird,
so muss für
jede Bandbreiteneinstellung ein separater Test vorgenommen werden,
was lange Produktionsprüfzeiten
und hohe Kosten zur Folge hat. Darüber hinaus setzen herkömmliche Prüfmethoden
häufig
die Verbindung der zu prüfenden
Schaltung (CUT als englische Abkürzung
von Circuit Under Test) mit einer komplexen und teueren automatisierten
Mischsignal-Prüfeinrichtung
voraus.
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Die
japanischen Patentzusammenfassungen PATENT ABSTRACTS OF JAPAN, Band
1999, Nr. 12, 29. Oktober 1999 (1999-10-29) und
JP 11 177379 A , 2. Juli
1999 (19999-07-02) und
US
6 366 161 B1 , 2. April 2002 (2002-04-02) offenbaren eine
Technik zum Messen und Einstellen der Grenzfrequenz einer aktiven
Filterschaltung unter Verwendung von einer auf dem Chip integrierten
Schaltkreisanordnung. Eine herkömmliche
aktive Filterschaltung, die sich aus einstellbaren Widerständen und/oder
Kondensatoren und einem Operationsverstärker zusammensetzt, wird in
einem Halbleitersubstrat gebildet. Die Schaltkreisanordnung weist
ferner mehrere Schaltelemente auf, die auf eine Art und Weise zwischen
den Filterschaltungselementen verbunden sind, die eine Konfiguration
der Schaltkreisanordnung als zwei alternative Schaltungen (jeweils
eine gleichzeitig) ermöglicht:
als ein Tiefpassfilter oder ein Wien-Bridge-Oszillator. Die Schaltungselemente
weisen ferner einen Zähler
und einen Decodierer auf, die in Reihe mit dem Ausgang des Operationsverstärkers gekoppelt
sind. Zum Einstellen bzw. Festlegen der Grenzfrequenz wird die Schaltung
in der Wien-Bridge-Oszillator-Konfiguration durch Einstellen der
Schalter an entsprechenden Positionen konfiguriert. Die Oszillationsfrequenz
des Wien-Bridge-Oszillators entspricht der Grenzfrequenz des Tiefpassfilters,
wenn die gleichen Schaltungselemente über Schalter neu konfiguriert
werden, so dass der Tiefpassfilter gebildet wird. Die Oszillationsfrequenz
wird mit dem Zähler
gemessen, der einen Zählwert
erzeugt, der in den Decodierer gespeist wird. Der Decodierer vergleicht
den ermittelten Wert mit in einer Verweistabelle gespeicherten Werten
und stellt einen oder mehrere regelbare Widerstände und/oder Kondensatoren
so ein, dass diese ihre Werte verändern. Dies wiederum verändert die
Oszillationsfrequenz. Das Verfahren wird wiederholt, bis die Oszillationsfrequenz
die Frequenzanforderungen des Designs erfüllt. An diesem Punkt werden
die Schalter so eingestellt, dass die Schaltung neu konfiguriert
wird, so dass sie als Tiefpassfilter fungiert.
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Die
vorstehende Technik weist einige signifikante Beschränkungen
auf. Erstens müssen
die Schaltungselemente so konfiguriert werden, dass sie eine Bildung
eines aktiven Filters und eines Wien-Bridge-Oszillators über die
verschiedenen Schalter ermöglichen.
Dies beschränkt
die Komplexität
der aktiven Filterschaltung und somit die Filtereigenschaften. Zweitens
weist die Schaltkreisanordnung mehrere analoge Schalter auf, welche
die Schaltungskomplexität
erhöhen
und die Filterleistung schwächen
können.
Drittens sind die Widerstands- und/oder Kondensatorelemente regelbar
bzw. einstellbar, was die Komplexität der Schaltung erhöht und die
Kosten steigert.
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Im
Idealfall ist es wünschenswert,
eine Prüfmethode
zum Messen der Grenzfrequenz eines Tiefpassfilters bereitzustellen,
die sowohl schnell als auch einfach ist. Darüber hinaus sollte eine derartige Methode
auf dem Chip implementiert werden, so dass nur eine begrenzte Anzahl
von automatisierten Prüfeinrichtungen
(ATE als englische Abkürzung
von Automated Testing Equipment) erforderlich ist, wobei vorzugsweise
nur eine digitale ATE benötigt
wird.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Vorgesehen
ist gemäß einem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Verfahren gemäß dem gegenständlichen
Anspruch 1.
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Vorgesehen
ist gemäß einem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung eine integrierte Schaltung
mit Mischsignal gemäß dem gegenständlichen
Anspruch 6.
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Die
bevorzugten Merkmale der Erfindung sind durch die Unteransprüche definiert.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die
vorstehenden Aspekt und viele der begleitenden Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden mit zunehmendem Verständnis der vorliegenden Erfindung
in Bezug auf die folgende genaue Beschreibung leichter erkennbar,
und zwar in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen. In den Zeichnungen
zeigen:
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1 ein
schematisches Blockdiagramm einer beispielhaften Implementierung
der vorliegenden Erfindung; und
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2 ein
schematisches Blockdiagramm einer alternativen Implementierung der
vorliegenden Erfindung.
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GENAUE BESCHREIBUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung umfasst ein Verfahren und eine Schaltkreisanordnung
zur Implementierung eines integrierten Selbsttests (BIST) zum Bestimmen
der Grenzfrequenz von Tiefpassfiltern. Das Verfahren umfasst das
Einfügen
einer zu testenden Schaltung (CUT) in eine Rückkopplungsschleife, die wie
eine Sigma-Delta-Modulationsschleife aussieht, und es passt die
Rückkopplungsschleife
so an, dass sie mit der Grenzfrequenz des Filters oszilliert. Die Oszillationsfrequenz
kann danach leicht unter Verwendung eines auf dem Chip integrierten
Zählers oder
einer digitalen automatisierten Prüf- bzw. Testeinrichtung gemessen
werden.
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Die
Abbildung aus 1 zeigt ein Blockdiagramm 10,
das einer beispielhaften Implementierung einer derartigen Rückkopplungsschleife
entspricht, mit einer CUT 12, einem Komparator 14,
der einen einfachen CMOS-Inverter darstellen kann, einer digitalen
Verzögerungsleitung 16,
die das Komparator-Ausgangssignal mit Verzögerungseinheiten verzögert, die
einer Taktperiode entsprechen, die durch ein Signal CLK 18 erzeugt
wird, und einem Ein-Bit-Digital-Analog-Umsetzer (DAU) 20,
der das Signal begrenzt, so dass der Eingangsspannungsbereich der CUT
nicht überschritten
wird. Die Ausgabe des Ein-Bit-DAU 20 wird in einem Summierblock 22 in
die Schleife zurückgeführt, die
auch ein Eingangssignal X(z) 24 empfängt, das vorzugsweise Null
sein sollte (d.h. der mittlere Spannungsbereich zwischen den beiden
Spannungswerten des Ein-Bit-DAU 20). Hiermit wird festgestellt,
dass in der Abbildung aus 2 auf das
Eingangssignal verzichtet worden ist, das einem Eingang von Null
entspricht. Die Rückkopplungsschleife
ist so gestaltet, dass eine Oszillation der ganzen Schleife auf
der gleichen Frequenz wie die Grenzfrequenz der CUT erreicht wird.
Die Oszillationsfrequenz oder die Periode bildet die CUT-Testsignatur,
die vorzugsweise unter Verwendung eines auf dem Chip integrierten
Zählers 26 gemessen
wird. Optional kann die Oszillationsfrequenz durch eine digitale
ATE-Vorrichtung gemessen werden. Hiermit wird festgestellt, dass
die CUT eine diskrete Zeitschaltung darstellen kann sowie eine kontinuierliche Zeitschaltung.
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Eine
optionale Konfiguration 10' für die Schaltung
ist in der Abbildung aus 2 dargestellt, wobei Referenzen
mit den gleichen Bezeichnungen die gleichen Funktionen ausführen, wie
sie in 1 dargestellt und vorstehend beschrieben worden
sind. In der Konfiguration 10' wird die Ausgabe des Ein-Bit-DAU 20 einfach
direkt in die CUT 12 zurückgeführt, um die Rückkopplungsschleife
zu bilden. Hiermit wird festgestellt, dass bei der Implementierung
dieser Konfiguration darauf geachtet werden muss, dass eine positive
Rückkopplung
vorgesehen wird, da die Schleife im anderen Fall instabil werden kann.
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Der
Oszillationszustand in jeder linearen Schaltung ist durch das Barkausen-Kriterium
gegeben: |HF| = 1 (1) φHF = 2nπ (2)wobei H die
Verstärkung
von CUT ist, wobei F für
die Verstärkung
der Rückkopplungsschleife
steht, und wobei φHF
die Gesamtphase der Schleife bezeichnet. Für das Schema aus 1 ist
die Schleife nichtlinear, und das Barkausen-Kriterium kann nicht
mehr direkt angewandt werden. Wie bei der Sigma-Delta-Modulation fungiert der Komparator
jedoch als spannungsgeregelte Verstärkerschaltung, welche die Verstärkung der
Schaltung so anpasst, dass sie zu allen Zeiten auf Eins bleibt.
Es besteht zwar keine allgemein bestätigte Theorie für das Ausdrücken der Verstärkung des
Komparators, allerdings kann die Barkausen-Bedingung für Verstärkung unter
Verwendung der Konzeptdarstellung der Komparatorverstärkung wie
folgt geschrieben werden: |HFGcomp| = 1 (3)wobei Gcomp die von der Spannung abhängige Verstärkung des
Komparators darstellt. Der Komparator (als Sinusfunktion) kann als
eine regenerative Rechteckwellenschaltung betrachtet werden. Dies
bedeutet, dass bei einer offenen Schleife, die Anwendung einer Rechteckwelle
an dem CUT-Eingang zu einem verzerrten Signal an dessen Ausgang
führen
kann, jedoch regeneriert mit einer Phasenverschiebung an dem Komparatorausgang.
Da der Komparator die Eingangs-Rechteckwelle
regeneriert, ist die Bedingung an der Verstärkung immer erfüllt. Als
Folge dessen ist die Oszillation der Schleife nur von der Barkausen-Bedingung
an der Phase abhängig.
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Angenommen
wird, das F(z) konstant ist. Zur Erfüllung des Barkausen-Kriteriums
in Bezug auf die Phase sollte die Phase in der ganzen Schleife gleich –2π sein. Da
die Signalinversion nach dem Ausgang des Ein-Bit-DAU 20 eine –π Phasenverschiebung einfügt, muss
die CUT die Phase –π beitragen.
Da jeder Pol der CUT ein Phasenmaximum –2/π beiträgt, sollte die Oszillationsfrequenz
größer sein
als der zweite Pol der CUT, die wiederum größer ist als die Grenzfrequenz.
Da die Schleife an dem gedämpften Bereich
der CUT-Übertragungsfunktion
oszilliert, werden die an dem Eingang vorhandenen ungeraden Oberschwingungen
der Rechteckwelle herausgefiltert. Dies bedeutet, dass der Effekt
der Nichtlinearität des
Signals an der Phase vernachlässigt
werden kann. Die Barkausen-Bedingung in Bezug auf die Phase kann
dabei wie folgt geschrieben werden: φH(WOSC) – nTOSC = –π (4)wobei φHF die Phase
der Übertragungsfunktion
von CUT bezeichnet, T steht für
die Taktfrequenz und nT ist die Verzögerung in der Verzögerungsleitung.
Die Aufgabe dieser Gleichung ist es, die Anzahl der Verzögerungseinheiten
n in der Verzögerungsleitung
zu extrahieren, welche die Schleife auf der Grenzfrequenz der CUT
oszillieren lässt.
Für große diskrete Filter
kann diese Gleichung nur schwer analytisch auflösbar sein. Eine Simulation
unter Verwendung einer einfachen Verhaltensmodellierung der CUT
ermöglicht
die Einstellung der Oszillationsfrequenz. Allgemein sind für die Einstellung
der Oszillationsfrequenz auf den gewünschten Wert nicht mehr als
10 Verzögerungseinheiten
erforderlich.
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Das
Verfahren arbeitet wie folgt. Die Verzögerungsleitung wird angepasst,
bis entweder die vorbestimmte Oszillationsfrequenz erzeugt wird
oder bis eine Oszillationsfrequenz erreicht wird, die der Grenzfrequenz
der CUT entspricht, und zwar durch Abstimmung der Phasenverzögerung der
Rückkopplungsschleife.
In beiden Fällen
kann der auf dem Chip integrierte Zähler dazu eingesetzt werden,
zu bestimmen, ob die Oszillationsfrequenz nicht der Grenzfrequenz
der CUT entspricht. Im zweiten Fall kann die Phasenverzögerung in
der Verzögerungsleitung
somit eingestellt werden, bis die Schleife abgestimmt ist, woraufhin
die Grenzfrequenz bekannt ist. Der erste Fall wird in Situationen
eingesetzt, in denen eine vorbestimmte Frequenzcharakteristik der
CUT gewünscht
wird, wobei wenn die Differenz zwischen der Oszillationsfrequenz
und der CUT-Frequenzcharakteristik
einen Grenzwert einen Grenzwert überschreitet,
die CUT so angesehen wird, dass sie die vorbestimmte Frequenzcharakteristik
nicht erfüllt. Zum
Beispiel muss eine bestimmte Mischsignal-IS einen Tiefpassfilter
mit einer Grenzfrequenz von 10 KHz +/–5% aufweisen. Wenn festgestellt
worden ist, dass die Differenz zwischen der Oszillationsfrequenz und
der CUT-Frequenzcharakteristik
5% überschreitet,
so ist CUT nicht in der Lage eine Akzeptanz vorzunehmen.
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Das
vorstehende Muster sieht gegenüber dem
Stand der Technik zahlreiche Vorteile vor. Im Besonderen verwendet
es hauptsächlich
digitale Blöcke für die Implementierung
der Rückkopplung.
Ferner ist es im Wesentlichen immun in Bezug auf Verfahrens- und
Temperaturschwankungen. Wie bei Sigma-Delta-Schleifen beeinflusst der Versatz in
dem Komparatoreingang die Oszillationsfrequenz nicht. Folglich kann
der Komparator einem einfachen CMOS-Inverter entsprechen. Darüber hinaus
kann die digitale Verzögerungsleitung 16 ein
n-Längen-Schieberegister
oder einen n = 2p-Zähler darstellen.
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Wie
dies bereits vorstehend im Text beschrieben worden ist, beschränkt der
Ein-Bit-DAU 20 die Eingangsspannung in die CUT, so dass
deren linearer Eingangsspannungsbereich nicht überschritten wird, wodurch
die Erzeugung unerwünschter
Signalverzerrungen verhindert werden kann. Der Ein-Bit-DAU 20 kann
wenige Schalter und eine Spannungsreferenz umfassen, was für die meisten
Mischsignal-IS leicht realisierbar ist. Ähnliche Implementierungen können mit
Schalter-Kondensator- und Schalter-Strom-Schaltungen
verwendet werden.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
lässt sich auf
eine Reihe von Kommunikationsschaltungen anwenden sowie auf andere
Mischsignalschaltungen, die Filterelemente einsetzen. Das Verfahren
kann sowohl mit kontinuierlichen und diskreten Zeitfiltern eingesetzt
werden. Es kann in Sigma-Delta-Digital-Analog-Filtern eingesetzt werden, um
die Noise-Filter-Bandbreite
zu prüfen.
Es kann ferner in Automated Gain Controller-(AGC)-Equalizer-Paaren
eingesetzt werden, und zwar als analoges Front-End in zahlreichen
Kommunikationsanwendungen. In diesem Fall kann der AGC unter Verwendung
einiger geringfügiger
Modifikationen konfiguriert werden, so dass er die Aufgabe eines
Ein-Bit-DAU 20 erfüllt. Darüber hinaus
ist das Verfahren nicht auf Tiefpassfilter beschränkt. Andere
Pol-/Null-bezogene Parameter können
in jeder Art von Filter unter Verwendung des gleichen Musters bestimmt
werden.
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Das
Verfahren ist deutlich schneller als der herkömmliche Multiton-Test, der
zur Bestimmung der Grenzfrequenz von Filtern verwendet wird. Gemäß dem Verfahren
können
Schaltungseigenschaften unter Verwendung eines TAP-Controllers (TAP
als englische Abkürzung
von Test Access Port) ermittelt werden, der zum Prüfen der
meisten IS allgemein zur Verfügung
steht. Dies vermeidet die erforderliche Zeit zur Einrichtung von
GPIB-Schnittstellen und externen AWGs und Digitalisierern und reduziert
zudem die Verarbeitungszeit.
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Die
vorstehende Beschreibung veranschaulichender Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung ist weder umfassend, noch schränkt sie
die Erfindung auf genau die offenbarten Ausführungen ein. Während bestimmte
Ausführungsbeispiele
und Beispiele der vorliegenden Erfindung hierin zu veranschaulichenden
Zwecken beschrieben sind, sind verschiedene Modifikationen gemäß dem Umfang
der vorliegenden Erfindung möglich,
wie dies für
den Fachmann auf dem Gebiet erkennbar ist. Folglich ist der Umfang
der Erfindung in keiner Weise durch die obige Beschreibung beschränkt, vielmehr
wird der Umfang vollständig
durch Verweis auf die folgenden Ansprüche bestimmt.