DE3419654A1

DE3419654A1 - Schaltungsanordnung zur erzeugung eines wechselstromsignals mit steuerbarer frequenz

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Publication number: DE3419654A1
Application number: DE19843419654
Authority: DE
Inventors: Taiwa Tokio/Tokyo Okanobu
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1983-05-25
Filing date: 1984-05-25
Publication date: 1984-11-29
Anticipated expiration: 2004-05-26
Also published as: NL8401633A; NL192166B; GB8413273D0; CA1215437A; US4581593A; NL192166C; DE3419654C2; FR2546686A1; GB2141299B; FR2546686B1; GB2141299A

Description

Beschreibung

Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals mit steuerbarer Frequenz

Die Erfindung bezieht sich generell auf Oszillatorschaltungen mit veränderbarer Frequenz. Die Erfindung betrifft insbesondere eine in einer integrierten Halbleiterschaltung verkörperte Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz, wobei diese Oszillatorschaltung keine Diode mit veränderbarer Kapazität bzw. keine veränderbare Kapazitätsdiode erfordert.

Im allgemeinen werden Oszillatorschaltungen mit variabler bzw. veränderbarer Frequenz, also Oszillatorschaltungen,derenSchwingungsfrequenz durch eine Eingangsspannung oder durch einen Eingangsstrom gesteuert werden kann, in typischer Weise als spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO) oder als stromgesteuerte Oszillatoren (CCO) bezeichnet. Derartige spannungsgesteuerte und stromgesteuerte Oszillatoren werden dann ferner grob in Induktivitäten und Kapazitäten enthaltende Oszillatoren (LC-Oszillatoren) oder in Multivibrator-Oszillatoren klassifiziert.

Im allgemeinen verwendet eine Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz vom LC-Typ eine veränderbare Kapazitätsdiode als Resonanzelement, der eine Steuerspannung zugeführt wird, mit deren Hilfe die Schwingungsfrequenz der betreffenden Schaltung gesteuert wird. Im Falle einer Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz vom Multivibratortyp wird die Schwingungsfre-

quenz dadurch geändert, daß der Lade-/Entladestrom des MuItivibrator-Rückkopplungskondensators gesteuert wird, d. h., daß der Trigger-Schwellwertpegel gesteuert wird.

Wenn die Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz eine Schaltung vom LC-Typ ist und wenn ihre veränderbare bzw. einstellbare Kapazitätsdiode eine solche vom Ultrastufen-Übergangs- bzw. -Junktionstyp ist, dann steigen die Herstellkosen einer derartigen Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz erheblich im Vergleich zu einer Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz an, bei der eine gewöhnliche veränderbare Kapazitätsdiode verwendet wird. Überdies ist eine veränderbare Kapazitätsdiode, d.h. eine Kapazitätsdiode mit veränderbarer Kapazität, die aus einem Ultrastufen-Übergang gebildet ist, nicht einfach auf demselben integrierten Halbleiterschaltungschip mit den anderen notwendigen Schaltungselementen herzustellen. Demgemäß ist eine derartige Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz nicht für die Ausbildung als integrierte Schaltung (ic) geeignet. Venn eine Diode mit gewöhnlichem pnübergang verwendet wird, dann ist deren Kapazitätsänderungsbereich so eng, daß der Frequenzänderungsbereich, der in dem Oszillator veränderbarer Frequenz möglich ist, ebenfalls in ähnlicher Veise eingeschränkt ist.

Die nachstehend auch als durchstimmbare Oszillatorschaltung bezeichnete Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz weist, sofern sie vom Multivibratortyp ist, ebenfalls Nachteile auf, und zwar mit Rücksicht auf die Schwingungs-Instabilität, was dazu führt, daß lediglich ein spannungsgesteuerter oder ein stromgesteuerter Oszillator mit schlechtem Träger-Rausch-(c/N)-Verhältnis praktisch konstruierbar ist. Demgemäß kann eine durchstimmbare Oszillatorschaltung vom Multivibratortyp nicht denselben oder gar einen besseren Wirkungsgrad

liefern wie bzw. als ein durchstimmbarer Oszillator vom LC-Typ.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine die dem Stand der Technik anhaftenden Nachteile vermeidende verbesserte Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz bereitzustellen.

Ferner soll eine nachstehend auch als durchstimmbare Oszillatorschaltung bezeichnete Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz bereitgestellt werden, die einen weiten Frequenzänderungsbereich aufweist bzw. bereitgestellt, ohne daß diskrete Schaltungselemente, wie veränderbare Kapazitätsdioden, verwendet werden.

Darüber hinaus soll eine Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz mit guter Schwingungsstabilität und einem ausgezeichneten Träger-Rausch-Verhältnis geschaffen werden.

Außerdem soll eine Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz mit einer Korrekturschaltung bereitgestellt werden, die eine Exponentialfunktionskennlinie eines Transistors ausnutzt, um ein Steuersignal so zu korrigieren, daß die Steuersignal-Oszillatorfrequenz-Kennlinie linear ist.

Ferner soll eine Oszillator- bzw. Schwingungsschaltung veränderbarer Frequenz mit einer minimalen Anzahl von Schaltungselementen geschaffen werden, wobei diese Schaltung in vorteilhafter Weise als integrierte Halbleiterschaltung ausgeführt bzw. verkörpert sein soll.

Schließlich soll eine Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz geschaffen werden, die' geeignet ist für die Verwendung als Element in einer phasenstarren Regel-

schleife (PLL-Schaltung) .

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die in den Patentansprüchen erfaßte Erfindung. 5

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Oszillator mit veränderbarer Frequenz geschaffen, der generell von der Colpitts-Art ist und dessen Resonanzfrequenz dadurch verändert wird, daß der Strom in einer Konstantstromquelle verändert wird. Dadurch ist ein stromgesteuerter Oszillator geschaffen. Dadurch, daß der Oszillator generell in der LC-Form ausgebildet ist, ist die Schwingungsstabil!tat hoch bzw. hoch gemacht, und das Träger-Rausch-Verhältnis ist verhältnismäßig akzeptabel. Der Oszillator veränderbarer Frequenz enthält eine Resonanzschaltung bzw. einen Resonanzkreis und einen invertierenden Verstärker, in welchem ein Rückkopplungskondensator zwischen einem Ausgang des betreffenden invertierenden Verstärkers und dessen invertierenden Eingang angeschlossen ist. Ein Widerstand verbindet den invertierenden Eingang eis Nebenschluss nach Erde bzw. Masse. Das Ausgangssignal des betreffenden invertierenden Verstärkers wird dem Resonator zugeführt, und zwar dessen Resonanzkapazität, und die Höhe eines Stromes von einer Konstantstromquelle wird verändert, wodurch die Schwingungsfrequenz der betreffenden Schaltungsanordnung verändert wird.

Anhand von Zei chnungen wird die Erfindung mit den ihr anhaftenden Merkmalen und Vorteilen nachstehend beispielsweise näher erläutert. In den einzelnen Zeichnungen sind einander entsprechende Elemente und Einzelteile mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.

Fig. 1 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Aus-

führungsform einer Schwingungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung mit veränderbarer Frequenz.

Fig. 2 zeigt eine Wechselstrom-Ersatzschaltung der in Fig. 1 dargestellten Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz.

Fig. 3 zeigt eine weitere Wechselstrom-Ersatzschaltung der in Fig. 2 dargestellten Ersatzschaltung.

Fig. k zeigt in einem schematischen Diagramm eine zweite Ausführungsform einer Schwingungsschaltung mit veränderbarer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 5 zeigt in einem Diagramm eine Steuersignal-Schwingungsfrequenz-Kennlinie, die für die Erläuterung der vorliegenden Erfindung von Nutzen ist.

Fig. 6 zeigt in einem schematischen Diagramm eine dritte Ausführungsform einer Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 7 zeigt in einem schematischen Diagramm eine vierte Ausführungsform einer Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung.

Im folgenden werden die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung detailliert beschrieben.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform der Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Kollektor eines Transistors Q1 an einem Speisespannungsans chluß T1 angeschlossen, an dem die in konventioneller Weise mit Vcc bezeichnete Vorspannung liegt bzw. angeschaltet ist. Eine in konventioneller Weise als Q2 dargestellte Konstantstrom-

-ιοί quelle liegt zwischen der Emitterleitung des Transistors Q1 und Erd- bzw. Massepotential. Zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Q1 liegt die Parallelschaltung eines Widerstands R1' und eines Festkörper-Resonators XI. Ein Kondensator C1 liegt zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q1. Das Ausgangssignal dieser Oszillatorschaltung wird von einem Anschluß T2 abgenommen, der mit dem Emitter des Transistors Q1 verbunden ist. Mit dem Emitter des Transistors Q1 ist ferner ein Differenzverstärker 1 verbunden. Dieser Differenzverstärker 1 besteht speziell aus Transistoren Q3 und Q4, deren Emitter in der üblichen Weise gemeinsam miteinander verbunden sind. Die gemeinsamen Emitter des betreffenden Differenzverstärkers sind über eine Konstantstromquelle Q5 mit Masse- bzw. Erdpotential verbunden. Die Konstantstromquelle Q5 ist von der Art, daß der Strom steuerbar oder auswählbar ist. Eine Stromspielgeschaltung 2 konventioneller Art ist aus Transistoren Q6 und Q7 aufgebaut, deren Emitter gemeinsam an der am Anschluß T1 liegenden Vorspannung Vcc liegen und deren Basen in der konventionellen Art und Weise miteinander verbunden sind. Die Basis und der Kollektor des Transistors Q6 sind unter Bildung einer Diode miteinander verbunden. Der Differenzverstärker 1 und die Stromspiegelschaltung 2 bilden in dieser Schaltungskonfiguration einen invertierenden Verstärker, bei dem die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4 mit den Kollektoren der Transistoren Q6 bzw. Q7 verbunden sind. Dadurch ist ein invertierender Verstärker 3 gebildet. Dieser invertierende Verstärker weist einen Rüekkopplungskondensator C2 auf, der zwischen der Basis des Transistors Q4 und dem Emitter dieses Transistors angeschlossen ist und der außerdem mit dem Verbindungspunkt der Stromspiegelschaltung 2 mit dem Differenzverstärker 1 verbunden ist. Außerdem ist an demselben Verbindungspunkt der Ermitter des Transistors Ql mit dem

Kollektor des Transistors Q*4 verbunden. Die Vorspannung für den Differenzverstärker 1 wird ·νοη einer Spannungsquelle V1 bereitgestellt, die zwischen der Basis des Transistors Q3 und Erd- bzw. Massepotential liegt und die ferner über einen Widerstand R1 mit der Basis des Transistors Q4 verbunden ist.

Bei der oben bzw. zuvor beschriebenen Schaltungsanordnung arbeitet der invertierende Verstärker 3» bestehend aus dem Differenzverstärker 1 und der Stromspiegelschaltung 2, mit der Basisverbindung des Transistors Q4 als invertierenden Eingangsanschluß, und die Verbindung der Kollektoranschlüsse der Transistoren Q4 und Q7 dient als Ausgangsanschluß, so daß eine Wechselstrom-Ersatzschaltung der in Fig. 1 dargestellten Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz so aussieht, wie dies Fig. 2 veranschaulicht. Gemäß Fig. 2 wird dem invertierenden Verstärker 3 ein negatives Rückkopplungssignal über den Kondensator C2 zugeführt. Dieser inver- tierende Eingangsanschluß des invertierenden Verstärkers 3 weist über einen Widerstand R1 einen Nebenschluß bzw. eine Verbindung zu Erde bzw. Masse hin auf. Der Ausgangsanschluß des invertierenden Verstärkers 3 ist mit dem Emitteranschluß des Transistors Q1 verbunden, mit dem ferner der Ausgangsanschluß T2 verbunden ist.

Das Maß dafür, wie leicht ein Wechselstrom in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 fließen wird, ist durch die Ausgangs-Admittanz (Y) des invertierenden Verstärkers 3 gegeben, welche wie folgt ausgedrückt werden kann:

C₂ ² R₁ ([q/2kT]R₁ I₅ + 1) +

1+ _{2 1})
J^C₂ ([q/2kT]R₁ I₅ + 1)

1 + (ω C₂ R₁)

wobei to die Winkelfrequenz, q/kT die BoItzmann-Konstante und 15 den Konstantstrom von der Konstantstromquelle Q5 bedeuten, die einen auswählbaren oder steuerbaren Konstanzstrom aufweist. Diese Admittanz kann als Äquivalent bzw. Ersatzschaltung einer Reihenschaltung eines Wideretands und eines Kondensators gesehen werden - das ist der reelle Anteil und der imaginäre Anteil (j) der Admittanz. Die Größe Q des Kapazitäts-Anteiles der betreffenden Anordnung kann wie folgt angegeben werden: 10

Q ■ i/«C2R1 ...(2)

wobei Q die Güte eines Resonanzsystems ist, welche die Geschwindigkeit bzw. Rate des Abklingens der gespeicherten Energie angibt. Wenn die Beziehung festgelegt werden kann, gemäß der Q sehr viel größer ist als 1, dann kann die Admittanz Y lediglich als aus der Kapazität bestehend betrachtet werden. Sodann kann eine Ersatz-Kapazität Cx dieser Anordnung wie folgt angegeben werden:

Cx « C2 (£q/2kT]R1 I5 + 1 ) ...(3)

Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß der invertierende Verstärker 3 bei Betrachtung von der Emitterseite des Transistors Q1 her einfach als Kapazität Cx angesehen werden kann. Demgemäß kann die Ersatzschaltung gemäß Fig. 2 weiter auf die in Fig. 3 dargestellte Ersatzschaltung reduziert werden, und zwar als Colpitts-Oszillatorschaltung, die bei einer Resonanzfrequenz schwingt, welche durch die Induktivität des Festkörper-Resonators X1 und durch die beiden Kapazitäten C1 und Cx bestimmt ist. Es sei daran erinnert, daß ein Colpitts-Oszillator ein Oszillator ist, bei dem ein parallel abgestimmter Schwingkreis zwei in Reihe geschaltete Spannungsteilerkondensatoren aufweist, wobei die gemeinsame Kondensatorverbindung mit dem Emitterkreis des Transi-

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-VJ-

stors oder mit der Kathode bei einer Elektronenröhre-Ausführungsform verbunden ist.

Aus einer Überprüfung der Ersatzkapazität Cx, wie sie in der obigen Gleichung (3) angegeben ist, ist ersichtlich, daß diese Ersatzkapazität Cx in Abhängigkeit von der Höhe des Stromes I5 verändert werden kann, und zwar mit Rücksicht darauf, daß die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung als Colpitts-Oszillatorschaltung anzusehen ist, deren Schwingungsfrequenz durch Ändern des durch die Stromquelle Q5 erzeugten Konstantstroms 15 geändert wird. Dies führt zur Erzeugung eines stromgesteuerten Oszillators (CCO), ohne daß auf die Verwendung von gewissen nachteiligen Schaltungselementen, wie auf Dioden veränderbarer Kapazität vom Ultrastufen-Übergangs typ, zurückgegriffen wird. Darüber hinaus kann die Ersatzkapazität Cx, wie sie durch die obige Gleichung (3) angegeben worden ist, über einen nennenswerten Bereich verändert werden, wodurch der Bereich möglicher Frequenzen am Ausgang der Oszillatorschaltung gemäß Fig» 1 erweitert ist. Da dieser stromgesteuerte Oszillator von der Grund-LC-Schwingungsart ist, ist ferner die Stabilität der Schwingung hoch, und das Träger-Rausch-Verhältnis ist ausgezeichnet. Zugleich erfordert der betreffende Oszillator eine relativ geringe Anzahl von zusammenzubauenden Schaltungselernenten. Da kein Gleichstrom zwischen dem Emitter des Transistors Q1 und den gemeinsamen Kollektoren der Transistoren Q4 und Q7 fließt, ist ferner das Potential an diesen Schaltungspunkten lediglich durch den Transistor Q1 bestimmt. Damit kann die Speisespannungsquelle bzw. die Speisespannung Vcc auf einem niedrigen Pegel gehalten werden. Da der Ausgangsanschluß des invertierenden Verstärkers mit dem Emitterkreis des Transistors Ql verbunden ist, ist es darüber hinaus möglich, den Pegel des Schwingungssignals am Emitter des Transistors Q1 zu erhöhen. Dies

wäre nicht der Fall, wenn der Eingangsanschluß des invertierenden Verstärkers 3 J»it dem Transistor Q1 verbunden wäre.

Fig. 4 zeigt in einer schematischen Darstellung eine weitere Ausführungsform einer durchstimmbaren Oszillatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, bei der der Emitterkreis des Transistors Q1 direkt mit Erd- bzw. Massepotential verbunden ist. Bei dieser Ausführungsform ist eine zweite Konstantstromquelle Q2 vorgesehen, die zwischen dem die Vorspannung Vcc führenden Anschluß T1 und dem AusgangsanSchluß des invertierenden Verstärkers 3 liegt. Außerdem ist an dem Verbindungspunkt zwischen der Konstantstromquelle Q2 und dem Ausgang des invertierenden Verstärkers 3 eier Kollektoranschluß des Transistors Q1 angeschlossen, dessen Emitter direkt an Erd- bzw. Massepotential liegt. Der Festkörper-Resonator X1 ist zwischen dem Kollektrokreis und dem Basiskreis des Transistors Q1 angeschlossen, und ein aus einer Diode D1 und einem Widerstand RI· bestehender Reihenkreis ist dem Festkörper-Resonator X1 parallel— geschaltet. Das Ausgangssignal wird wieder vom Anschluß T2 abgenommen, der bei dieser Ausführungsform mit dem Kollektoranschluß des Transistors Ql verbunden ist. Bei Anwendung dieser Ausführungsform kann dieselbe veränderbare bzw. einstellbare Schwingungsfrequenzsteuerung erzielt werden wie bei der vorhergehenden Ausführungsform. Dies bedeutet, daß ein Colpitts-Oszillator ohne die Ver-,wendung von veränderbaren Kapazitätsdioden oder dergl. aufgebaut ist. Es dürfte selbstverständlich einzusehen sein, daß bei beiden in Fig. 1 und h dargestellten Ausführungsformen anstelle eines Festkörper-Resonators X1 eine Induktivität bzw. eine Spule zwischen den Basis- und Kollektorkreisen des jeweiligen Transistors Q1 angeschlossen sein könnte.

Bei den stromg-esteuerten Oszillatoren in den oben unter Bezugnahme auf die Schaltun^sanordnungen gemäß Fig. 1 und 4 beschriebenen Ausführungsformen ist die Ersatzkapazität Cx durch die Glexhung (3) angegeben; die betreffende Kapazität Cx wird linear in Bezug auf Änderungen im Strom 15 geändert bzw. variiert, womit die Schwingungsfrequenz f in Bezug auf den Strom 1,5 sich nicht^JLinear ändert, was durch die vollausgezogene Linie in Fig. 5 veranschaulicht ist. Infolgedessen ist in einem Bereich, in welchem die Schwingungsfrequenz f hoch ist, die Steuerungs-Empfindlichkeit für die Schwingungsfrequenz f ziemlich hoch, während in einem Bereich, in welchem die Schwingungsfrequenz f niedrig ist, die Steuerungs-Empfindlichkeit bezüglich der Schwingungsfrequenz ebenfalls niedrig ist, so daß eine derartige durchstinunbare Oszillatorschaltung schwierig in die Praxis einzusetzen sein wird. Venn ein derartiger stromgesteuerter Oszillator in einer phasenstarren Regelschleife (PLL-Schaltung) eingesetzt wird, dann wird darüber hinaus die Schleifenverstärkung der PLL-Schaltung mit Rücksicht auf die Schwingungsfrequenz f erheblich geändert, so daß es unmöglich wird, die Kennwerte in einer derartigen PLL-Schaltung festzulegen. In Fig. 6 ist nun eine weitere Ausführungsform einer durchstimmbaren Oszillatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt, in der eine Korrekturschaltung 10 vorgesehen ist, welche die Exponentialfunktions-Kennlinie eines Transistors ausnutzt, um den Steuerstrom I5 zu korrigieren., so daß die Steuersignal-Oszillatorfrequenz-Kennlinie weitgehend linear gemacht ist.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 6 ist anstelle der generellen Darstellung der Konstantstromquelle Q5 eine besondere Ausführungsform angegeben. Bei der betreffenden Ausführungsform fließt der Steuerstrom I5 speziell über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q5. Darüber

hinaus ist eine Steuersignal-Abgabeschaltung 13 vorgesehen, die aus einem nicht^invertierenden Verstärker besteht, der den Differenzverstärker 11 und eine Stromspiegelschaltung 12 umfaßt. Der Differenzverstärker 11 ist von konventioneller Konfiguration; er enthält Transistoren Q11 und Q12, deren Emitter gemeinsam über eine Konstantstromquelle QI3 an Erd- bzw. Massepotential angeschlossen sind. Die Basiskreise der Transistoren Q11 und Q12 sind an den Anschlüssen T1 1 bzw. T12 zugänglich; diesen Anschlüssen kann eine Steuerspannung E zugeführt werden. Die Stromspiegelschaltung 12 ist von konventioneller Art; sie umfaßt Transistoren Q14 und Q15» deren Emitter gemeinsam über entsprechende Widerstände an dem die Vorspannung Vcc führenden Anschluß T1 angeschlossen sind. Der Basisanschluß und der Kollektoranschluß des Transistors Q14 sind dabei unter Bildung einer Diode miteinander verbunden. Bei der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform sind die entsprechenden Kollektorkreise der Transistoren Q11 und Q12, welche den Differenzverstärker 11 bilden, mit den entsprechenden Kollektorkreisen der Transistoren Q1h bzw. QI5 verbunden, welche die Stromspiegelschaltung 12 bilden.

Eine die Nichtlinearität korrigierende Korrekturschaltung 10 enthält die Transistoren Q16 und Q17» deren Basen gemeinsam über einen Widerstand R11 verbunden sind und deren Emitter an der Vorspannung Vcc liegen. Die betreffenden Transistoren bilden dadurch eine Stromspiegelschaltung. Die Basis und der Kollektor des Transistors Q17 sind dabei miteinander verbunden, so daß der betreffende Transistor funktionsmäßig das Äquivalent einer Diode darstellt. Die Konstantstromquelle Q18 verbindet den Kollektorkreis des Transistors Q17 mit Erd- bzw. Massepotential .
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Die Stromspiegelschaltung 14 ist mit der die Nichtlineari-

tat korrigierenden Korrekturschaltung 10 so verbunden, daß der Strom über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Q16 fließt. Dies bedeutet, daß der Strom 116 in die Stromspiegelschaltung 14 fließt. Die Stromspiegelschaltung 14 enthält dabei speziell den Transistor Q19» dessen Basis und Kollektor unter Bildung einer Diodenanordnung miteinander verbunden sind. Der Emitter des betreffenden Transistors liegt direkt an Erd- bzw. Massepotential. Die Basis des Transistors Q19 ist mit der Basis des Transistors Q5 verbunden, durch den der Strom 15 von dem gemeinsamen Emitterkreis des Differenzverstärkers 1 her fließt.

Beim Betrieb der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform wird eine Steuerspannung E an die Anschlüsse T11 und T12 derart angelegt, daß das Potential am Anschluß T11 positiv ist in Bezug auf den anderen Anschluß. Dadurch wird der vom Kollektorkreis des Transistors Q12 in die die Nichtlinearität korrigierende Korrekturschaltung 10 fließende Strom II3 größer sein als 0. Andererseits wird der in die die Niohtlinearität korrigierende Korrekturschaltung 10 fließende Strom 113 kleiner sein als 0, wenn die Steuerspannung E so ist, daß der Anschluß Tl2 relativ positiv ist. Darüber hinaus wird aufgrund der Arbeitsweise des Differenzverstärkers 11 der in die Korrekturschaltung 10 fließende Strom 113 Null sein, wenn die Steuerspannung E Null ist. Demgemäß ist eine direkte Beziehung zwischen dem Steuerstrom Π 3 und der Steuerspannung E vorhanden bzw. veranschaulicht.

Wenn der Basisstrom, der in die aus den Transistoren QI6 und QI7 bestehende Stromspiegelschaltung fließt, als vernachlässigbar betrachtet wird, dann kann zwischen den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren QI6 und QI7 und dem Strom 113 folgende Beziehung angegeben werden:

^VBE17 " ^Σ13 ^Rn ^{= V}BE16 -"'(^)

Demgemäß kann der Kollektorstrom II6, der aus der die Nichtlinearität korrigierenden Korrekturschaltung 10 vom Kollektorkreis des Transistors Q16 fließt, wie folgt angegeben werden»

wobei I den Sättigungsstrom des Transistors Q₁/- der die Nichtlinearität korrigierenden Korrekturschaltung 10 bedeutet. Da dieser Kollektorstrom 116 des Transistors Q16 gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q19 ist und da die Transistoren Q19 und Q5 die Stromspiegelschaltung 14 bilden, wird der Strom I5 gleich dem Strom 116, und es gilt die Beziehung»

I_s (exp[q/kT) (V_BE17 - I₁₃ R₁₁)]) ...(6)

Wenn 113 gleich 0 ist, was dann der F&ll ist, wenn die Steuerspannung E gleich 0 ist, dann wird der Kollektorstrom I5t angegeben als I (θ), somit zu:

₅R* I₈ (exp(q/kT) V^₁₇). ...(7)

Demgemäß kann auf der Grundlage der Gleichungen (6) und (7) der Strom I_ wie folgt angegeben werden:

I₅(O) I₅ (exp(q/kT)V_BEl7)

₅
~ ** _Ig (exp(q/kT)(V_BEl7

= exp(q/kT)I₁₃ R₁₁ ·"

Bezüglich des Stromes 113 zeigt sich somit, daß der Strom 15 durch die Konstantstromquelle lh sich exponen

tiell mit dem Bezugsstrom I (θ) ändern wird, wenn die Steuerspannung E»0 ist. Demgemäß wird sich die Schwingungsfrequenz f mit dem Strom 113 linear ändern, wie dies durch die gestrichelte Linie in Fig. 5 angedeutet ist.

Wenn die Steuerspannung Ε·0 ist und wenn der Strom 113 gleich 0 ist, wird der Kollektorstrom II6 des Transistors Q16 in der die Nichtlinearität korrigierenden Korrekturschaltung 10 gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q17 in der Stromspiegelschaltung sein, wobei dieser Strom seinerseits gleich dem Konstantstrom 118 ist, der von der Konstantstromquelle Q18 geliefert wird. Demgemäß wird I5 gleich 118 sein. Aufgrund dieser Tatsache wird die Schwingungsfrequenz f gleich einer Bezugsfrequenz f sein.

Aus vorstehenden Ausführungen kann ersehen werden, daß es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich ist, die Schwingungsfrequenz f in Abhängigkeit von einer Steuerspannung E oder dem resultierenden Steuerstrom II3 linear zu ändern. Da ein nichtlinearer Frequenzgang der Schwingungsfrequenz durch Ausnutzen der exponentiellen Funktionskennlinie eines Transistors korrigiert wird bzw. ist, ist ferner eine geringe Schwankung der Steuersignal-Schwingungsfrequenz-Kennlinie vorhanden. Unabhängig von der Schwingungsfrequenz f ist es demgemäß möglich, eine konstante Steuerungs-Empfindlichkeit zu erzielen. Im Hinblick auf eine phasenstarre Regelschleife (PLL-Schaltung), deren Anwendung in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung beabsichtigt ist, ist die Schleifenverstärkung der betreffenden PLL-Schaltung konstant, und es wird relativ leicht, die gewünschte Charakteristik bzw. Kennlinie zu erhalten.

Bei der in Fig. 7 dargestellten Ausf uhrungsform weist

eine hinsichtlich, der Frequenz veränderbare bzw. durchstimmbare Oszillatorschaltung das Merkmal der Nichtlinearitäts-Korrektur wie di" Ausführungsform gemäß Fig. auf. Bei der Ausführungsfovm gemäß Fig. 7 sind speziell die Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung 10 sowie die Steuersignal-Abgabeschaltung 13 an einem Oszillator veränderbarer Frequenz angeschlossen, und zwar ähnlich wie in Fig. h gezeigt. Bei dieser Ausführungsform wird die Stromspiegelschaltang ^k, wie sie bei der Ausführungsforra gemäß Fig. 6 verwendet ist, weggelassen, wodurch die Anzahl der erforderlichen Schaltungselemente vermindert ist und womit H-; _ti Einsparung von Herstellkosten begleitet ist. Bei ».ier Ausführungsform gemäß Fig. ist insbesondere die Konstantstromquelle Q18 zwischen dem die Vorspannung Vcc führenden Anschluß T1 und dem Kollektorkreis des Transistors Q17 angeschlossen, der als Diode geschaltet ist. De:~ Kollektorkreis des Transistors Q16 ist ebenfalls direkt mit den gemeinsamen Emittern der Transistoren Q3 und Q4 verbunden,die den Differenzverstärker 1 biLden. Außerdem sind die Emitterkreise der Transistoren Q16 und Q17 gemeinsam über eine Vorspannungsquelle V2 an Erd- bzw. Massepotontial angeschlossen. Diese Ausführungsform funktioniert weitgehend identisch wie die in Fig. 6 gezeigten Ausführungsform. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die aus den Transistoren Q5 und Q19 bestellende Stromspiegelschaltung weggelassen ist und daß der Kollektoranschluß des Transistors QI6 direkt mit dem Differenzverstärker 1 verbunden ist. 30

Bei den beispielsweise in Fig. 1, 4, 6 und 7 oben dargestellten Ausführungsformen der durchstimmbaren Oszillatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung können die von dem Festkörper-Resonator X1 und den Vorspannungsquellen V1 und V2 verschiedenen Elemente ohne weiteres als integrierte Halbleiterschaltungen gebildet sein.

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Claims

Patentansprüche

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals steuerbarer Frequenz mit einer Oszillatoreinrichtung, deren Schwingungsfrequenz in Abhängigkeit von einem Steuersignal veränderbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine invertierende Verstärkereinrichtung (3) vorgesehen ist, daß eine komplexe Impedanzeinrichtung (C2, Ri) vorgesehen ist, die ein Ausgangssignal des betreffenden invertierenden Verstärkers (3) zu einem invertierenden Eingang dieses Verstärkers (3) zurückkoppelt und die den invertierenden Eingang mit einem relativen Massepotential verbindet, derart, daß der Stromfluß durch die betreffende invertierende Verstärkereinrichtung (3) gesteuert wird,

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und daß der das Steuersignal abgebende Ausgang des invertierenden Verstärkers (3) mit der Oszillatoreinrichtung (eil) derart verbunden ist, daß deren Schwingungsfrequenz sich in Abhängigkeit von dem Stromfluß durch die betreffende Verstärkereinrichtung (3) ändert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die komplexe Impedanzeinrichtung (C2, R1) einen Widerstand (Rl) umfaßt, der den invertierenden Eingang des invertierenden Verstärkers (1) mit Erd- bzw. Massepotential verbindet, und daß ein Rückkopplungskondensator (C2) zwischen dem Ausgang des invertierenden Verstärkers (3) und dessen invertierenden Eingangsanschluß angeschlossen ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die invertierende Verstärkereinrichtung (3) einen Differenzverstärker (1) aufweist, zwischen dessen Verstärkungselementen (Q3» und relativem Masse- bzw. Erdpotential eine Konstantstromquelle (Q5) liegt, und daß zwischen den Verstärkungselementen (Q3» QM d^es betreffenden Differenzverstärkers (1) und einer Vorspannung (+Vcc) eine Stromspiegelschaltung (2) liegt,

wobei der durch die genannte Konstantstromquelle (Q5) fließende Strom so veränderbar ist, daß ein bestimmter den Differenzverstärker (1) durchfließender Strom ausgewählt ist.

^. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Oszillatoreinrichtung einen parallel abgestimmten Schwingkreis (ΧΙ, Ci, Cx) mit einem Transistor (Q1) und zwei in Reihe geschalteten Spannungsteilerkondensatoren (C1, Cx) enthält, daß der gemeinsame Verbindungspunkt zwischen den beiden Kondensatoren (C1, Cx) an einem Emitterkreis des

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betreffenden Transistors (Q1) angeschlossen ist und daß das Ausgangssignal des genannten invertierenden Verstärkers (3) am Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) verfügbar ist.
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5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die genannte komplexe Impedanzeinrichtung (C2, Ri) einen Widerstand (R1) umfaßt, der den invertierenden Eingang des invertierenden Verstärkers (3) mit Erde bzw. Masse verbindet, daß die genannte komplexe Impedanzeinrichtung ferner einen Rückkopplungswiderstand (C2) umfaßt, der zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des invertierenden Verstärkers (3) liegt,

daß der invertierende Verstärker (3) einen Differenzverstärker (1) und eine Stromspiegelschaltung (2) umfaßt, daß der Differenzverstärker (l) eine einen steuerbaren Strom abgebende Konstantstromquelle (Q5) aufweist, die zwischen den Verstärkungseiemeriten (Q3> Q^) des betreffenden Differenzverstärkers (1) und Erd- bzw. Massepotential liegt,

daß die Stromspiegelschaltung (2) zwischen den Verstärkungselementen (Q3, Q4) des Differenzverstärkers (1) und einer Vorspannung (+Vcc) liegt und daß die Oszillatoreinrichtung einen parallel abgestimmten Schwingkreis (X1, C1, C2) umfaßt, dem die Steuerspannung von dem Differenzverstärker (1) und der Stromspiegelschaltung (2) zugeführt wird.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Oszillatoreinrichtung einen Colpitts-Oszillator aufweist, der aus einem Transistor (Q1) und einem Festkörper-Resonanzelement (X1) besteht, welches in einem Rückkopplungszweig des betreffenden Oszillators liegt, und daß die invertierende Verstärkereinrichtung (3)

und die betreffende komplexe Impedanzeinrichtung einen Kondensator (Cx) von zwei Spannungsteilerkondensatoren (Cl, Cx) bilden, die in Reihe liegend den Colpitts-Oszillator bilden.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß eine Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (1O) an dem invertierenden Verstärker (3) so angeschlossen ist, daß eine Nichtlinearitäts-Korrektur bezüglich des durch den Verstärker fließenden Stroms erfolgt.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet , daß eine Signalabgabeschaltung (I3) vorgesehen ist, die der Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (1O) ein solches Signal zuführt, daß das Ausmaß der betreffenden Nichtlinearitäts.-Korrektur gesteuert ist.

9· Schaltungsanordnung nach Anspruch 8_f dadurch gekennzeichnet , daß die Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (1O) einen Transistor (QI6) und eine Diode (QI7) aufweist,

daß der Emitter des betreffenden Transistors (QI6) mit der Anode einer Diode verbunden ist, daß der Verbindungspunkt zwischen dem Transistor (QI6) und der Diode (Q17) an einem Bezugspotential (+Vcc) liegt,

daß die Basis des betreffenden Transistors (QI6) mit der Kathode der betreffenden Diode (QI7) über einen Widerstand (Rl 1)' verbunden ist,

daß zwischen der Kathode der betreffenden Diode (QI7) und Erd- bzw. Massepotential eine Konstantstromquelle (Q18) liegt,
daß ein Kollektorstrom des betreffenden Transistors (QI6) dem Differenzverstärker (1) als der von dessen

Konstantstromquelle bereitzustellende Strom geliefert wird

und daß die Signalabgabeschaltung (13) einen Steuerstrom (113) liefert, der dem Verbindungspunkt zwischen dem genannten Transistor (QI6) und dem betreffenden Widerstand (jR11) in der Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (1O) zugeführt wird, derart, daß das Ausmaß der betreffenden Nichtlinearitäts-Korrektur gesteuert wird.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9» dadurch

gekennzeichnet , daß die Signalabgabeschaltung (13) einen zweiten Differenzverstärker (ii) aufweist, dessen jedes Verstärkungselement (Q11, Q12) so geschaltet ist, daß es eine relative Steuerspannung (e) zur Steuerung des Ausmaßes des betreffenden Abgabesignals aufnimmt.

11. Stromgesteuerter Oszillator für die Erzeugung eines Ausgangssignals steuerbarer Frequenz, insbesondere unter Verwendung einer Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Oszillatorschaltung (Q1, X1, Ci) vorgesehen ist, die einen Resonanzteil (X1) aufweist,

daß ein Differenzverstärker (1) vorgesehen ist, daß mit dem Differenzverstärker (1) eine Konstantstromquelle (Q5) verbunden ist,
daß mit dem Differenzverstärker (i) ferner eine Stromspiegelschaltung (2) verbunden ist, durch die ein invertierender Verstärker gebildet ist, daß zwischen einem Ausgangsanschluß und einem Eingangsanschluß des betreffenden invertierenden Verstärkers (3) ein Rückkopplungskondensator (C2) liegt, daß ein Widerstand (RI) den invertierenden Eingangsanschluß des invertierenden Verstärkers (3) mit einem re-

lativen Lrd- bzw. Massepotential verbindet tmd daß eine Verbindungseinrichtung (Cx) vorgesehen ist, welche den Ausgangsanschluß des betreffenden invertierenden Verstärkers (3) mit dem Resonanzteil (X1) der Oszillatorschaltung derart verbindet, daß eine Resonanzkapazität dieser Oszillatorschaltung gebildet ist, wobei die Größe des KonstantStroms in der betreffenden Konstantstromquelle (Q5) derart geändert wird, daß die Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung abhängig da-Von gesteuert ist.

12. Stromgesteuerter Oszillator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung einen Oszillator der Colpitts-Konfiguration mit einem Transistor (Q16) in einem parallel abgestimmten Schwingkreis enthält, daß ein Festkörper-Resonanzelement (X1) im Rückkopplungszweig der Oszillatorschaltung liegt und daß die Verbindungseinrichtung (Cx) für die Verbindung mit dem Ausgangsanschluß des invertierenden Verstärkers (3) mit dem Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) verbunden ist.

13· Oszillator nach Anspruch 11,dadurch g e kennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung einen Oszillator der Colpitts-Konfiguration mit einem Transistor (QI6) in einem parallel abgestimmten Schwingkreis enthält,

daß im Rückkopplungezweig der betreffenden Oszillatorschaltung ein Festkörper-Resonanzelement (X1) liegt und daß der Ausgang des genannten invertierenden Verstärkers (3) mit dem Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) verbunden ist, dessen Emitterkreis über eine zweite Konstantstromquelle (Q2) an Erd· bzw. Massepotential liegt,

wobei das Ausgangssignal steuerbarer- Frequenz vom

Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) erhältlich ist.

14. Oszillator nach Anspruch 11, dadurch g e kennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung einen Transistor-Colpitts-Oszillator enthält, daß der Ausgangsanschluß des genannten invertierenden Verstärkers (3) mit einem Kollektorkreis des betreffenden Transistors (Qi) verbunden ist, dessen Kollektorkreis ferner über eine Konstantstromquelle (Q2) an einer Vorspannungsquelle (+Vcc) liegt, und daß das Ausgangssignal mit der steuerbaren Frequenz von dem Kollektorkreis des betreffenden Transistors (Q1) abnehmbar ist. (Fig. 7)

15· Oszillator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet , daß eine Nichtlinearitäts-Korrekturschaltungseinrichtung (1O) am Eingang des invertierenden Verstärkers (3) derart angeschlossen ist, daß eine Nichtlinearität in dem Steuerstrom korrigiert wird.

16. Oszillator nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet , daß eine Steuersignal-Abgabeschaltung (I3) vorgesehen ist,

daß die Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (1O) einen Transistor (QI6) und eine Diode (QI7) enthalt, daß der Emitter des Transistors (Q16) und die Anode der Diode (QI7) an einem BezugsSpannungspunkt angeschlossen sind,

daß die Basis des genannten Transistors (Q16) über einen Widerstand (RIl) mit der Kathode der betreffenden Diode (QI7) verbunden ist,
daß eine zweite Konstantstromquelle (QI8) mit der Kathode der Diode (QI7) verbunden ist,

daß der Kollektarstrom des betreffenden Transistors (QI6)

Ι dem invertierenden Verstärker (1) als der von dessen Konstantstromquelle gelieferte Strom zugeführt ist und daß die Steuersignal-Abgabeschaltung (I3) einen Steuerstrom liefert, der einem Verbindungspunkt zwisehen dem genannten Transistor (QI6) und dem genannten Widerstand (RI1) zugeführt ist, derart, daß das Abgabesignal geändert wird, welches an die betreffende Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (1O) abgegeben ist.

17. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals steuerbarer Frequenz, mit einer Oszillatoreinrichtung, deren Schwingungsfrequenz auf ein ihr zugeführtes Steuersignal hin änderbar ist, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet , daß eine invertierende Verstärkereinrichtung (3) das Steuersignal auf einen sie durchfließenden Strom hin erzeugt, daß eine komplexe Impedanzeinrichtung (C2, R1) vorgesehen ist, welche so geschaltet ist, daß ein Ausgangssignal der betreffenden invertierenden Verstärkereinrichtung (3) zu einem entsprechenden invertierenden Eingang dieser Verstärkereinrichtung zurückgekoppelt wird und daß dieser invertierende Eingang mit einem relativen Massepotential in einem Nebenschluß verbunden ist,

daß mit der betreffenden invertierenden Verstärkereinrichtung (3) eine Nichtlinearitäts-Korrekturschaltungseinrichtung (io) verbunden ist, welche auf ein Abgabesignal hin das Ausmaß des durch die betreffende Verstärkereinrichtung (3) fließendes Stromes steuert, und daß eine Steuersignal-Abgabeschaltungseinrichtung (13) vorgesehen und so geschaltet ist, daß sie eine Steuerspannung für die Erzeugung des betreffenden Abgabesignals aufnimmt, welches der betreffenden Nichtlinearitäts-Korrekturschaltungseinrichtung (1O) zur

— Q —

Steuerung der Nichtlinearitat des dadurch fließenden Stromes zugeführt wird.

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17» dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignal-Abgabe schal tungs einrichtung (13) einen Differenzverstärker (ii) aufweist, der über eine Stromspiegelschaltung (12) an einer Vorspannungspotentialquelle (+Vcc) liegt,

und daß die Eingangsanschlüsse der Verstärkungselemente (QI1y QI2) dieses Differenzverstärkers (ii) so geschaltet sind, daß sie die betreffende Steuerspannung aufnehmen.

19· Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß die betreffende Nichtlinearitäts-Korrekturschaltungseinrichtung (1O) einen Transistor (QI6) und eine Diode (QI7) aufweist, daß der Basiskreis des betreffenden Transistors (QI6) über einen Widerstand (RI1) mit der Kathode der betreffenden Diode (QI7) verbunden ist,

daß das Ausgangssignal der Steuersignal-Abgabeschaltungseinrichtung (13) dem Verbindungspunkt zwischen dem genannten Widerstand (R11) und dem Basiskreis des genannten Transistors (QI6) zugeführt ist, daß die Anode der Diode (QI7) über eine Konstantstromquelle (Q18) auf relativem Erd- bzw. Massepotential - liegt
und daß der Kollektorstrom des genannten Transistors (QI6) dem invertierenden Eingang der genannten invertierenden Verstärkereinrichtung (3) zugeführt ist.

20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19 _f dadurch gekennzeichne t , daß die genannte invertierende Verstärkereinrichtung (3) einen zweiten Differenzverstärker (1) aufweist, der über eine Stromspiegel-

schaltung an einem Erd- bzw. Massepotential liegt, und daß die genannte Nichtlinearitäts-Korrekturschaltungseinrichtung (1O) mit einer Diode (Q19) der betreffenden Stromspiegelschaltung verbunden ist.