DE2943510C2

DE2943510C2 - Phasengeregelter Hochfrequenzoszillator

Info

Publication number: DE2943510C2
Application number: DE2943510A
Authority: DE
Inventors: Bernd Dipl.-Ing. 8031 Puchheim Fritze
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 1979-10-27
Filing date: 1979-10-27
Publication date: 1983-03-31
Also published as: US4387348A; DE2943510A1

Description

Die Erfindung betrifft einen phasengeregelten Hochfrequenzoszillator laut Oberbegriff des Hauptanspruchs.

Phasengeregelte Hochfrequenzoszillatoren dieser Art sind bekannt (DE-OS 15 91 994). Hierbei wird durch die von den geschalteten Gleichstromquellen gelieferten Stromimpulse die am Ladekondensator sich aufbauende Oszillator-Steuerspannung so lange nachgestellt, bis die Phasendifferenz Null wird. Regelschwingungen werden durch zusätzliche /?C-Glieder verhindert. Im [dealfall liefert keine der beiden geschalteten Stromquellen bei Phasendifferenz Null einen Stomimpuls. Aus Bauteiltoleranzgründen und wegen der endlichen Schaltzeiten der Stromquellen ist dieser Idealfall jedoch nicht realisierbar. Um einen Totbereich, in dem keine der beiden Stromquellen arbeitet, und hierdurch ein ständiges Pendeln der Oszillatorfrequenz zu vermeiden, ist es zweckmäßig, die Stromquellen so zu steuern, daß eine Überlappung eintritt, d. h., im eingeschwungenen Zustand der Phasenregelschleife liefern beide gesteuerten Stromquellen gleich große Ladungsmengen von entgegengesetzter Polarität, die sich gegenseitig aufheben. Diese Schaltung weist jedoch noch grundsätzliche Nachteile auf. Die Stromquellen liefern Restströme, die auch im ausgeschalteten Zustand dieser Stromquellen fließen und sich gegenseitig nicht aufheben, da sie ja nicht gleich sind. Die im spannungsgesteuerten Oszillator vorgesehenen Varaktordioden liefern Sperrströme, die den Ladekondensator entladen können. Der Oszillator kann eine gewisse Frequenzdrift aufweisen, die ein ständiges Nachladen des Ladekondensators erfordert. Weiter können im Ladekondensator Nachladeerscheinungen auftreten, die nach jedem Frequenzwechsel auftreten. Diese störenden Effekte, durch welche die Differenz von Soll- und Ist-Spannung am Ladekondensator stetig verändert wird, müssen zur Aufrechterhaltung des Synchronzustandes durch Stromimpulse konstanter oder sich verhältnismäßig langsam ändernder Breite aus der Phasenvergleichsschaltung kompensiert werden. Hierdurch wird jedoch eine störende Frequenzmodulation des Oszillators verursacht.

Bei einem phasengeregelten Hochfrequenzoszillator, bei dem oie Phase der Oszillatorspannung in einer Phasenvergleichsschaltung mit der Phase der Spannung einer Referenzfrequenzquelle verglichen wird, ist es bekannt, eine Baugruppe vorzusehen, die das etwa dem Integral der Differenz der ihr eingespeisten komplementären Ladungsimpulse proportionale Regelsignal für den Oszillator bildet (DE-OS 23 54 357).
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen phasengeregelten Hochfrequenzoszillator dieser Art so weiterzubilden und zu verbessern, daß diese Nachteile im eingeschwungenen Zustand vermieden sind und vor allem Regelabweichungen durch Restströme der Strom-

quellen oder Sperrströme der Varaktordioden vermieden sind, ohne die Rauscheigenschaften des Oszillators zu verschlechtern.

Diese Aufgabe wird ausgehend von einem phasengeregelten Hochfrequenzoszillator laut OL^erbegriff des Hauptanspruchs durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst

Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Bei dem erfindungsgemäßen phasengeregelten Hochfrequenzoszillator wird über eine einfache Zusatzschaltung ein Korrekturstrom erzeugt, der jeweils proportional ist dem Integral der Differenz der von den Stromquellen gelieferten Ladungsimpulse, aiso im eingeschwungenen Zustand unmittelbar proportional eventuellen Fehlern der beiden im Idealzustand sich gegenseitig aufhebenden Ladungsmengen. Hierdurch werden die bei der bekannten Schaltung zum Ausgleich solcher Fehler nötigen ständigen Nachladestromstöße über die Phasenvergleichsschaltung vermhden, und die eventuell infolge von Restströmen der Stromquellen oder Sperrströme der Varaktordioden auftretenden Ladungsmengenfehler werden durch den zusätzlichen Korrekturstrom kompensiert. Da bei der erfindungsgemäßen Schaltung zwischen Ladekondensator und spannungsgesteuertem Oszillator keine zusätzlichen Schaltelemente vorgesehen sind, welche die Rauscheigenschaften des Oszillators ungünstig beeinflussen könnten, wird das Rauschverhalten der Oszillatorsteuerspannung nicht verschlechtert.

Die Erfindung wird im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an Ausführungsbeispielen naher erläutert.

Fi g. 1 zeigt das Prinzipschaltbild einer vereinfachten Lösung eines phasengeregelten Hochfrequenzoszillators;

F i g. 2 zeigt ein verbessertes und alle Störmöglichkeiten berücksichtigendes Ausführungsbeispiel.

F i g. 1 zeigt einen phasengeregelten Hochfrequenzoszillator mit einem über eine Gleichspannung in seiner Frequenz steuerbaren Oszillator 1, dessen Ausgangsfrequenz f_o in einer Phasenvergleichsschaltung 2 mit einer Referenzfrequenz f_r in bekannter Weise verglichen wird. Die Ausgangsfrequenz des Oszillators 1 kann beispielsweise in bekannter Weise durch einen zwischengeschalteten und in seinem Teilungsverhältnis einstellbaren Frequenzteiler 3 geändert werden. Die Phasenvergleichsschaltung 2 liefert entsprechend der Phasenlage von Oszillatorfrequenz f_o zur Referenzfrequenz f_r Steuerimpulse an eine einen positiven Strom liefernde, schaltbare Gleichstromquelle 4 und eine einen negativen Strom liefernde, schaltbare Gleichstromquelle 5. In diesen schaltbaren Stromquellen 4 und 5 werden die Steuerimpulse der Phasenvergleichsschaltung 2 in Stromimpulse entsprechender Impulsdauer umgewandelt, die dann einem Ladekondensator 6 zugeführt werden, in welchem sie zur Steuerspannung für den beispielsweise über Varaktordioden abstimmbaren Oszillator 1 integriert werden. Um Regelschwingungen zu vermeiden, ist der Ladekondensator 6 mit dem fiGGIied 7 in Serie geschaltet.

Über eine Zusatzschaltung 8 wird ein Korrekturgleichstrom / erzeugt, der etwa proportional dem Integral der Differenz der von den Stromquellen 4 und 5 gelieferten Ladungsimpulse ist, und zwar wird durch nachfolgend näher beschriebene zusätzliche Schaltmaßnahmen dafür gesorgt, daß nur die im eingeschwungenen Zustand vorhandenen, relativ kurzen Ladungsimpulse, die sich im Idea!zu:>tand gegenseitig aufheben sollen, in dieser Zusatzschaltung einen entsprechenden Korrekturstrom erzeugen.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 besteht diese Zusatzschaltung im einfachsten Fall aus einem zwischen die miteinander verbundenen Stromquellen 4 und 5 und dem Ladekondensator 6 geschalteten Widerstand 9, an welchem somit eine der Differenz der von den Stromquellen 4 und 5 gelieferten Stromimpulse

ίο proportionale Spannung abfällt Diese Spannung wird nach Gleichrichtung mit den Gleichrichtern 10 in einem zusätzlichen Kondensator 11 in mehreren aufeinanderfolgenden Perioden integriert, so daß schließlich im Zusatzkondensator 11 eine Spannung auftritt die unter idealen Voraussetzungen (die beiden Stromquellen 4 und 5 liefern im Ruhezustand jeweils gleich große und gleich lange Stromimpulse) etwa dem Integral der Differenz der von den Stromquellen 4 und 5 gelieferten Stromimpulse proportional ist

Diese Stromimpulse wären, wie gesagt, auch im eingeschwungenen Zustand nur dann gleich, wenn die Stromquellen keine Restströme liefern und wenn keine Sperrströme von den Varaktordioden des Oszillators 1 auf den Ladekondensator 6 zurückwirken würden.

Wenn solche Restströme oder Sperrströme vorhanden sind, sind diese Ladungsimpulse auch im eingeschwungenen Zustand nicht mehr gleich, und die Zusatzschaltung 8 erzeugt daher aus solchen festgestellten Differenzen der Ladungsmengen-Integration einen Korrekturstrom / Dieser der Spannung am Zusatzkondensator 11 proportionale Korrekturstrom /wird über einen Verstärker 12 mit einem Verstärkungsfaktor 1 und mit sehr niedrigem Eingangsstrom durch Impedanzwandlung erzeugt und über einen Widerstand 13 unmittelbar dem Ladekondensator 6 zugeführt. Der Ladestromkreis für die Gleichrichterdioden 10 wird durch einen Widerstand 14 geschlossen, der unmittelbar am Ausgang des Verstärkers 12 angeschaltet ist. Damit ist gewährleistet, daß die Gleichrichterdioden 10 mit einer Vorspannung beaufschlagt sind, die der gleichgerichteten Ausgangsspannung des Verstärkers entspricht. An den Gleichrichtern 10 liegt daher zwischen den Stromimpulsen keine Ruhespannung an, und diese Gleichrichter können daher keinen unerwünschten Reststrom erzeugen, und dadurch wird vermieden, daß die Schaltung selbst ständig Impulse zum Ausgleich von selbst erzeugten Restströmen benötigt.

Die Zusatzschlatung 8 ist über einen Kondensator 15 von den Stromquellen 4 und 5 getrennt; dieser Kondensator weist einen relativ kleinen Kapazitätswert auf, und hierdurch wird erreicht, daß nur relativ kurze Ladungsimpulse, wie sie im eingeschwungenen Zustand als sich überlappende Impulse auftreten, in der Zusatzschaltung 8 zur Erzeugung des Reststromes ausgewertet werden. Dies ist zweckmäßig, damit längere Stromimpulse, wie sie beispielsweise bei einem Frequenzwechsel auftreten und ein möglichst schnelles Umladen des Ladekondensators 6 auf den neuen Frequenzwert ermöglichen sollen, in der Zusatzschaltung 8 nicht ausgewertet werden, d. h., bei einem solchen Frequenzwechsel mittels relativ langer Stromimpulse soll die Zusatzschaltung 8 ihren vorher im eingeschwungenen Zustand erzeugten Korrekiurstrom beibehalten, der dann nach Abschluß des Frequenzwechsels wieder unmittelbar wirksam werden kann, da man voraussetzen kann, daß Fehler durch Restströme oder Sperrströme relativ frequenzunabhängig auftreten, also auch bei der neuen Frequenzeinstellung des Oszillators 1. Damit wird

die Zusatzschaltung 8 bei einem einen den Abstimmvorgang nur

vermieden, daß

Frequenzwechsel

störenden Korrekturstrom liefert.

Diese Sperrung der Zusatzschaltung 8 für relativ lange Schaltimpulse kann gemäß einer Weiterbildung nach Fig. 1 noch durch eine zusätzliche Drossel 16 verbessert werden, die gewährleistet, daß nur relativ kurze Stromimpulse einen entsprechenden Spannungsabfall erzeugen und in der Zusatzschaltung 8 bewertet werden, relativ lange Impulse jedoch ungehindert zum Kondensator 6 gelangen läßt. In gleicher Weise kann dieser Trenneffekt zwischen kurzen und langen Impulsen noch durch Zwischenschaltung von zusätzlichen Gleichrichtern 17 verbessert werden, die, verglichen mit den Gleichrichtern 10 der Zusatzschaltung 8, eine größere Durchlaßspannung aufweisen. Relativkurze Stromimpulse gelangen daher zunächst zu den Gleichrichtern 10; erst wenn die höhere Durchlaßspannung der Gleichrichter 17 überschritten wird, gelangen auch über die Gleichrichter 17 längere Stromimpulse, wie sie beim Frequenzwechsel auftreten können, zum Ladekondensator 6.

Für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 wurde vorausgesetzt, daß die beiden Stromquellen 4 und 5 ideale gleich große und auch gleich lange Stromimpulse liefern. Dies ist in der Praxis meist nicht erreichbar. Fig.2 zeigt daher eine vorteilhafte Weiterbildung der Schaltung nach Fig. 1, die gewährleistet, daß auch solche eventuellen Unsymmetrien der Stromimpulse kompensiert sind. Nach Fig.2 werden die beiden Gleichrichter der Zusatzschaltung 8 von den Stromimpulsen der beiden Stromquellen 4 und 5 getrennt angesteuert. Zu diesem Zweck sind an den Ausgängen der beiden Stromquellen 4 und 5 zwei Drosseln 20 und 21 angeschaltet, nicht störend für kurze Stromimpulse, die über Trennkondensatoren 22 und 23 den beiden getrennten Gleichrichtern 24 und 25 zugeführt werden. Die Drosseln 20 und 21 bewirken, daß im Ruhezustand, d. h. zwischen den einzelnen Stromimpulsen, an den parallel zu ihnen geschalteten zusätzlichen Gleichrichtern 26 und 27, die wieder eine etwas höhere Durchlaßspannung aufweisen als die Gleichrichter 24 und 25, keine Spannungen liegen. Über einen Widerstand 28 und einen zusätzlichen Verstärker 29 wird Symmetrie hergestellt, die zusätzliche Diode 30 begrenzt eventuelle Störspannungen. Im Zusatzkondensator 11 wird wieder eine Spannung aufintegriert, die dem Integral der Differenz der Stromimpulse aus den beiden Stromquellen 4 und 5 proportional ist. Den Dioden 24 und 25 sind wieder Vorspannungswiderstände 31, 32, 33 zugeordnet, der Widerstand 33 ist wieder mit dem Ausgang des Versiärkers 12 verbunden, so daß bei jeder Spannung am Kondensator 11 gewährleistet ist, daß die Spannung an den Dioden 24 und 25 außerhalb der Impulszeit jeweils gleich Null ist, und damit durch diese Schaltelemente keine Restströme fließen. Die Trennkondensatoren 22 und 23 sind wieder so dimensioniert, daß beim Frequenzwechsel der Kondensator 11 nicht zu stark umgeladen wird und somit längere Stromimpulse aus den Stromquellen 4 und nur über die zusätzlichen Gleichrichter 26 und 27 fließen; Die Drossel 21 könnte auch entfallen, wenn der Widerstand 28 entsprechend hochohmig gewählt wird. Die verbesserte Schaltung nach F i g. 2 ermöglicht es, die gesamte von den Stromquellen gelieferte Ladung kurzer Impulse über den Zusatzkondensator 11 zum Ladekondensator 6 zu führen. Damit wird gewährleistet, daß für kurze Stromimpulse die Spannungsänderung am Zusatzkondensator 11 nicht nur bezüglich Polarität mit der Spannungsänderung am Ladekondensator 6 übereinstimmt, sondern auch proportional ist. Im abgeglichenen Zustand, d. h. für kurze Stromimpulse, gelangt beispielsweise die Ladung von der Spannungsquelle 4 über den Trennkondensator 22 und die Diode 24 zum Zusatzkondensator 11, von der Stromquelle 5 entsprechend über den Trennkondensator 23 und die Diode 25, und dann vom Zusatzkondensator 11 zum Ladekondensator 6. An den Dioden 26 und 27 entsteht nämlich während der Ladungsimpulse eine positive bzw. negative Spannung von der Dauer der kurzen Impulse, und die Kondensatoren 22 und 23, die zunächst entladen sind, können daher die Ladungsimpulse zu den Dioden 24 und 25 leiten. Solange der Zusatzkondensator U entladen ist, ist die Ausgangsspannung des Versiärkers 12 gleich der Oszillator-Steuerspannung am Ladekondensator 6, so daß über den Widerstand 13 kein Strom fließt. Dies ist so lange der Fall, wie der positive und der negative Ladungsimpuls gleiche Ladungsmengen bringen. Die Trennkondensatoren 22, 23 werden über die Widerstandskombination 31, 32, 33 nach jedem Impuls schnell so entladen, daß keine Spannung an den Dioden 24 und 25 verbleibt. Damit kann über diese Dioden kein unerwünschter Reststrom auf den Kondensator 11 gelangen.

Wenn der Abgleichzustand etwa durch Restströme einer der beiden Stromquellen oder der Varaktordioden im Oszillator 1 gestört ist, erhalten die Stromimpulse unterschiedliche Länge, eventuell verschwindet einer beispielsweise beim Frequenzwechsel vorübergehend ganz. Da kurze Stromimpulse nicht über die Dioden 26 und 27, die ja höhere Durchlaßspannung aufweisen, sondern hauptsächlich über die Dioden 24 und 25 geleitet werden, wird der Kondensator 11 aufgeladen, und es fließt ein Strom über den Widerstand 13, der so lange steigt, bis der positive und negative Stromimpuls wieder gleich groß sind. Eine falsche Spannung am Kondensator 11 nach einem Frequenzwechsel wird auf gleiche Weise ausgeglichen, ebenso wird eine eventuelle Oszillatordrift oder ein Nachladeeffekt des Kondensators 6 ausgeglichen.

Als Verstärker 12 wird ein Typ mit extrem niedrigem Eingangsstrom gewählt, beispielsweise ein MOS-FET-Verstärker, dessen Eingangsstrom um Größenordnungen unter dem Strom gesperrter Halbleiter liegt. Der Kondensator 11 sollte sehr gute Isolationseigenschaften aufweisen. Das Rauschen des Verstärkers 12 wird durch den Widerstand 13 von der Steuerspannung am Kondensator 6 entkoppelt. Dessen mit dem Kondensator 6 gebildete Zeitkonstante ist so groß zu wählen, daß keine Rauschsiöfüiigcii mehr auftreten. Der Widerstand ist außerdem groß gewählt im Vergleich zum Widerstand des RC-Gliedes 7.

Die erfindungsgemäße Schaltung weist den zusätzlichen Vorteil auf, daß eine eventuelle quasikontinuierliche, d. h. schrittweise, Verstimmung des Oszillators in eine kontinuierliche Verstimmung umgewandelt wird. Bei phasengeregelten Hochfrequenzoszillatoren dieser Art wird oftmals beispielsweise die Referenzfrequenz aus einem Synthesizer geliefert, der dekadisch in Schritten mit Quarzfrequenzgenauigkeit einstellbar ist Eine andere bekannte Möglichkeit ist, im Sinne der Ausführungsbeispiele in die Verbindungsleitung zwisehen Oszillator und Phasenvergleichsschaltung einen dekadisch ebenfalls in Schritten einstellbaren Frequenzteiler 3 einzuschalten. Solche Oszillatoren sind damit in sehr feinen Schritten in der Frequenz durchstimmbar

und, wenn die Abstimmung des Synthesizers oder des Frequenzteilers über eine geeignete Impulssteuerschaltung über mehrere Dekaden erfolgt, wird somit in einem vorbestimmten Frequenzbereich eine sogenannte quasikontinuierliche, d. h. schrittweise Abstimmung des Oszillators 1 erzielt. Diese relativ geringen Frequenz-

schritte bedeuten entsprechend kurze Ladungsimpulse aus den Stromquellen, die im Sinne obiger Beschreibung über die Zusatzschaltung 8 zur Erzeugung eines Korrekturstromes führen, und der Oszillator 1 wird also nicht mehr sprunghaft in seiner Frequenz verstellt, sondern über den Zusatzstrom kontinuierlich.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Phasengeregelter Hochfrequenzoszillator, bei dem die Phase der Oszillatorspannung in einer Phasenvergleichsschaltung mit der Phase der Spannung einer Referenzfrequenzquelle verglichen wird, die zwei mit einem Ladekondensator verbundene Gleichstromquellen derart steuert, daß in Abhängigkeit von der Phasendifferenz Ladungsimpulse der Stromquellen am Ladekondensator eine die Frequenz des spannungssteuerbaren Hochfrequenzoszillators bestimmende Ladespannung erzeugen und daß im eingeschwungenen Zustand der Phasenregelschleife beide Stromquellen Ladungsimpulse an den Ladekondensator liefern, die gleich groß, von entgegengesetzter Polarität und gegenüber der Periodendduer der Referenzfrequenz kurt sind, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ladekondensator (6) eine Zusatzschaltung (8) zugeordnet ist, die bei diesen kurzen Ladungsimpuisen einen Korrekturstrom (J) liefert, der etwa dem Integral der Differenz der von den Stromquellen (4,5) gelieferten Ladungsimpulse proportional ist.

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzschaltung (8) mindestens ein den Stromquellen (4, 5) zugeordnetes, einen den Ladungsimpulsen entsprechenden Spannungsabfall erzeugendes Schaltelement (9, 16; 20, 21) umfaßt und daß mit der an diesem Schaltelement abfallenden Spannung über Gleichrichter (10; 24, 25) ein Integrationskondensator (11) aufgeladen wird, von dessen Ladespannung über einen Impedanzwandler (12) der dem Ladekondensator (6) zuzuführende Korrekturstrom ^abgeleitet wird.

3. Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzschaltung (8) über mindestens einen, nur die relativ kurzen Ladungsimpulse übertragenden Trennkoi.densator (15; 22, 23) mit den Stromquellen (4,5) verbunden ist.

4. Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Stromquellen (4,5) und den Ladekondensator (6) Gleichrichter (17; 26, 27) mit einer gegenüber der Durchlaßspannung der Gleichrichter (10; 24,25) der Zusatzschaltung (8) größeren Durchlaßspannung geschaltet sind.

5. Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Stromquelle (4,5) ein gesondertes, einen Spannungsabfall erzeugendes Schaltelement (20, 21), insbesondere eine Drossel, zugeordnet ist und daß mit den daran abfallenden, den Ladungsimpulsen der Stromquellen proportionalen Spannungen jeweils über Trennkondensatoren (22, 23) und zwei getrennte Gleichrichter (24, 25) der Zusatzkondensator (11) aufgeladen wird (F i g. 2).

6. Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Impedanzwandler ein eingangsseitig mit dem Zusatzkondensator (11) verbundener und ausgangsseitig über einen Widerstand (13) mit dem Ladekondensator (6) verbundener Verstärker (12) mit einem Verstärkungsfaktor Eins ist.

7. Oszillator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichter (10; 24, 25) der Zusatzschaltung (8) über mit dem Ausgang des Verstärkers (12) verbundene Widerstände (14; 31,

32,33) vorgespannt sind.

8. Oszillator nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Trennkondensaioren (22, 23) und die zwischen die Stromquellen (4,5) und den Ladekondensator (6) geschalteten Gleichrichter (26, 27) mit größerer Durchlaßspannung derart bemessen sind, daß längere Stromimpulse über diese Gleichrichter (26, 27) zum Ladekondensator (6) gelangen.