DE1591553C

DE1591553C - Quarzgesteuerter Transistor Oszillator

Info

Publication number: DE1591553C
Application number: DE19671591553
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Dipl Ing 8000 München Ulmer
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1967-09-26
Filing date: 1967-09-26
Publication date: 1973-06-20

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen quarzgesteuerten Transistoroszillator, bei dem der hinsichtlich seiner Resonanzfrequenz in einem breiten Frequenzband wählbare Quarz zur Kompensation seiner Parallelkapazität in eine Brückenschaltung einbezogen ist.

In der elektrischen Nachrichten- und Meßtechnik und insbesondere bei modernen Richtfunksystemen werden häufig engtolerierte Frequenzen im GHz-Bereich benötigt. Beispielsweise gilt dies für die Sende- und Empfangsumsetzer von Richtfunksystemen. In der modernen Technik dieser Art werden nun meist Oszillatoren bei tieferen Frequenzen vorgesehen, z. B. im Gebiet von 100 MHz, deren Ausgangsleistung verstärkt wird und auf die gewünschte hohe Sende- und Empfangsfrequenz, beispielsweise mittels Varaktoren, in der Frequenz vervielfacht wird. Das Bestreben geht nun dahin, auch bei den Oszillatoren hierfür Halbleiterelemente, also Transistoren zu benutzen. Da die Anforderungen an solche Generatoren hinsichtlich der Frequenzgenauigkeit sehr groß sind, verwendet man quarzgesteuerte Oszillatorschaltungen. Dabei soll ein Frequenzwechsel möglichst einfach, beispielsweise nur durch Wechsel des Quarzes durchführbar sein.

Es sind bereits Schaltvorgänge bekannt für quarzgesteuerte Transistoroszillatoren, bei denen zur Erreichung großer Breitbandigkeit hinsichtlich des Frequenzwechsels der Quarz zur Kompensation seiner Parallelkapazität in eine Brückenschaltung in den Rückkopplungszweig gelegt ist. Gerade bei der oben erwähnten Technik erfüllen jedoch die bekannten einfachen Schaltungen dieser Art nicht die hohen Anforderungen, wie sie für Richtfunksysteme notwendig sind, beispielsweise hinsichtlich des Phasenrauschens und hinsichtlich der Frequenzgenauigkeit, abhängig 30, von der Betriebstemperatur und beim Wechsel eines Quarzes. Daneben bestehen in solchen Systemen die Forderungen; die Fertigungstoleranzen und die durch Alterung hervorgerufenen Änderungen der Quarzfrequenz in einfacher Weise durch sogenanntes Ziehen der Quarzfrequenz ausgleichen zu können, sowie den Quarzoszillator auch in der Frequenz mit möglichst großem und linearem Hub modulieren zu können. Der letzte Gesichtspunkt ist vor allem für die übertragung von Dienstgesprächskanälen bei Riehtfunksystemen maßgeben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Quarzoszillator der eingangs geschilderten Art anzugeben, der den aufgezählten Forderungen weitgehend nachkommt 45 ·

Diese Aufgabe wird bei einem quarzgesteuerten Transistoroszillator, bei dem der hinsichtlich seiner Resonanzfrequenz in einem breiten Frequenzband wählbare Quarz zur Kompensation seiner Parallelkapazität in eine Brückenschaltung einbezogen ist, gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die den Quarz beinhaltende Brückenschaltung zwischen zwei Transistoren eingeschaltet ist, bei denen der Ausgang des zweiten Transistors zur Rückkopplung mit dem Eingang des ersten Transistors über ein in Abhängigkeit von der Schwingfrequenz des Quarzes die Phase drehendes Netzwerk, mit weitgehend konstanter Phasendrehung im gesamten breiten Arbeitsfrequenzbereich des Oszillators verbunden ist.

Die Brückenschaltung besteht hierbei vorteilhaft aus einem Übertrager, der primärseitig vom ersten Transistor gespeist wird und sekundärseitig zwei gegenphasige Spannungen liefert, die zwei Brückenzweigen zugeführt werden, von denen der eine durch den Quarz selbst gebildet wird und der andere durch eine Kompensationskapazität für die Quarzparallelkapazität. Vorteilhaft werden die Ausgänge der beiden Brückenzweige miteinander verbunden und auf die Primärseite eines zweiten Übertragers geführt, dessen Sekundärseite den zweiten Transistor speist.

Bei dieser ^ Schaltungsausführung ist es vorteilhaft, wenn die Kompensationskapazität und der Quarz je mit einer Induktivität überbrückt sind und wenn die dadurch gebildeten Parallelresonanzkreise auf die mittlere Betriebsfrequenz des Oszillators abgestimmt sind.

Vorteilhaft ist es weiterhin, wenn der zweite übertrager zusammen mit seiner Streukapazität einen auf die mittlere Betriebsfrequenz des Oszillators abgestimmten Parallelresonanzkreis bildet

Für die Ansteuerung des dem Quarz nachgeschalteten Transistors mit möglichst hohem Schwingstrom von der Quarzfrequenz ist es vorteilhaft, dem zweiten übertrager in dieser Schaltung ein großes Stromübersetzungsverhältnis zu verleihen, so daß der Schwingquarz selbst nur mit einem kleineren Schwingstrom als der nachfolgende· Transistor belastet wird.

Vorteilhaft ist es ferner, wenn die Kompensationskapazität viel kleiner gewählt ist als die Kapazität des Quarzes und wenn das übersetzungsverhältnis des ersten· Übertragers dementsprechend so gewählt ist, daß das Brückengleichgewicht gewahrt bleibt.

Zweckmäßig wird ferner die möglichst klein gehaltene Streuinduktivität des zweiten Übertragers und die Zuleitungsinduktivität bis zum Eingang des zweiten Transistors durch eine zwischengeschaltete Serienkapazität zu einem auf die mittlere Betriebsfrequenz des Oszillators abgestimmten Serienresonanzkreis ergänzt.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung des Erfindungsgegenstandes besteht darin, daß der zweite Transistor im Basisschaltung betrieben ist und daß sein Emitterstrom so eingestellt ist, daß der zulässige Schwingstrom des Quarzes nicht überschritten wird, daß ferner durch Einschalten eines Widerstandes in seine Emitterzuleitung sein Eingangswirkwiderstand im positiven Gebiet gehalten wird.

Vorteilhaft ist ferner, wenn in der Rückkopplungsleitung im Anschluß an den zweiten Transistor zunächst ein Dämpfungswiderstand gelegt ist und im Anschluß daran das phasendrehende Netzwerk.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung des Erfindungsgegenstandes besteht darin, daß das phasendrehende Netzwerk aus einem Brücken-Übertrager, vorzugsweise in Sparschaltung besteht, dessen einer Anschluß der Primärwicklung über einen Widerstand und dessen anderer Anschluß über einen Parallelresonanzkreis gleichzeitig an die Rückkopplungsleitung gelegt ist und dessen Sekundärseite an den ersten Transistor angeschaltet ist, wobei der Parallelresonanzkreis so eingestellt ist, daß im Rückkopplungsweg die notwendige Phasendrehung erzielt wird. Für die Temperaturkompensation der schaltungsbedingten Frequenzänderungen ist es vorteilhaft, dem Widerstand einen entsprechenden temperaturabhängigen Widerstand parallelzuschalten.

Vorteilhafterweise wird dem in Emitterschaltung betriebenen ersten Transistor ausgangsseitig ein Dämpfungswiderstand parallelgeschaltet, vorzugsweise unter Zwischenschaltung eines auf die mittlere Betriebsfrequenz des Oszillators abgestimmten Serienresonanzkreises.

Insbesondere bei der letzterwähnten Ausbildung der erfindungsgemäßen Schaltung ist es vorteilhaft wenn zur Frequenzmodulation des Oszillators die Kapazität des im Rückkopplungspfad befindlichen

Parallelresonanzkreises wenigstens zum Teil durch eine durch die Modulationssignale in ihrer Kapazität gesteuerte Kapazitätsdiode ersetzt ist.

Für'die Ansteuerung eines dem Transistoroszillators nachgeschalteten Transistorverstärkers ist es vorteilhaft, dem zweiten Transistor des Oszillators ausgangsseitig einen übertrager nachzuschalten. In die Zuleitung von diesem Übertrager zum nachgeschalteten Transistor wird vorteilhaft ein auf die Mitte des Betriebsfrequenzbereiches des Oszillators abgestimmter, gedämpfter Serienresonanzkreis gelegt.

Nachstehend wird an Hand der Fig. 1 bis 3 die erfindungsgemäße Schaltung mit ihren Vorteilen näher erläutert.

Die F i g. 1 zeigt das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Quarzoszillators. Die Transistoren TsI und Ts 2 bilden den eigentlichen Oszillator, Ts3 dient nur zur weiteren Verstärkung und rückwirkungsfreien Auskopplung der Oszillatorleistung über einen übertrager U5. Erfindungswesentlich ist das Netzwerk zwischen TsI und Ts 2. Der Quarz Q ist in eine unsymmetrische Brückenschaltung eingesetzt, der ein stark transformierender übertrager U3 folgt. Die .Streuinduktivität von Ef 3 und der Schaltung wird durch C3 zu einem Serienkreis ergänzt. Die Hauptinduktivität von Ό3 bildet mit der Streukapazität Cp, L3 mit der Quarzparallelkapazität CQ und im anderen Brückenzweig L2 mit CI je einen Parallelkreis. Alle diese Kreise sind auf die Mitte des gewünschten Frequenzbereiches abgestimmt

Wesentlich ist weiterhin der Einsatz der Phasenschieberschaltung Ul, Ll, Cl, Rl im Rückkopplungsweg des Quarzoszillators. Bedingung für diesen Phasenschieber ist Drehung der Phase in einem möglichst breiten Frequenzbereich ohne Amplitudenänderung. Der temperaturabhängige Widerstand R2 dient zur Temperaturkompensation der schaltungsbedingten Frequenzänderungen des Quarzoszillators. R 3 ist ein Dämpfungswiderstand in der Rückkopplungsleitung. In den Kollektorkreisen der Transistoren befinden sich in bekannter Weise nicht bezeichnete Dämpfungsperlen zur Vermeidung höherfrequenter Schwingungen. Die Drosseln Dr und die sonstigen nicht näher bezeichneten Bauelemente dienen Stromzuführungs- und Entkopplungszwecken nach bekannter Art. Die Kondensatoren CT bilden für die Betriebsfrequenzen Kurzschlüsse.

Die Briickenschaltung hat den Zweck, die Parallelkapazität CQ des Quarzes breitbandig zu kompensieren, so daß über ein möglichst breites Frequenzband außerhalb der eigentlichen Quarzresonanz eine große Dämpfung erreicht wird. Damit kann man den gesamten Rückkopplungsweg breitbandig auslegen, ohne daß die Gefahr besteht, daß der Oszillator auf einer anderen Frequenz als der Resonanzfrequenz des Quarzes schwingt. Diese große Bandbreite ist wichtig, um in der Rückkopplungsschleife eine möglichst kleine frequenzabhängige Phasenänderung oder Gruppenlaufzeit (άφ/άώ) im gewünschten Frequenzgebiet zu erreichen. Dies wiederum bewirkt, daß man nur durch Tausch des Quarzes die Oszillatorfrequenz ändern kann, wobei auch noch Quarze sicher anschwingen, bei denen die Resonanzfrequenz relativ weit von der durch die Abstimmung der Oszillatorschaltung festgelegten Bandmitte entfernt liegt. Außerdem werden von der Bandmitte entfernt liegende Quarzfrequenzen nur wenig zur Bandmitte hin gezogen, d. h., die sich im Oszillatorbetrieb einstellende Schwingfrequenz unterscheidet sich nur wenig von ■ der in einer Zweipolmessung des Quarzes feststellbaren Serienresonanzfrequenz, und zwar liegt die erstere etwas näher bei der Bandmitte als die letztere. Eine weitere Verbesserung der frequenzabhängigen Phasenänderung erhält man durch Einfügen der Serienresonanzkreise LA, C4 und/oder LS, CS mit den Dämpfungswiderständen R4, R6. Diese Serienresonanzkreise haben ihre Resonanz bei der Bandmittenfrequenz und sind so eingeschaltet, daß sie die frequenzabhängige Phasenänderung in einem gewissen Bereich um die Bandmittenfrequenz verkleinern (»phasenrückdrehende Glieder«). Das Phasenrauschen des Quarzoszillators wird hauptsächlich durch drei Maßnahmen klein gehalten.

1. Das Netzwerk zwischen TsI und Ts2 ist so gestaltet, daß es wie ein Quarzfilter mit sehr kleiner Bandbreite wirkt. Das Rauschen des Transistors TsI wird dadurch bis auf Anteile, die bei sehr tiefen Basisbandfrequenzen wirksam werden, gesperrt. Das Phasenrauschen bei tiefen Frequenzen darf aber wesentlich größer sein als bei hohen Basisbandfrequenzen, dabei frequenzmodulierten Systemen der Signalphasenhub bei tiefen Frequenzen relativ groß ist und dadurch der Geräuschabstand groß ist. Die Entkopplung des Transistors Ts 1 über den Rückkopplungswiderstand R3 ist so groß, daß auch hier Ts 1 praktisch keinen Einfluß auf das Rauschen des Oszillators hat, das somit hauptsächlich durch Ts2 verursacht wird.

2. Durch den Transistor Ts2 soll ein möglichst großer Signalstrom fließen. Da durch den Quarz nur ein bestimmter maximaler Schwingstrom

• fließen darf (meist soll eine Leistung von einigen mW nicht überschritten werden), wird dieser Schwingstrom in einem übertrager U3 mit großem Stromübersetzungsverhältnis vergrößert

3. Der Transistor Ts2 soll eingangsseitig aus einem Innenwiderstand gespeist werden, der über eine möglichst große Bandbreite hochohmig bleibt, mit Ausnahme des schmalen Gebietes um die eigentliche Quarzresonanz, da der Rauschstrom im Transistor Ts 2 um so kleiner ist, je größer der Widerstand zwischen Emitter und Basis ist Dies erreicht man dadurch, daß man

a) die Streuinduktivität des Übertragers £73 und

b) die Streukapazität CP von U 3 und Schaltung möglichst klein macht,

c) die Quarzparallelkapazität CQ und die Brükkenkapazität C 2 durch Induktivitäten in Bandmitte kompensiert und

d) daß man die Brückenschaltung unsymmetrisch macht, so daß Cl klein gegen CQ wird.

Die erwähnte Brückenschaltung kann man durch das in der F i g. 2 dargestellte vereinfachte Schaltbild ersetzen. Dem Transistor Ts 1 folgt der schon erwähnte Resonanzkreis mit den Elementen R4, L4, C4, der dem Transistor hochfrequenzmäßig zwischen Emitter und Kollektor parallel liegt. Parallel hierzu liegt wiederum die Primärseite des Übertragers U 2. An dessen Sekundärseite liegt einerseits der Brückenzweig mit dem Quarz, gebildet durch den Parallelresonanzkreis aus L 3 und CQ und den eigentlichen

Quarzimpedanzen Rq, Cq und Lq. Die andere Seite des Transformators ist gegenüber Fig. 1 unverändert dargestellt. Die beiden Parallelkreise führen auf die Primärwicklung des Übertragers Ό 3. Wie schon erwähnt, bildet nun die Hauptinduktivität Lp des Übertragers U3 zusammen mit der Streukapazität Cp der Schaltung gegen Masse einen Parallelresonanzkreis, der auf die Mitte des gewünschten Frequenzbereiches abgestimmt ist. Der Übertrager U3 selbst ist in diesem Ersatzschaltbild als sogenannter »idealer übertrager« mit getrennten Wicklungen dargestellt. An die Sekundärseite dieses Übertragers ist der schon erwähnte Serienresonanzkreis, bestehend aus der Streuinduktivität Ls der Schaltung und des Übertragers U3, der Kapazität C3 und dem Widerstand R 5 angeschaltet. Damit das Phasenrauschen des Quarzoszillators möglichst klein wird, ist es wichtig, daß der durch Zi angedeutete Ausgangswider-" stand dieses Netzwerkes in einem möglichst großen Frequenzbereich um die Quarzfrequenz hochohmig ist.

Unter Vernachlässigung der eigentlichen Quarzresonanz Lq, Cq, Rq kann man für diesen Widerstand Zi das in der F i g. 3 gezeichnete Ersatzschaltbild setzen. In diesem Ersatzschaltbild haben die einzelnen Größen folgende Werte:

gilt näherungsweise

(2 A ω)² =

/0

2A(o

O)₀

LS-C"

ίο der Frequenzabstand der Serienresonanzen zur Bandmitte ist somit

oder

Af =

Απ ]/LS · C

yLS[CP + Cl+'CQ)

L' =

Ü3²

LP⁺Ll ⁺ L3

C = Ü3² ■ {CP + Cl+ CQ).

LS ist die Summe der Streuinduktivität des übertragers U3 und der Zuleitungsinduktivität von C3 und R 5.

d. h., Af ist um so größer, je kleiner LS, CP, Cl und CQ sind.
R 5 ist sehr klein (einige Ω) und dient dazu, den Eingangswiderstand des Transistors TsI, der durch ' Rückwirkung negativ werden kann, auf einen positiven Wert zu bringen, damit keine unerwünschte Selbsterregung von TsI auftritt, über und unter der Bandmittenfrequenz /₀ zeigt der Speisewiderstand eine Serienresonanz. Bei diesen Frequenzen wird der Transistor Ts 1 aus einem se.hr kleinen Innenwiderstand gespeist, und die abgegebene Rauschleistung steigt stark an. Es ist also wichtig, daß diese Serienresonanz von der Mittenfrequenz einen möglichst großen Frequenzabstand hat. Dieser Abstand ist mit guter Näherung

C3

L3 CQ Ll- Cl CP -LP LS- C3

ist, gilt für Zi

Zi = R5+ Jw₀LS (— ^Sl) + -r-

Ul(CQ + Cl + CP)

Απ

/o = -=-£■ ist die Bandmittenfrequenz.

λπ

Für o) = O)₀ geht Zi-+co, d. h., in Bandmitte ist Zi hochohmig.

Zu beiden Seiten der Bandmitte treten Serienresonanzen auf, und zwar dann, wenn Zi = R5 wird.

Setzt man = Ω, so ist

O)₀

V a)

C '

und bei kleinen relativen Frequenzabweichungen-4-

Das übersetzungsverhältnis von U3 wird zweckmäßig nach folgenden Gesichtspunkten bestimmt:

a) der Signalstrom soll möglichst groß werden,

b) der Quarz soll mit einem nicht zu großen Widerstand abgeschlossen werden. (Dies wird an späterer Stelle an Hand der F i g. 4 näher erläutert.)

LS ist durch die unvermeidbare Streuinduktivität von ü 3 und des Schaltungsaufbaues gegeben und soll möglichst klein gehalten werden. CQ ist durch den Quarz fest vorgegeben, ebenso CP durch die Halterung des Quarzes und die unvermeidlichen Streukapazitäten von Spule und Schaltung, z.B. einer Leiterplatte. Durch den unsymmetrischen Aufbau der Brückenschaltung gewinnt man nun den Vorteil, daß man Cl entsprechend dem Ubersetzungsverhältnis des Brückenübertragers U1 verkleinern kann. Dadurch ist es möglich, den Frequenzabstand Af so groß zu machen, daß das Rauschen des Transistors TsI im ganzen Frequenzbereich genügend klein ist.

Der obenerwähnte Einfluß der Widerstände auf das Ziehen des Quarzes wird nun an Hand der F i g. 4 näher erläutert. In der Nähe der Serienresonanz des Quarzes läßt sich nämlich der Quarz nähe-

309625/2Π

rungsweise durch das in der F i g. 4 dargestellte Schaltbild ersetzen. RA ist in dieser Schaltung der Innenwiderstand, aus dem der Quarz gespeist wird und RE ist die Summe von R5 und dem Eingangswiderstand von Ts2 auf die Primärseite .von £73 transformiert. U₀ ist die Quellspannung von TsI und iE der in U 3 hineinfließende Strom. Ist die Phasenlage der rückgekoppelten Spannung U₀ bei der Frequenz w_q = gerade 0°, .so schwingt _jq der Oszillator auf der Frequenz fq. Ist die Phasenlage nicht 0°, dann wird sich im Schwingzustand der Quarzkreis so weit verstimmen₅ daß im ganzen Rückkopplungsweg die Phase wieder 0° ist. Die Phasenverschiebung zwischen der Ausgangsspannung U₀ (von TsI) und dem Eingangsstrom iE (von Ts2) läßt sich wie folgt berechnen:

20

und mit RA + Rq + RE = R_ges;

3SB Rq ' Rq

= β ^P

und der für kleine relative Frequenzabweichungen gültigen Näherung

ω w_q _ 2(f-fq) _2Af - ~ f f

30

ergibt sich

35

und der Phasenwinkel zwischen iE und U₀

₌ Qq IAJL

ß fq

nimmt man an, daß mit dem Phasenschieber eine Phasenänderung von ± 45° möglich ist, so ergibt sich bei einer Quarzgüte von 50 · 10³ und einem Verhältnis

ein Ziehbereich von

55

= ±20· 10"⁶.

60

Man erkennt also, daß eine Vergrößerung von R_ges auf der einen Seite die Ziehmöglichkeit verbessert, auf der anderen Seite wird aber der schaltungsbedingte Einfluß auf die Frequenzgenauigkeit (Temperaturgang, Alterung von Tranistoren und Bauteilen) auch größer.

Der Phasenschieber besteht aus dem übertrager U1, der Induktivität!. 1, dem Kondensator Cl und dem Widerstand R1 und hat den Vorteil, daß man die Phasenbedingung für die Selbsterregung, nämlich q = 0, über einen großen Winkelbereich — ohne wesentliche Änderung der Verstärkung — im Rückkopplungsweg einstellen kann. Die Eingangsseite des Phasenschiebers ist hochohmig (ideal wäre Eingangswiderstand = 00), während der übertrager auf den niederohmigen Transistoreingang von TsI transformieren soll, so daß diesem praktisch ein Quellenwiderstand Ri = 0 angeboten wird.

Durch Einfügung eines temperaturabhärigigen Widerstandes R 2 lassen sich auf einfache Weise die durch die Schaltung bedingten temperaturabhängigen Frequenzänderungen des Quarzoszillators kompensieren. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß auf einfache Weise eine Frequenzmodulation des Quarzoszillators erreicht werden kann, indem man Cl durch eine Kapazitätsdiode ersetzt und deren Gleichvorspannung mit der zu modulierenden Wechselspannung überlagert. Durch die große Bandbreite der gesamten Oszillatorschaltung läßt sich so ein für Quarzoszillatoren relativ großer und linearer Frequenzhub erzeugen.

Ein Schaltbeispiel hierfür ist in der Fig. 1, links unten, näher, dargestellt. Dieser Schaltungsteil wird mit seinen Anschlüssen a, b an die entsprechend bezeichneten Anschlüsse der Induktivität Ll, und zwar an Stelle des veränderbaren Kondensators Cl angelegt. Das wesentliche Element in dieser Schaltung ist die Kapazitätsdiode Cv, die durch das Potentiometer Pm über die Entkopplungselemente Rm und Drm mittels einer Gleichspannung in erforderlicher Weise vorgespannt ist. Parallel hierzu wird über den Kondensator Ckm eine Modulationsspannung U_mod eingespeist. Der Blockkondensator Cm dient zur Verhinderung eines Kurzschlusses für die Vorspannungen der Kapazitätsdiode Cv.

Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung besteht darin, daß der Schwingstrom im Quarz weitgehend unabhängig vom Serienverlustwiderstand des Quarzes und der Verstärkung im Rückkopplungsweg ist. Der Emitterstrom von Ts 2 wird so eingestellt, daß im Quarz gerade der gewünschte Schwingstrom erreicht wird. Der Transistor Ts2 wirkt praktisch als Strombegrenzer für den Schwingstrom des Quarzes. Gleichzeitig wird dadurch auch ein günstiges Verhältnis von Signalstrom zu Rauschstrom im Transistor Ts 2 erreicht. Da der Rauschstrom mit zunehmendem Emitterstrom ansteigt, ist es von Vorteil, wenn der Signalstrom so groß gemacht wird, daß er am Transistorstrom begrenzt wird. Eine Begrenzung an der Kollektorsättigungsspannung wird durch entsprechende Wahl der Kollektorspannung und des Kollektorlastwiderstandes vermieden, da sich sonst die Geräuscheigenschaften wesentlich verschlechtern.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Quarzgesteuerter Transistoroszillator, bei dem der hinsichtlich seiner Resonanzfrequenz in einem breiten Frequenzband wählbare Quarz zur Kompensation seiner Parallelkapazität in eine Brückenschaltung einbezogen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die den Quarz beinhaltende Brückenschaltung zwischen zwei Transistoren eingeschaltet ist, bei denen der Ausgang des zweiten Transistors zur Rückkopplung mit dem Eingang des ersten Transistors über ein in Abhängigkeit von der Schwingfrequenz des Quarzes die Phase drehendes Netzwerk, mit weitgehend konstanter Phasendrehung im gesamten breiten Arbeitsfrequenzbereich des Oszillators verbunden ist.

2. Transistoroszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückenschaltung aus einem übertrager besteht, der primärseitig vom ersten Transistor gespeist wird und sekundärseitig zwei gegenphasige Spannungen liefert, die zwei Brückenzweigen zugeführt werden, von denen der eine durch den Quarz selbst gebildet wird und der andere durch eine Kompensationskapazität für die Quarzparallelkapazität.

3. Transistoroszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der beiden Brückenzweige miteinander verbunden und auf die Primärseite eines zweiten Übertragers geführt sind, dessen Sekundärseite den zweiten Transistor speist

4. Transistoroszillator nach einem der Ansprüche 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationskapazität und der Quarz je mit einer Induktivität überbrückt sind und daß die dadurch-gebildeten Parallelresonanzkreise auf die mittlere Betriebsfrequenz des Oszillators abgestimmt sind.

5. Transistoroszillator nach einem der An-Sprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite übertrager zusammen mit seiner Streukapazität einen auf die mittlere Betriebsfrequenz des Oszillators abgestimmten Parallelresonanzkreis bildet

6. Transistoroszillator nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite übertrager ein so großes Stromübersetzungsverhältnis aufweist, daß der Schwingstrom durch den folgenden Transistor bei der Quarzfrequenz wesentlich größer ist als der Schwingstrom im Quarz selbst.

. 7. Transistoroszillator nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationskapazität viel kleiner gewählt ist als die Kapazität des Quarzes und daß das Übersetzungsverhältnis des ersten Übertragers dementsprechend so gewählt ist, daß das Brückengleichgewicht gewahrt bleibt.

8. Transistoroszillator nach einem der Anspräche 2 bis T, dadurch gekennzeichnet, daß die möglichst klein gehaltene Streuinduktivität des zweiten Übertragers und die Zuleitungsinduktivität bis zur Eingangselektrode des zweiten Transistors durch eine zwischengeschaltete Serienkapazität zu einem auf die mittlere Betriebsfrequenz des Oszillators abgestimmten Serienresonanzkreis ergänzt ist.

9. Transistoroszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor in Basisschaltung betrieben ist und daß sein Emitterstrom so eingestellt ist, daß der zulässige Schwingstrom des Quarzes nicht überschritten wird, daß ferner durch Einschalten eines Widerstandes in seine Emitterzuleitung sein Eingangswirkwiderstand im positiven Gebiet gehalten wird.

10. Transistoroszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Rückkopplungsleitung im Anschluß an den zweiten Transistor zunächst ein Dämpfungswiderstand (R3) gelegt ist und im Anschluß daran das phasendrehende Netzwerk.

11. Transistoroszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das phasendrehende Netzwerk aus einem Brückenübertrager, vorzugsweise in Sparschaltung besteht, dessen einer Anschluß der Primärwicklung über einen Widerstand (R 1) und dessen anderer Anschluß über einen Parallelresonanzkreis gleichzeitig an die "Rückkopplungsleitung gelegt ist und dessen Sekundärseite an den ersten Transistor angeschaltet ist, wobei der Parallelresonanzkreis so eingestellt ist, daß im Rückkopplungsweg die notwendige Phasendrehung erzielt wird.

12. Transistoroszillator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß dem Widerstand (Rl) ein für die Temperaturkompensation der schaltungsbedingten Frequenzänderungen geeigneter temperaturabhängiger Widerstand parallel geschaltet ist

13. Transistoroszillator nach einem der Ansprüche 11 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß dem in Emitterschaltung betriebenen ersten Transistor ausgangsseitig ein Dämpfungswiderstand parallel geschaltet ist, vorzugsweise unter Zwischenschaltung eines auf die mittlere Betriebsfrequenz des Oszillators abgestimmten Serienresonanzkreises.

14. Transistoroszillator nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Frequenzmodulation des Oszillators die Kapazität des im Rückkopplungspfad befindlichen Parallelresonanzkreises wenigstens zum Teil durch eine durch die Modulationssignale in ihrer Kapazität gesteuerte Kapazitätsdiode ersetzt ist.

15. Transistoroszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor ausgangsseitig einen übertrager enthält, der einen nachgeschalteten Transistor zur Leistungsverstärkung speist.

"

16. Transistoroszillator nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß in die Signalzuleitung des Transistors zur Leistungsverstärkung ein auf die Mitte des Betriebsfrequenzbereiches des Oszillators abgestimmter gedämpfter Serienresonanzkreis gelegt ist.