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Hochfrequenzkondensatonmikrophon mit einem Oszillator und einem angekoppelten,
auf dessen Frequenz abgestimmten Schwingkreis, dessen Kapazität das Wandlerelement
bildet Es ist bekannt, daß Hochfrequenzkondensatormikrophone ein nicht unwesentliches
Rauschen zeigen, wenn nicht Sondermaßnahmen gegen die einzelnen Störspannungsquellen
getroffen werden. Hinsichtlich dieser Sondermaßnahmen sei auf die deutsche Auslegeschrift
1077 272, 1185 237, 1203 829 und 1201412 hingewiesen und auf die deutschen Patentschriften
1089 428 und 1125 973. Dieser bisher bekannte Stand der Technik hat den Nachteil,
daß die Schaltungen zum Verringern der Störspannungen verhältnismäßig kompliziert
und aufwendig sind, und daß außerdem immer noch Rausch- und Störspannungsanteile
verbleiben, welche die Qualität beeinflussen.
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Die vorliegende Erfindung zeigt Wege, die Rausch-und Störspannungen
weiter zu verringern und auch die vom Wandlerelement selbst verursachten Störungen
herabzusetzen. Sie besitzt ferner den Vorteil, daß der Schaltmittelaufwand trotz
der erzielten Verbesserung verringert werden kann und daß die Abgleicharbeit im
Prüffeld und in der Wartung einfacher ist.
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Die Erfindung geht davon aus, daß die Rauschspannungen einmal von
dem Oszillator kommen und außerdem von den Hochfrequenzgleichrichtern herrühren.
Das Oszillatorrauschen kann als eine unerwünschte AM- bzw. FM-Modulation des Oszillators
aufgefaßt werden. Weiter hat die Entwicklung gezeigt, daß bei Kondensatorkapseln,
besonders bei solchen mit schwach gespannter Membran, wie sie für Mikrophone mit
Nierencharakteristik üblich sind, durch die an den Kapseln liegende Hochfrequenz
Unstabilitäten entstehen, die durch die Spannungsabhängigkeit der Kapselkapazität
verursacht werden.
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Die Erfindung bezweckt auch diese Störungen herabzusetzen. Zusammenfassend
kann gesagt werden, daß Kondensatormikrophone, die nach dem Erfindungsvorschlag
gebaut sind, hinsichtlich ihrer Rauschspannung so weit verbessert sind, daß dis
verbleibende Rauschspannung auf die Wärmebewegung des Luftdielektrikums der Kondensatorkapseln
zurückgeführt werden kann. Man befindet sich also mit diesen Mikrophonen an einem
Punkt, bei dem weitere Verbesserungen praktisch unmöglich sind.
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Die Erfindung betrifft ein Hochfrequenzkondensatormikrophon, bestehend
aus einer Kondensatormikrophonkapsel als Wandlerelement, einem Oszillator, der vorzugsweise
mit Halbleitern, beispielsweise Transistoren, bestückt ist und der einen Quarz als
frequenzbestimmendes Element enthält, einem an den Oszillator angekoppelten, auf
die Frequenz des Oszillators abgestimmten Schwingkreis, dessen Kapazität das Wandlerelement
direkt bildet, oder in den es mit Kopplungselementen eingekoppelt ist, und ist dadurch
gekennzeichnet, daß der Schwingkreis mit seiner Spannung die Schaltphase eines Halbleiterschalters
steuert, der eine dem Oszillator entnommene Hochfrequenzzusatzspannung periodisch
an einen Ladekondensator schaltet, derart, daß die am Ladekondensator entstehende
Spannung proportional der Membranauslenkung ist.
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Eine Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die
Schaltung so dimensioniert ist, daß bei Steuergröße Null die Spannung des Schwingkreises
gegenüber der dem Oszillator entnommenen Hochfrequenzspannung 90° Phasenverschiebung
hat und daß beim Einwirken der Steuergröße auf den Schwingkreis die Phase der Spannung
bzw. des Stromes dieses Schwingkreises sich proportional mit der auf das Wandlerelement
wirkenden Steuergröße ändert.
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Eine Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der
Halbleiterschalter aus zwei gleichsinnig in Serie geschalteten Dioden besteht, die
von der Hochfrequenzspannung des Schwingkreises geöffnet oder gesperrt werden.
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Eine weitere Ausbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet,
daß für den Halbleiterschalter Dioden mit einem Anlaufgebiet und einem sehr steilen
Stromanstieg im Anschluß an das Anlaufgebiet,
beispielsweise Siliziumdioden,
verwendet werden, so daß der starke Stromanstieg hinter dem Anlaufgebiet eine Begrenzerwirkung
auf die Oszillatorspannung ausübt.
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Eine weitere Ausbildung ist dadurch gekennzeichnet, daß die am Ladekondensator
stehende, der Membranauslenkung proportionale Spannung, einem Niederfrequenzverstärker
mit Halbleitern, beispielsweise Transistoren, zugeführt wird.
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Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet,
daß dieser Verstärker im Gehäuse des Kondensatormikrophons untergebracht ist.
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Eine weitere Ausbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet,
daß der Niederfrequenzverstärker eine Gegenkopplung zur Eingangsstufe besitzt und
daß das Gegenkopplungssignal über den Schwingkreis, beispielsweise über dessen elektrische
Mitte, zusammen mit der Hochfrequenzzusatzspannung eingekoppelt wird.
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Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet,
daß der Gegenkopplungsfaktor des Niederfrequenzverstärkers einen bestimmten vorgegebenen
oder einstellbaren Frequenzgang besitzt und daß er bei Konstanthalten dieses bestimmten
vorgegebenen oder einstellbaren Frequenzganges wahlweise in seinem Betrage einstellbar
ist.
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Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet,
daß die vom Oszillator gelieferte Hochfrequenzspannung durch ein in den Oszillatorkreis
eingeschaltetes Stabilisierungsglied konstant gehalten wird.
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Eine weitere Ausbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet,
daß das Stabilisierungsglied zur Hochfrequenzstabilisierung des Oszillators aus
Halbleiterbauelementen, wie Zenerdioden und/oder Dioden, beispielsweise Siliziumdioden,
besteht.
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Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung betrifft ein Kondensatormikrophon,
bei dem das Wandlerelement mittels einer übertragerwicklung an den Schwingkreis
angekoppelt ist. Das Besondere ist dadurch gekennzeichnet, daß die an dem Wandlerelement
liegende Hochfrequenzspannung durch ein Stabilisierungsglied, beispielsweise Halbleiterbauelemente,
wie Zenerdioden und/oder Dioden, beispielsweise Siliziumdioden, stabilisiert wird.
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Eine Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der
Kopplungsgrad zwischen dem Oszillator und dem Schwingkreis einstellbar ist.
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Bei einer weiteren Ausbildung besitzt der Oszillator und/oder der
Schwingkreis eine mit dem zugehörigen Kreis magnetisch gekoppelte Ankopplungswicklung,
welche mit der Ankopplungswicklung des anderen Kreises mit allen oder einem Teil
der Windungen über eine einstellbare Impedanz, beispielsweise einen Widerstand,
verbunden ist.
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Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung betrifft ein Kondensatormikrophon,
dessen Ausgangsverstärkerschaltung feste und/oder einstellbare Entzerrernetzwerke
enthält.
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Die A b b . 1 bis 7 sollen die Erfindung erläutern. Die A b b. 1 zeigt
ein Ausführungsbeispiel des Erfindungsgedankens. In ihm ist mit 1 der Oszillator
bezeichnet. Er besitzt in diesem Beispiel einen Oszillatorschwingkreis 1.0. Dieser
Schwingkreis besteht aus dem Trimmerkondensator 1.1 und der Induktivität 1.2. Die
Schwingleistung wird in diesem Beispiel mit dem Transistor 1.4 erzeugt. Mit 1.5
und 1.6 sind die Widerstände des Basisspannungsteilers bezeichnet. Die Emitterkombination
besteht aus dem Widerstand 1.7 und dem Kondensator 1.8. Der Kondensator 1.9 dient
zum wechselspannungsmäßigen Kurzschluß der Plus- und Minuspole der Spannungsversorgung
der Transistoren 1.4 und 6.1. Die Rückkopplung zwischen Kollektor und Basis geschieht
über den Quarz 1.3 als frequenzbestimmendes Element. Der Schwingkreis 1.0 ist auf
die Frequenz des Quarzes 1.3 mittels der Kapazität 1.1 abgestimmt. Zur Induktivität
1.2 gehört ein Hochfrequenzmagnetkern 1.21, beispielsweise aus Ferrit. Er trägt
noch die Wicklung 1.22, die aus dem Oszillatorkreis 1.0 die Hochfrequenzzusatzspannung
auskoppelt. An den Oszillatorkreis 1.0 ist der Schwingkreis 2.0 magnetisch gekoppelt.
Diese Kopplung geschieht durch die magnetische Kopplung der zu den Kreisen 1.0 bzw.
2.0 gehörenden Hochfrequenzmagnetkerne 1.21 und 2.21. Der Schwingkreis ist in seiner
Frequenz bestimmt durch die Induktivität 2,2 und den in diesem Beispiel mit der
übertragerwicklung 3 rübertransformierten Kondensator 2.1. Dieser Kondensator symbolisiert
das kapazitive Wandlerelement. Er wird von der Steuergröße 2.11, beispielsweise
dem Schalldruck, in seiner Größe verändert. Die Induktivität 2.2 und der parallel
zu ihr rübertransformierte Kondensator 2.1 sind so aufeinander abgestimmt, daß die
Resonanzfrequenz dieses Schwingkreises 2.0 bei Steuer-(Yröße Null der Frequenz des
Kreises 1.0 und damit der Frequenz des Quarzes entspricht. An den Schwingkreis 2.0
sind entsprechend dem Erfindungsgedanken als Halbleiterschalter die durchlaßmäßig
in Reihe geschalteten Dioden 2.3 und 2.4, vorzugsweise Siliziumdioden, geschaltet.
Die Verbindung von 2.3 und 2.4 soll niederohmig, beispielsweise eine Kurzschlußverbindung
sein. An den Symmetriepunkt 2.34 dieser Verbindung ist die Reihenschaltung des Widerstandes
2.5 und des Kondensators 2.51 gelegt. Die Verbindung dieser beiden Schaltelemente
ist mit 2.52 bezeichnet. Der Kondensator liegt einseitig auf Masse und ist der Ladekondensator.
Die am Punkt 2.52 stehende Ladeausgangsspannung, die der Membranauslenkung proportional
ist, wird dem Niederfrequenzverstärker 6 über den Ankopplungskondensator 6,10 zugeführt.
Der Verstärker besteht aus dem in diesem Beispiel in Emitterschaltung geschalteten
Transistor 6.1 und dem in Impedanzwandlerschaltung betriebenen Transistor 6.2. Die
Widerstände 6.11 und 6.12 symbolisieren den Basisspannungsteiler für den Transistor
6.1.. Die von ihm verstärkte Spannung wird in bekannter Weise mit der Kapazität
6.16 der Basis von 6.2 als Steuerspannung zugeführt. Der Basiswiderstand von 6.2
ist mit 6.21 bezeichnet. Die von dem Transistor 6.2 gelieferte verstärkte Ausgangsleistung
wird über die an die Klemmen 7.0 und 8.0 angeschlossene Gleichspannungszuführungsleitung
zu dem nachfolgenden Verstärker oder Gerät geführt. In diese Leitung ist noch eine
Hochfrequenzverblockung, bestehend aus der Induktivität 7 und den Kapazitäten 7.1
und 7.2 sowie der Induktivität 8 und den Kapazitäten 8.1 und 8.2, geschaltet. Da
bei Steuergröße Null der Schwingkreis 2.0 auf die Frequenz des Kreises 1.0 abgestimmt
ist, hat die zwischen den Punkten 2.22 und 2.23 stehende Spannung U90° Phasendrehung
gegenüber der in den Symmetriepunkt 2.20 der Spule 2.2 aus der Wicklung 1.22 eingekoppelten
Hochfrequenzzusatzspannung UZ. Auf diese Weise wird dem Kondensator 2.51 keine Aufladespannung
zugeführt. Wirkt dagegen eine Niederfrequenzsteuergröße
2.11 auf
das akustische Wandlerelement 2.1, so ändert sich die Amplitude der Spannung U#,
praktisch nicht, dagegen ändert sich ihre Phasenlage gegenüber der Spannung UZ.
Je nachdem, ob der Kreis 2.0 unter Einwirkung der Steuergröße zu höheren oder tieferen
Frequenzen in bezug auf die Frequenz des Kreises 1.0 vertrimmt wird, wird der Winkel
zwischen U., und U, kleiner oder größer als 90°. Damit erhält der Ladekondensator
2.51 über die Diode 2.4 Aufladestromstöße im Rhythmus der Oszillatorfrequenz und
in der Amplitude entsprechend dem Phasenwinkel von U, gegen UZ. Diese Stromstöße
geben an dem Kondensator 2.51 ein Abbild der Niederfrequenzsteuergröße auf die Membran.
Die Größe dieser Aufladestromstöße ist im wesentlichen von der Größe der Spannung
U= abhängig. Ihr Quellwiderstand ist durch die enge Ankopplung an den Oszillator
klein. Zu dieser Spannung UZ addiert sich noch die mit ihr in Reihe liegende Spannung
U"/2 der Hälfte der Wicklung 2.2. Um den Oszillator mit den Ladestromstößen nicht
zu stark zu belasten, werden diese erfindungsgemäß durch den Widerstand 2.5 begrenzt.
Diese Schaltung ermöglicht es also, dem Ladekondensator 2.51 entsprechend ihrer
Dimensionierung eine große Ladeleistung und damit eine große Niederfrequenzausgangsleistung
zuzuführen. Man- kann also die im Kreise 2.0 wirkende Spannung Uz verhältnismäßig
klein machen und erhält trotzdem eine hohe Ausgangsleistung aus der Schaltung. Diese
neue Schaltung hat außerdem den Vorteil, daß sie bei Steuergröße Null durch die
Gleichrichterbrückenschaltung der in Serie geschalteten Dioden 2.3 und 2.4 fast
kein unter Umständen noch vorhandenes Amplitudenrauschen der Oszillatorspannung
zwischen ihren Symmetriepunkten 2.20 und 2.34 aufweist. Außerdem wirken die beiden
Dioden in der angegebenen Reihenschaltung, besonders wenn es Siliziumdioden sind,
als Begrenzerschaltung für die Hochfrequenzspannung des Oszillators. Sie ebnen dadurch
unter Umständen noch vorhandene Amplitudenrauschanteile des Oszillators ein. Würde
dieses nicht geschehen, so würden sie sich im Zusatzspannungskreis noch störend
bemerkbar machen. Die vorgeschlagene Schaltung hat noch einen weiteren sehr wesentlichen
Vorteil. Sie unterdrückt das Sperrauschen der Dioden stark. Es ist bekannt, daß
Dioden im Sperrbereich ein starkes Rauschen erzeugen. Dieses Diodensperrauschen
kann entsprechend der deutschen Patentschrift 1089 428 dadurch verringert werden,
daß man die gesperrte Diode niederohmig belastet. Das geschieht in der vorliegenden
Schaltung dadurch, daß die Dioden 2.3 und 2.4 in bezug auf die Spannung U2 zwar
durchlaßmäßig in Serie liegen, in Bezug auf die Spannung Uz aber gegensinnig geschaltet
sind. Werden die Dioden von einer Zusatzspannung beaufschlagt, die durch die Diode
2.4 einen Strom treibt, wirkt die gleiche Spannung auf die Diode 2.3 als Sperrspannung.
Man kann sie jetzt als einen Rauschgenerator mit hohem Quellwiderstand auffassen,
der durch den sehr kleinen differentiellen Durchlaßwiderstand der Diode 2.4 kurzgeschlossen
ist. Somit ist das Sperrauschen der Diode 2.3 fast völlig unterdrückt. Da bei derartigen
Schaltungen die Sperrspannung praktisch gleich der Durchlaßspannung der durchlassenden
Diode ist, wirken sich Siliziumdioden mit ihrer sehr steil ansteigenden Strom-Spannungscharakteristik
im Durchlaßgebiet und mit der sich daraus ergebenden kleinen Durchlaßspannung und
dem sehr kleinen differentiellen Durchlaßwiderstand doppelt günstig aus. Es wurde
bereits angedeutet, daß bei dieser Anordnung die an den Punkten 2.22 und 2.23 stehende
Hochfrequenzspannung klein gemacht werden kann. Sinngemäß kann man die Schaltung
auch so dimensionieren, daß über die übertragerwicklung 3 am kapazitiven Wandlerelement
2.1 eine kleine Hochfrequenzspannung steht. Das ist besonders für Gradientenwandler
wichtig. Sie besitzen bekanntlich eine nur gering gespannte Membran. Ihre Kapazität
ändert sich unter dem Einfluß der Hochfrequenzspannung und bewirkt damit eine Vertrimmung
der Abstimmung des Schwingkreises 2.0. Da die auf die Membran wirkenden Kräfte
proportional dem Quadrat der Spannung sind, wirkt sich die kleine Spannung am Mikrophon
sehr vorteilhaft aus. Diese Wirkung wird noch dadurch unterstützt, daß die Dioden
2.3 und 2.4 wie beschrieben eine Begrenzerwirkung auf die vom Oszillator gelieferte
Hochfrequenzspannung ausüben. Zusammenfassend wird festgestellt, daß die Begrenzung
der Hochfrequenzspannung und ihr kleiner Betrag am Wandlerelement es bewirken, daß
seine Kapazität nahezu konstant bleibt.
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In der A b b. 2 ist ein anderes Ausführungsbeispiel des Erfindungsgedankens
dargestellt. Zunächst ist unter Benutzung der Bezeichnungen der A b b. 1 der Schwingkreis
2.0 mit dem Halbleiterschalter nochmals gezeichnet. Der Widerstand 2.5 der Darstellung
A b b. 1 ist entfallen und durch den Widerstand 2.55 ersetzt. Dieser liegt nicht
zwischen den Punkten 2.34 und 2.52, sondern er ist in die Masseverbindung der Spule
1.22, die zum Oszillatorteil gehört und mit dem Hochfrequenzmagnetkern 1.21 mit
dem in der A b b.2 nicht besonders dargestellten Schwingkreis 1.0 magnetisch
gekoppelt, eingeschaltet. Die Wirkung des Widerstandes 2.55 entspricht zunächst
der Wirkung des Widerstandes 2.5 der A b b. 1. Er hat jedoch noch eine weitere Aufgabe.
Er dient gleichzeitig zum Einkoppeln eines Gegenkopplungssignals, das beispielsweise
dem Ausgang des Verstärkers 6 entnommen wird, in seinen Eingang über den Schwingkreis
2.0. Der Verstärker 6 ist in der A b b. 2 zur Vereinfachung der Darstellung nur
symbolisch gezeichnet. Sein Niederfrequenzausgang und seine Stromversorgung entsprechen
der A b b. 1. Die dargestellte Gegenkopplung ist eine Niederfrequenzgegenkopplung.
Der Gegenkopplungspfad ist durch die Schaltelemente, den Kondensator 6.22 und 6.23
sowie den Widerstand 6.24 und 6.25 und den Kondensator 6.26
gebildet.
Je nach der Dimensionierung der stellbaren Schaltelemente 6.22, 6.23, 6.25 und 6.26
kann die Gegenkopplung nahezu frequenzunabhängig oder frequenzabhängig gemacht werden.
Mit dem Widerstand 6.25 und dem Kondensator 6.26 kann sie auch innerhalb gewisser
Grenzen frequenzunabhängig stellbar gemacht werden. Die Darstellung in diesem Beispiel
ist nur eine von vielen Möglichkeiten.
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In der A b b. 3 ist ein weiterer Teil des Erfindungsgedankens als
Ausführungsbeispiel dargestellt. Die Darstellung bezieht sich auf ein Schaltungsbeispiel,
die Hochfrequenzamplitude des Oszillatorteiles zu stabilisieren und damit sein Amplitudenrauschen
am Entstehungsort zu verringern. Es ist zunächst das gesamte Schaltungsbeispiel
des Oszillators der A b b. 1 mit den gleichen Bezeichnungen dargestellt. Parallel
zum Schwingkreis 1.0 ist ein Ausführungsbeispiel für
ein
Stabilisierungsglied, bestehend aus der Diode 1.10, beispielsweise eine Siliziumdiode,
dem Ladekondensator 1.11 und der Zenerdiode 1.12, geschaltet. Mit der Diode 1.10
wird der Kondensator 1.11 auf die Spitzenspannung der Hochfrequenzamplitude aufgeladen.
Die parallel zu ihm liegende Zenerdiode 1.12 stabilisiert diese Spannung
auf den Wert der Zenerspannung. Alle diesen Wert übersteigenden Amplituden werden
abgeschnitten.
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Die A b b. 4 zeigt ein ähnliches Stabilisierungsglied als Ausführungsbeispiel
für eine unter Umständen notwendige Stabilisierung der Hochfrequenzamplituden am
Wandlerelement selbst. Das Wandlerelement 2.1, welches wieder von der Steuergröße
2.11 beeinflußt wird, ist entsprechend A b b. 1 über die Wicklung 3 und den
Magnetkreis 2.21 in den Schwingkreis magnetisch eingekoppelt. Parallel zum
Wandlerelement liegt, wie zu A b b. 3 beschrieben, wieder ein Stabilisierungsglied,
bestehend aus einer Diode 2.12, beispielsweise einer Siliziumdiode, einem Ladekondensator
2.13 und einer Zenerdiode 2.14. Mit dieser Anordnung kann die Hochfrequenzamplitude
am Wandlerelement stabilisiert werden, und damit ein Vertrimmen der Kapazität durch
schwankende oder sich ändernde Hochfrequenzamplituden verringert werden. In der
A b b. 5 ist ein weiterer Punkt des Erfindungsgedankens dargestellt. Es hat sich
als günstig herausgestellt, die Hochfrequenzkopplung zwischen dem Oszillatorkreis
1.0 und dem Schwingkreis 2.0 einstellbar zu machen. Wie bereits dargestellt
wurde, geht der Erfindungsgedanke davon aus, daß der Schwingkreis bei Steuergröße
Null auf die Frequenz des Oszillators abgestimmt ist. Es wurde gezeigt, daß dann
bei Einwirken einer Steuergröße 2.11 auf das Wandlerelement eine Phasendrehung im
Kreis 2.0 bei etwa konstanter Amplitude der Kreisspannung eintritt. Ist nun aus
irgendeinem Grunde, beispielsweise Temperatureinfluß, die Kapazität des Wandlerelementes
vertrimmt, so tritt eine ungewollte Verstimmung des Schwingungskreises
2.0 bei Steuergröße Null auf eine Frequenz, die größer oder kleiner als die
Oszillatorfrequenz ist, ein. Das kann dazu führen, daß bei großen Amplituden der
Steuergröße erhebliche nichtlineare Verzerrungen durch die Modulationskennlinie
auftreten. Es hat sich gezeigt, daß man durch Einstellen des Kopplungsgrades zwischen
den Kreisen 1.0 und 2.0 auf definierte Kopplungswerte die Modulationskennlinie
so strecken kann, daß die Schaltung für gewisse Vertrimmungswerte der Abstimmung
des Schwingkreises 2.0 bei Steuergröße Null auch für große Amplituden der Steuergröße
noch linear bleibt. Das Einstellen dieser definierten Kopplung zwischen dem Oszillator
und dem Schwingkreis 2.0 ist mit dem bekannten Verfahren der Variation der
magnetischen Streuung der Magnetkreise 1.21 und 2.21 sehr schwierig. Durch die Umgebungseinflüsse
der sehr eng aufgebauten Schaltung und besonders durch den Einfluß des Gehäuses
treten erhebliche Schwierigkeiten auf. Diesen Fehler beseitigt das in A b b. 3 dargestellte
Beispiel des Erfindungsgedankens. Die Kreise 1.0 und 2.0 werden durch ein Kopplungsglied,
bestehend aus der Wicklung 1.23, die mit dem Magnetkreis 1.21 eng verkoppelt ist,
und der Wicklung 2.24, die mit dem Magnetkreis 2.21 eng verkoppelt ist, und dem
Stellwiderstand 2.25, einstellbar miteinander gekoppelt. Man kann bei diesem Ausführungsbeispiel
für die Magnetkreise 1.21 und 2.21 streuarme Topfkerne verwenden und
zusätzlich in bekannter Weise ihre magnetischen Achsen noch senkrecht zueinander
anordnen. Auf diese Weise ist es möglich, selbst bei sehr gedrängter räumlicher
Anordnung die direkte magnetische Kopplung so gering zu machen, daß mit der vorgeschlagenen
Anordnung einwandfrei und reproduzierbar eine definierte Kopplung hergestellt und
eingestellt werden kann. Die A b b. 6 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel. In
ihm ist die Ankopphungswicklung 1.32 entfallen. Die Reihenschaltung aus dem Stellwiderstand
2.25 und der Wicklung 2.24 ist galvanisch an einige Windungen der Spule 1.2 angekoppelt.
Im übrigen entspricht die Anordnung der A b b. 6 und ihre Funktion der Beschreibung
zur Ab b.5.
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In der A b b. 7 ist noch das Schema eines Verstärkers 6 dargestellt,
der aus einem Eingangsteil 6.111, einem eventuell einstellbaren Entzerrerteil 6.112
und einem Ausgangsteil 6.211 besteht. Der Verstärker ist eingangsmäßig an den Punkt
2.52 der A b b . 1 angeschlossen. Seine Ausgänge 7.0 und 8.0 entsprechen
ebenfalls der Anordnung der A b b. 1.