DE1791025B2

DE1791025B2 - Veraenderbare, elektrische impedanz

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Publication number: DE1791025B2
Application number: DE19681791025
Authority: DE
Priority date: 1967-09-01
Filing date: 1968-08-29
Publication date: 1977-10-20
Also published as: GB1236994A; SE353425B; BE719482A; NL159834B; CH474913A; NL6812207A; ES356988A1; DE1791025A1; FR1577135A; JPS5345665B1; US3539826A; DE1791025C3

Description

5°

Die Erfindung betrifft eine veränderbare Impedanz, wie sie dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zu entnehmen ist.

Schon seit langem geht das Bestreben dahin, eine möglichst einfache, zuverlässige, steuerbare, elektrische Impedanz bereitzustellen, um einen beliebigen Impedanzwert einstellen zu können.

In automatischen Verstärkungsregelschaltungen wird ho beispielsweise ein elektronisch regelbarer Widerstand benötigt. In Frequenzregelschaltungen muß oft eine veränderbare Kapazität oder Induktivität durch elektrische Signale auf einen vorgebbaren Weri eingesielii werden. Zur Lösung der hiermit verbundenen Probleme (15 ist die Verwendung von Halbleiter-Bauelementen oder Röhren in entsprechenden Schaltungsanordr.ungen vorgesehen worden. So ist z. B. dem Buch von T e r m a n, »Radio Engineers Handbook«, McGraw Hill, New York, 1943, auf Seite 40?, eine rückgekoppelte Verstärkerschaltung (Fig. 39) zu entnehmen, zu der lediglich ausgeführt ist, daß mit Hilfe der Rückkopplung der effektive Wert der Ausgangsimpedanz des Verstär kers in weiten Grenzen gesteuert werden kann, allerdings unter Inkaufnahme einer beachtlichen Nichtlinearität.

Inder Zeitschrift »Proceedings of the IEEE«, Band 53 Nr. 5, 1965, Seite 550, ist in Fig. 2 eine Breitband-Transistorschaltung zur veränderbaren Dämpfungseinstellung gezeigt, die allerdings nicht rückgekoppelt ist, dafür jedoch im begrenzten Bereich eine nicht sonderlich störende Nichtlinearität aufweist.

Alle bekannten Schaltungsanordnungen befriedigen jedoch wenig, da sie in ihrer Anwendung wegen ihres nichtlinearen Verhaltens auf mehr oder weniger kleine Signalspannungen beschränkt sind. Eine derartige Nichtlinearität zieht aber übermäßige Verzerrungen nach sich, wenn starke Signale vorhanden sind.

Die steuerbare, elektrische Impedanz gemäß der vorliegenden Erfindung ist jedoch in der Lage, die genannten Schwierigkeiten zu meistern. Demgemäß besteht die Aufgabe der Erfindung darin, eine steuer- bzw. regelbare Impedanz der eingangs genannten Art bereitzustellen, welche aber nicht infolge einer nichtlinearen Charakteristik nur eine begrenzte Anwendungsmöglichkeit besitzt, sondern vielmehr universell verwendbar ist. Diese Aufgabe wird gelöst, wie es dem Kennzeichen des Patentanspruchs 1 zu entnehmen ist.

Die Verbesserung gegenüber bisher bekannten Lösungen liegt nicht nur in der Möglichkeit zur Verarbeitung stärkerer Signale, sondern auch darin, daß Einschwingvorgänge als Folge der durch Steuerung veränderten Impedanz weitgehend unterdrückt werden können. Außerdem kann bei Anwendung des erfindungsgemäßen Prinzips jede gewünschte elektrische Impedanz dargestellt werden. Daraus ergibt sich eine ungewöhnliche Vielfalt der Anwendungsmöglichkeiten in der Elektronik ganz allgemein.

Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung ist dabei sehr einfach. Der invertierende Halbleiterverstärker erhält Steuersignale, die die Impedanz im Ansprechen hierauf in jeweils gewünschter Weise ändern. So wie sich die Impedanz ändert, ergibt sich auch eine entsprechend unterschiedliche Rückkopplungsstromverteilung auf die genannten Teilwiderstände. Dies hinwiederum hat eine Änderung der Ausgangsimpedanz des Halbleiterverstärkers zur Folge, so wie sie von einer hier nicht gezeigten angeschlossenen Schaltungsanordnung gesehen wird. Als vorteilhafte Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung lassen sich u.a. anführen: automatische Entzerrerschaltung, automatische Phasennachsteuerung, automatische Verstärkungsregelung, Analogmultiplizierer, Glättungsfilter-Regler für Netzgleichrichter, Modulator, Unterdrükkungsschaltung für Einschaltvorgänge.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung lassen sich den Unteransprüchen entnehmen.

Die vorliegende Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen mit Hilfe unten aufgeführter Zeichnung näher erklärt. Es zeigt

Fig. 1 die Prinzipschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung,

F i g. 2 eine schematische Darstellung einer vereinfachten Anwendung der Prinzipschaltung bei Verwendung des veränderbaren Parallel-Teilwiderstandes, Fig.3 eine schematische Darstellung eines anderen

rhriinesbeispiels mit einem veränderbaren Reihen- widerstand R_1n und an diesem Eingang einen Neben- ^!""prstand, schluüwiderstand R₁ hat, dann ist der Wert B wie folgt:

Halbleiter-Bauelemente in Grund-

peil^ ^ _Hai_bi_ei,_cr.Bauelcmenie in Gründungen die zur Verwendung als veränderbarer

Γ»llel oder Reihenwidersiand geeignet sind, c" 7 8 und 9 Wellenformen, zur F.rläuterung der

i/vinnesweise des aus den Teilwiderständen gebilde-SnungsteilersinFig.2.
Pe loeine automatische Entzerrerschaltung, ca 11 eine automatische Frequenzregelungsschal-

^mp\ ζ 12 einen Analogmultiplizierer, c- a 13 einen Glättungsfilter-Regier für Nctzgleieh-

K,

■t

Die Ausgangsimpedanz läßt sich jetzt errechnen zu:

K-R.

Z₁, =

R,

Ai

K₁₁₁

eine erste automatische Verstärkungsrege-^IU"ffg^C 15 eine'zweite automatische Verstärkungsregelung I^{6 el}"^ automatische Phasennachrteuerungs^{zur Erzeu}g^ung ^von SubharDa Rs und R₁₁₁ jeweils in Reihe mil Z₁ liegen, müssen sie auch zu Zfhinzuaddiert werden.
Wenn nun:

R₁

¹⁰ und

g. 17 einen
monischen,

Fig 18 einen Modulator,

Fig 19 eine Unterdrückungsschaltung für Einschaltvoreänge wobei die Schaltungen nach Fig. 10 bis 19 ι eweils auf der Wirkung der erfindungsgemäßen Prinzipschaltung beruhen.

Fis! 1 dient nur der Darstellung des allgemeinen rrundprinzips der Erfindung zur Bereitstellung einer Schaltungsanordnung mit veränderbarer Impedanz mit , Hnearem Verhalten. Fi g. 1 zeigt einen Verstärker 1 mit Piner Ausgangsklemme 2, wobei die Phase der Snannung an dieser Klemme gegenüber jener an der Eingangsklemme 3 um 180° verschoben ist. Eine fieeenkopplungsimpedanz Zf liegt zwischen Eingangs-,ind AusRangsklemme. Der Eingangsanschluß 3 ist über eben Serienwiderstand R₁₁, mit dem Verstärker 1 und über einen Nebenschlußwiderstand R_s mit Erdpotential verbunden. Ein Strom //-fließt durch die Impedanz Zfund wird zwischen parallelen Wegen, dargestellt durch d.e Teilwiderstände R_1n und K₅, aufgeteilt.

Somit fließt ein Strom B ■ !,in den Verstärker und ein Strom (1-B)Ir durch R₅ zur Erde.

In der Rückkopplungstheorie ist es allgemein bekannt, daß bei Verbindung des Ausgangs 2 eines Stromverstärkers 1 über eine Impedanz Zf(F ι g. 1) mit dem Eingang 3 dieses Verstärkers die Ausgangsimpedanz Zo abnimmt, wenn Ausgang und Eingang des Verstärkers nicht in Phase sind. Wenn der gesamte über die Geeenkopplungsimpedanz Zf fließende Strom über den Eingang des Verstärkers fließt und die Stromverstärkung des Verstärkers Ai ist, dann gilt bei angenommener Eingangsimpedanz 0 für d.e Ausgangsimpedanz:

"⁷^

dann gilt:

R\

Z₁ ■ R_iK Ai ■ R_v

^⁰ - "TT₊ ι ·

Wenn mit dem Eingang des Verstärkers eine Schaltung verbunden wird, die einen Bruchteil des Gegenkopplungsstromes ableitet, so daß der Eingangs· strom zum Verstärker ß mal so groß ist wie der Strom durch die Impedanz Zf, dann ist die Ausgangsimpedanz:

^z° ~ yiFlTT"

Wenn der Verstärker jetzt einen festen Eingangs-Daraus ist zu ersehen, daß Zo direkt proportional R„, und umgekehrt proportional R_s ist. Wenn sich einer oder beide Werte R,_n und R₁ ändern, ändert sich dadurch auch die Ausgangsimpedanz Zo. Da das auf R₅ und R,„ gegebene Signal relativ zum Ausgangssignal des Verstärkers sehr klein sein kann, kann dieser veränderliche Widerstand R_1n oder R₅ die nichtlineare Spannungs-Stromcharakteristik einer Halbleiterdiode haben oder vorzugsweise auch die eines gesättigten Transistors mit gesteuertem Basisstrom.

Zf kann jede Art von Impedanz sein, so daß sich ein

elektronisch veränderbarer Widerstand, eine Kapazität,

eine Induktanz, eine Diode oder eine andere Schaltung

mit zwei Anschlüssen verwenden lassen. Der Bereicn

von Spannung und Strom, der an die veränderbare

Impedanz Zo angelegt werden kann, ergibt sich aus den

Grenzdaten des Verstärkers, wie sie ähnlich für die

Erzeugung eines normalen Signals am Ausgang des Verstärkers gelten.

Durch Wahl einer geeigneten veränderbaren Impedanz für R_1n oder R., und der Mittel zur Änderung des Widerstandes kann die Ausgangsimpedanz Z_n schnell und ohne Auftreten von Finschwingvorgängen am (,0 Ausgang als Folge der Änderung eines Steuersignals eingestellt werden. Dieses Problem verursachte bisher in der Bereitstellung derartiger Schaltungen ernsthafte Schwierigkeiten.

Die Fig. 2 und 3 zeigen zwei Ausführungsbeispiele 6s für die verbesserte veränderbare Impedanz. F i g. 2 zeigt ein Beispiel, in weichem der Neberischlußwiderstand /?_v veränderlich ist, und F i g. 3 ein Beispiel, in welchem der Reihenwiderstand R_1n veränderlich ist. In den F i g. 2 und

3 sind entsprechende Bauteile mit denselben Bezugsziffern gekennzeichnet.

In F i g. 2 umfaßt der Verstärker 1 einen Transistor 5 in Emitterschaltung mit einem Eingangsanschluß 3 und einem Ausgangsanschluß 2. Der Kollektoranschluß des Transistors 5 ist über einen Widerstand 7 mit einer Klemme 6 für positive Speisespannung verbunden. Der Emitteranschluß ist über einen Widerstand 9 mit einer Klemme 8 für negative Speisespannung verbunden. Der Emitteranschluß ist weiterhin über einen Kondensator 10 an Erdpotential gelegt. Die Basiselektrode des Transistors 5 liegt über einem Widerstand 11 auf Erdpotential und ist an die Kollektorelektrode über einen Gegenkopplungswiderstand Rf angeschlossen. Die Basiselektrode ist außerdem über Kondensator 12 niedriger Impedanz und veränderbarer Nebenanschlußwiderstand Rs auf Erdpotential gelegt. Im Ausführungsbeispiel ist dieser Widerstand R₅ durch Transistor 13 bestimmt, dessen Basiselektrode mit einer Quelle für Steuersignale 14 verbunden ist. Der Kondensator 12 bildet eine Gleichstromabblockung, die, soweit erforderlich, zu verwenden ist. Der Kollektoranschluß des Transistors 5 ist über einen Kondensator niedriger Impedanz 16, der ebenfalls eine Gleichstromabblockung zwischen Transistor 12 und Widerstand 21 darstellt, mit der Ausgangsklemme 2 verbunden. Der Kondensator 16 kann wegfallen, falls diese Gleichstromabblockung nicht gewünscht wird.

Der in F i g. 2 nur als Beispiel gezeigte Verstärker ist stark vereinfacht, und die Verstärkung ist gleich dem Faktor Hfc des Transistors.

Da dieselben Bauteile in den Fig.2 und 3 gleich numeriert sind, enthält auch die F i g. 3 einen Transistor 5, dessen Kollektor und Emitter über die Widerstände 7 und 9 mit den Klemmen 6 und 8 zum Anlegen der Speisespannung verbunden sind. Ein Gegenkopplungswiderstand ÄFist zwischen Basis und Kollektor gelegt und ein Widerstand R_s zwischen Basis und Erdpotential. Der Transistor 13 bestimmt den veränderbaren Widerstand /?/„und ist in Reihe mit dem Kondensator 10 zwischen Emitter und Erdpotential gelegt. Die Signalquelle 14 steuert den Widerstand des Transistors.

Für einen einwandfreien Betrieb der in den Fig.2 . und 3 gezeigten Ausführungsbeispiele wurden Bauteile mit folgenden Werten verwendet:

Widerstände

Wert in Ohm

(I-ig. 3)

10 000

2 000

3 000
5 100
2 000

Fig.7 zeigt die Wellenformen, die man mit dem in F i g. 2 gezeigten Ausführungsbeispic! erhält, worin R, durch Transistor 13 bestimmt ist, die Ausgangsklcmmc 2 über einen Widerstand 21 an eine Quciie 20 für Spannungssignalc angeschlossen ist, und die Signalqucl-Ie 14 einen veränderbaren Strom /,.(F i g. 7) auf die Basis des Transistors 13 abgibt.

Der Wert des Widerstandes 21 ist wesentlich höher als die maximale Ausgangsimpedanz des Verstärkers 1, wodurch Wertänderungen der Ausgangsimpedanz den Wert des durch den Spannungsteiler, bestehend aus Widerstand 21 und Verstärker 1, fließenden Stromes nicht wesentlich beeinflussen. Ist der Strom im wesentlichen konstant, dann ist die Ausgangsspannung über dem Verstärker eine lineare Funktion seiner Impedanz. Der Wert der Impedanz stellt eine lineare Funktion des Basisstromes /< (Fig. 7) im Transistor 13 dar, und deshalb ändert sich auch die Ausgangsspannung Vo (Fig.7) linear mit dem Steuerstrom I₀ Die maximale Spitzenamplitude von Vo beträgt ungefähr 11

ίο Volt bei den angegebenen Werten für die Betriebsspannung.

Die graphische Darstellung nach F i g. 8 zeigt das schnelle, unverzerrte Ansprechen auf digitale Steuersignale Id von der Signalquelle 14, und zwar frei von Einschwingvorgängen, der in Fig. 2 dargestellten Schaltung, wie es sich am Oszilloskop zeigt.

F i g. 9 wiederum zeigt das Ansprechen der in F i g. 2 gezeigten Schaltung auf digitale Steuersignale h von der Signalquelle 14 bis ins einzelne. Verschiedene Zyklen des Ausgangssignals V₀ und des Steuerstromes Id sind einander überlagert, um die schnelle und zuverlässige Antwort auf Änderungen im Strom Id ohne Auftreten von Einschwingvorgängen an jedem Punkt von V₀ vorzuweisen. Der Einschwingvorgang Vt (F i g. 9) läßt sich auf die Tatsache zurückführen, daß der Transistor 13 von üblicher Bauart ist. Bei Verwendung von speziellen Transistoren für hohe Schaltgeschwindigkeiten jedenfalls ist dieser Einschaltvorgang nicht mehr festzustellen.

Bei allen folgenden Ausführungsbeispielen in den Fig. 10 bis 19 ist der erfindungsgemäß verwendete Verstärker (z. B. der Verstärker 41 in F i g. 10) jeweils als Differenzverstärker mit Gegenkopplung ausgebildet. Wenn die Eingangsspannung des Differenzverstärkers bei ungefähr 0 Volt gehalten wird, führt ein Kurzschließen des Abblockungskondensators (z.B. 12 in Fig.2) nur zu einem kleinen oder gar keinem Gleichstromfluß zwischen Transistor mit veränderbarem Widerstand (z. B. Transistor 42 in F i g. 10) und Differenzverstärker.

Daher braucht auch dieser Kondensator zur Gleichstromabtrennung in den Ausführungsbeispielen nach Fig. 10 bis 17 nicht enthalten zu sein.

Automatische Entzerrerschaltung
(Fig. 10)

Bei Datenübertragung über Telefonleitung erfahren Signalfrequenzen auf der Empfängerleitung in Funktion von der Frequenz unterschiedliche Verzögerungen. Bestimmte Frequenzen werden also weniger verzögert, als darüber- und darunterliegende Frequenzen. Diese Verzögerungscharakteristik ändert sich beträchtlich von einer Leitung zur anderen. Um die hiermit verbundenen Schwierigkeiten zu überwinden, werden also automatische Entzerrerschaltungen eingesetzt.

In typischer Weise entspricht dies etwa der in F i g. IC dargestellten Schaltung, bei der eine Mittclanzapfung 35, eine Sekundärwicklung 30 eines Eingangstransformators 31 vorgesehen ist. Ein Ende der Sckundärwick lung 30 ist über einen Widerstand 32 und das andere

do Ende direkt mit einem Parallelschwingkrcis verbunden der aus einem Kondensator 33 und einer hier nich dargestellten Induktivität besteht. Die Ausgangsan Schlüsse stellen der Punkt 34 zwischen Widerstand 32 und Parallclschwingkreis und die Mittclanzapfung 3f

<>5 des Eingangstransformators dar. In Fig. 10 wird danr die Parallclschwingkreisinduktivität durch eine veränderbare Induktanzschaltung 40 gemäß der Erfindung dargestellt.

Zur Behebung der obengenannten Schwierigkeiten werden üblicherweise mehrere Entzerrerstufen verwendet. Jede Leitung hat in der Praxis eine andere Charakteristik, deshalb werden diese Schaltungen im allgemeinen einstellbar ausgeführt. Das Problem wird dadurch noch komplizierter, daß bei typisch kommerziellem Betrieb die Leitungen ausgewechselt werden können, so daß wieder eine andere Einstellung notwendig wird. Oft wird ein Wechsel der Leitung oder ihrer Charakteristik erst entdeckt, wenn Fehler auftreten, die eine direkte Folge der genannten Schwierigkeiten sind.

In Fig. 10 ist eine verbesserte automatische Entzerrerschaltung unter Anwendung der Erfindung gezeigt, die eine herkömmliche Prüfschaltung 45 enthält, welche laufend die Verzögerung in den empfangenen Signalen mit einer im Empfänger gegebenen Zeitnorm vergleicht. Über eine Steuerleitung wird die Charakteristik des Entzerrers so verändert, daß etwa gleichförmige Verzögerungen bei allen Frequenzen auftritt, die an die Prüfschaltung im Empfänger gegeben werden.

Das erfolgt in Fig. 10 dadurch, daß die induktive Komponente des Schwingkreises, also die Schaltung 40, entsprechend den Grundsätzen vorliegender Erfindung veränderbar gestaltet ist. Die veränderbare Komponente des Schwingkreises könnte jedoch an sich auch der Kondensator sein.

Die Schaltung 40 enthält einen Differenzverstärker 41, wovon ein Eingang geerdet und der andere Eingang mit einem Transistor 42 verbunden ist. Der Transistor 42 bildet den Nebenschlußwiderstand R₅ und die Eingangsimpedanz des Verstärkers bildet den Reihenwiderstand Ri_n. Eine Induktivität 43 bildet die Gegenkopplungsimpedanz. Der Ausgang 44 des Verstärkers ist mit dem Verbindungspunkt des Kondensators 33 und des Widerstands 32 verbunden. Die Schaltung 40 wirkt als Induktivität, deren Wert eine direkte Funktion des Basisstromes im Transistor 42 ist.

Es sei angenommen, daß ein 1-kHz-Signal stärker verzögert wird als ein 2-kHz-Signal. Bei Umschaltung von der 2-kHz-Signalfolge auf die 1-kHz-Signalfolge entsteht deshalb normalerweise im Empfänger eine Lücke in den Signalen, und bei Umschaltung von der 1-kHz-Signalfolge auf die 2-kHz-Signalfolge ist mit einer Überlappung der Signale zu rechnen. Daher ist es erwünscht, die Verzögerung der 2-kHz-Signale automatisch so weit zu erhöhen, bis die Gesamtverzögerung gleich der Gesamtverzögerung der 1-kHz-Signale ist. Das erreicht man durch Erhöhen der Resonanz-Frequenz des Schwingkreises, indem man z. B. den Wert der künstlichen Induktanz 40 senkt. Zu diesem Zweck muß der Basisstrom des Transistors 42 vermindert werden oder auch der Ausgangsstrom der Prüfschaltung 45.

Automatische Frequenzregelung
(Fig.11)

Die Schaltung mit veränderbarer Impedanz kann zur Regelung der Frequenz von Oszillatoren verwendet werden. Dazu enthält der Oszillator einen Differenzverstärker 50 mit einem Spannungsteiler aus den Widerständen 57 und 58 an einem Eingang und einen Integrator aus einem Widerstand 52 und einer kapazitiven Schaltung 53 am anderen Eingang. Der Ausgang des Verstärkers 50 steuert einen Spannungsschalter 5i. der die eine oder die andere von zwei Spannungen auf den Spannungsteiler und den Integrator gibt, damit sich die kapazitive Einheit 53 um eine mittlere Bezugsspannung auflädt und entlädt.
Der Ausgang des Verstärkers 50 wird je nach Potential an der kapazitiven Schaltung 53 im Vergleich zum genannten mittleren Bezugspotential auf den einen oder anderen von zwei Zuständen gebracht.

Die Schaltung 53 stellt also eine veränderbare Kapazität gemäß vorliegender Erfindung dar und

ίο besteht aus einem Differenzverstärker 54, einem Transistor 55, der als R_s wirkt, und einem Gegenkopplungskondensator 56.

Die Schwingfrequenz soll mit höchster Präzision geregelt werden. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal irgendeinem Punkt des Oszillators entnommen, auf einen üblichen Frequenzdetektor 59 gegeben, der einen vorbestimmten Ausgangsstrom erzeugt, wenn die Eingangsfrequenz den gewünschten Wert hat, und andererseits einen Ausgangsstrom abgibt, der umgekehrt proportional mit der Eingangsfrequenz steigt oder fällt.

Wenn die Frequenz des Eingangssignals am Detektor größer als die gewünschte Frequenz wird, sinkt der auf die Basiselektrode des Transistors 55 gegebene Strom ab, so daß der Wert des Nebenschlußwiderstandes erhöht wird. Eine Erhöhung des Nebenschlußwiderstandes in Form des Transistors 55 läßt die am Ausgang des gegengekoppelten Verstärkers auftretende kapazitive Impedanz abfallen. Somit wird die von der Schaltung 53 dargestellte effektive Kapazität im Wert erhöht, wodurch der Oszillator wieder auf die gewünschte Betriebsfrequenz gebracht wird. Wenn die Frequenz des Oszillators zu niedrig ist, steigt der Strom des Detektors 59 an, wodurch die Impedanz des Transistors und die Kapazität der Anordnung sinken. Dadurch wird wiederum die Frequenz des Oszillators auf den Sollwert erhöht.

Analog-Multiplikator
(Fig. 12)

Die steuerbare Impedanzschaltung 60 ist an einem Verbindungspunkt 61 mit einem Stromeingangsanschluß 62 und einem Spannungsausgangsanschluß 53 verbunden. Der Stromeingangsanschluß ist mit einer Präzisionsstromquelle 64 verbunden. Im Verbindungspunkt zwischen Eingangsanschluß und Spannungsausgangsanschluß ist somit die veränderliche Impedanzschaltung 60 gemäß der vorliegende Erfindung parallel geschaltet.

Die Schaltung 60 schließt einen Differenzverstärker 65 mit einem Präzisionswiderstand 66 im Gegenkopplungsweg sowie eine Nebenschlußimpedanz in Form eines Transistors 67 ein. Die Basiselektrode des Transistors ist mit einer zweiten Präzisionsstromquelle 68 verbunden.

Die Ausgangsimpedanz der Schaltung 60 ist direkt proportional dem Strom der zweiten Stromquelle 68. Die Ausgangsspannung ist eine direkte Funktion des

(>o Produktes des Stromes der ersten Stromquelle 64 und der Ausgangsimpedanz der Schaltung 60, mit der sie verbunden ist. Gemäß dem ohmschen Gesetz ist die Spannung über dem Widerstand gleich dem Widerstand multipliziert mit dem angelegten Strom. Da der Widerstand eine direkte Funktion des Stromes der zweiten Stromquelle 68 ist, ist die Ausgangsspannung eine Funktion des Produktes der Werte der beiden Stromquellen.

Filterregelung für Stromversorgung (Fig. 13)

Bei konstanter Ladung ist die Spannung über einer veränderlichen Kapazität umgekehrt proportional der Kapazität. Zur Wandlung von Wechselstrom in Gleichstrom wird der Strom in der Regel gleichgerichtet und auf ein ^-Filter gegeben, das eine Reiheninduktivität und zwei Kondensatoren aufweist, von denen jeder ein Ende der Induktivität mit Erdpotential verbindet, ι ο Üblicherweise wird dann die Ausgangsgleichspannung durch geeignete Einrichtungen geregelt.

Wird der zweite Kondensator durch eine erfindungsgemäße, veränderbare, kapazitive Anordnung ersetzt, deren Kapazität als Funktion der Ausgangsspannung im Vergleich zu einer Bezugsspannung verändert wird, dann läßt sich die Ausgangsspannung relativ konstant halten. In F i g. 13 wird der Strom von einer Stromquelle 70 durch die Dioden 71 und 72 gleichgerichtet und durch den Kondensator 73, die Induktivität 74 und eine veränderbare, kapazitive Einheit 75 gemäß der Erfindung gefiltert. Die zuletzt genannte Einheit besteht aus einem Differenzverstärker 76, einem Gegenkopplungskondensator 77 und einem Transistor 78.

Ein Differenzverstärker 79 ist mit einem Eingang an eine Bezugsspannung Vrj-f und mit einem zweiten Eingang an den Filterausgang angeschlossen. Wenn die Ausgangsspannung des Filters unter die Bezugsspannung absinkt, steigt der Ausgangsstrom des Differenz-

Wenn der durchschnittliche Spitzenspannungswert des Ausgangssignals über die festgesetzte Höhe steigt, wird die Spannung über dem Kondensator 89 negativer, der Basisstrom des Transistors 86 fällt, und der Transistor 86 steigt an. Dadurch wird die Ausgangsimpedanz der Anordnung 83 gesenkt, und damit fällt entsprechend auch die durchschnittliche Spitzenspannung an der Klemme 81 ab.

Wenn andererseits der Spitzenspannungswert am Anschluß 81 unter eine vorgebbare Höhe absinkt, steigt die Impedanz der Schaltung 83 an und hebt somit auch die durchschnittliche Spitzenspannung am Anschluß 81 an.

Automatische Verstärkungsregelung (Fig. 15)

Die in Fig. 15 gezeigte Verstärkungsregelung hat gewisse Ähnlichkeiten mit der in Fig. 14 gezeigten, unterscheidet sich von dieser jedoch dadurch, daß der Basissteuerstrom für den Transistor 86 vom Ausgang eines Verstärkers 95 abgeleitet wird und die veränderbare Impedanzschaltung 83 den Eingang des Verstärkers 95 mit Erde verbindet. Entsprechende Bauteile tragen dieselben Bezugsziffern. Wenn die Durchschnittsamplitude des Ausgangssignals des Verstärkers 95 zu hoch wird, erhöht ein Gleichrichter % seinen Ausgangsstrom, wodurch der Vorspannungsstrom auf die Basis des Transistors % reduziert wird. Dadurch wird die Ausgangsimpedanz der Schaltung 83 reduziert,

Verstärkers 79 an. Dieser Stromanstieg läßt den Wert 30 und die Eingangs- und Ausgangssignale des Verstärkers des elektronisch veränderbaren Widerstandes des 95 sinken. Transistors 78 absinken, wodurch die Ausgangskapazität der Impedanzschaltung 75 ebenfalls absinkt und die
Spannung über deren Ausgang weder ansteigt, bis die
Ausgangsspannung gleich der Bezugsspannung ist.

In ähnlicher Weise verursacht ein Ansteigen der Filterausgangsspannung über den Bezugspegel hinaus ein Abfallen des Ausgangsstromes des Verstärkers 79 und infolgedessen ein Ansteigen des Widerstandes des

35 Automatische Phasenregelung (Fig. 16)

Bei einer typischen Regelschaltung für eine feste Phaseneinstellung sind die beiden äußeren Anschlüsse einer in der Mitte angezapften Sekundärwicklung 100 eines Transformators 101 mit einer Schaltung aus einem Reihenwiderstand 102 und einem hier nicht dargestell-

Transistors 78. Die Kapazität der Impedanzschaltung 75 40 ten Kondensator verbunden, wobei das Ausgangssignal steigt und die Ausgangsspannung des Filters sinkt ab. von einem Verbindungspunkt zwischen Widerstand und

Kondensator und von der Mittelanzapfung des Transformators abgenommen wird. Die Schaltung weisl

Automatische Verstärkungsregelung (Fig. 14)

Die automatische Verstärkungs-Regelschalt'tng in Fig. 14 enthält die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse 80 und 81 sowie einen dazwischenliegenden Widerstand 82. Der Widerstand übersetzt die Spannung in Strom, es kann jedoch auch eine Stromquelle ohne Widerstand vorgesehen werden. Die veränderbare Impedanzschaltung 83 gemäß der vorliegenden Erfindung ist zwischen Ausgangsklemme 81 und Erdpotent.al gelegt.

Genauer gesagt ist der Ausgang eines Differenzverstärkers 84 der erfindungsgemäßen Schaltung direkt mit der Ausgangsklemme 81 verbunden. Ein Verstärkerein- s.s gang ist hierzu mit dem Alisgangsanschluß 81 über einen Gegenkopplungswiderstand 85 verbunden und über den elektrisch veränderbaren Widerstand, nämlich Transistor 86 auf Erdpotential gelegt. Ein Gleichrichter und Integrator, bestehend aus eine Diode 87, einem Widerstand 88 und einem Kondensator 89, leitet eine Spannung ab, deren Höhe proportional dem durchschnittlichen Spitzensignal an der Klemme 81 ist. Diese Spannung über Kondensator 89 wird dann über einen Widerstand 90, der die Spannung in einen Strom übersetzt, auf die Basis des Transistors gegeben. Eine Vorspannung ist gleichzeitig über Widerstand 91 wirksam.

wegen Widerstand und Kondensator eine Phasenver-Schiebungscharakteristik auf, zeigt im Idealfall jedocti keine Amplitudenänderungen als Funktion der Frequenz.

Bei der in F i g. 16 gezeigten automatischen Phasenre gelschaltung ist der obenerwähnte fehlende Kondensa tor durch die gemäß der Erfindung elektronisch veränderbare Kapazitätsanordnung 103 ersetzt. Die Anordnung 103 enthält einen Differenzverstärker 104 einen Gegenkopplungskondensator 105 und einer Transistor 106. Der Ausgang der Phasenvcrschicber schaltung wird auf eine Vergleicherschaltung ΙΟΙ gegeben und mit dem Ausgangssignal einer Phascnbe zugsquelle 108 verglichen, die auf derselben Frequcn; arbeitet. Die Vergleicherschaltung 107 erzeugt einet Ausgangsstrom, der eine Funktion der rclativci Phasenlage des empfangenen Signals im Vergleich zi der des Bezugssignals ist. Dieser Ausgangsstrom steigi wenn die Phasenverschiebung zu groß ist und fällt at wenn sie nicht ausreicht.

Wenn dieser Ausgangsslrom abfällt, steigt de Widerstandswert des Transistors 106 an und erhöht si die Ausgangskapazität der Impedanzschaltung 10: wodurch die Phasenverschiebung größer wird und siel der ursprüngliche Fehler korrigiert.

(10

('S

Wenn der Ausgangsstrom der Vergleicherschaltung 107 ansteigt, fällt der Transistorwiderstand ab, wodurch die Ausgangskapazität der Anordnung 103 absinkt und die Phasenverschiebung entsprechend zurückgeht, so daß sich wieder der Sollwert einstellt.

Generator für Subharmonische
(Fig. 17)

Es ist allgemein bekannt, daß unter Parallelschaltung einer veränderbaren Kapazität mit einer Induktivität bei Änderung dieser Kapazität mit einer Frequenz, die doppelt so hoch ist wie die durch Induktivität und Kapazität bestimmte Resonanzfrequenz, die Schaltung mit der Frequenz schwingt, die dieser Resonanz entspricht, d. h. mit der halben Frequenz, mit der die Kapazität verändert wird. Die veränderbare Impedanzschaltung kann z. B. als elektronisch veränderbare Kapazität ausgebildet sein, die mit einer Induktivität von vorgegebenem Wert verbunden ist. Der Eingangsanschluß der veränderbaren Kapazität erhält ein Signal der doppelten Frequenz der Ausgangsresonanz, und das Ausgangssignal schwingt mit einer Resonanzfrequenz, die halb so groß ist wie die Eingangsfrequenz. Dadurch entsteht ein Frequenzteiler oder ein Generator für Subharmonische.

Ein Ausführungsbeispiel ist in Fig. 17 gezeigt und enthält einen Differenzverstärker 110 mit einem Gegenkopplungskondensator U sowie eine veränderbare Nebenschluß-Eingangsimpedanz in Form eines Transistors 112. Eine Induktivität 113 ist zwischen Ausgang 114 des Verstärkers und Erdpotential gelegt. Eingangssignale werden auf den Anschluß 115 gegeben und die Ausgangssignale mit der halben Frequenz der Eingangssignale vom Anschluß 114 abgenommen.

Modulator (F ig. 18)

Fig. 18 zeigt ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das zur Amplitudenmodulation der Eingangssignale 51 verwendet wird. Der Modulationsumfang wird dabei durch die Steuersignale 52 bestimmt. Bei einem Ausführungsbeispiel bewegen sich die Signale Sl zwischen 600 und 2200Hz bei einer Spitzenamplitude von 3 Volt. Die Steuersignale dagegen haben eine Frequenz von 200 Hz und eine Spitzenamplitude von 2 Volt.

Die Signale St werden auf einen Spannungsteiler gegeben, der aus einem Widerstand 120 und einem Gegenkopplungsverstärker 121 besteht. Der Verstärker 121 enthält einen Transistor 122, dessen Kollektor und Emitterelektroden mit den entsprechenden Anschlüssen f23 und 124 über die Widerstände 125 bzw. 126 verbunden sind.

Ein Gegenkopplungswiderstand 127 verbindet die Kollektor- mit der Basiselektrode und ein Vorspannungswiderstand 128 verbindet die Basiselektrode mit dem Anschluß 124. Außerdem sind Kondensatoren 129, 130 niederer Impedanz zur Kopplung bzw. Überbrükkung nach Erde vorgesehen.

Die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 121 wird elektronisch mit der Frequenz S 2 mittels des Transistors 135 in Emitterschaltung verändert, dessen Kollektor über den Kondensator 136 mit dem Verstärker 121 verbunden ist. Widerstand 137 und Widerstand 138 setzen die Vorspannung für den Transistor 135 fest, und der Hochohmwiderstand 139 koppelt zur Veränderung der Transistorimpedanz mit der zugehörigen Frequenz die Signale S2 auf die Basis des Transistors 135.

Somit ändert sich der Widerstand des Transistors 135 mit der Frequenz von S 2 und damit auch die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 121. Die Ausgangsspannung Vb ist daher gekennzeichnet durch die Signale Sl, die sich in ihrer Amplitude mit der Frequenz S2 ändern. Brauchbare Ergebnisse erzielt man mit der in Fig. 18 gezeigten Schaltung unter Verwendung folgender Bauteile:

Widerstände	Wert in Ohm
120	2 000
125	16 000
126	5 000
127,137,139	10 000
128	30 000
138	20 000
	(Potentio
	meter)
Kondensatoren	Wert in μΡ

129
130,136

6,8 39

Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von Einschwingvorgängen(Fig. 19)

In Datenübertragungssystemen treten oft uner-

•jo wünschte Einschwingvorgänge auf, wenn Generatoren, Modulatoren und dergleichen von digitalen Signalen gesteuert und schnell abgeschaltet werden. Bei Übertragung auf Telefonleitungen ergeben sich auf den Leitungen Nachschwingungen, wenn die Signalquelle

js schnell abgeschaltet wird. Bei mehrfacher Leitungsbelegung, wo jeder Empfänger über scharf abgestimmte passive Filter mit der Leitung verbunden ist, führt das jeweils hohe Q der Filter zu erheblichem Nachschwingen, wenn die Signalquelle plötzlich abgeschaltet wird.

Die in Fig. 19 gezeigte Anordnung vermindert die sich ergebenden unerwünschten Einschwingvorgänge beim Abschalten eines Sendeoszillators 149 im Ansprechen auf ein digitales Steuersignal auf ein Minimum. Diese Schaltung schließt einen ersten Ausgangsan-Schluß 150 ein, tier an einen geeigneten Punkt in einem üblichen Sender zwischen Oszillator und nicht dargestellten Leitungstreiber gelegt werden kann, um für die Ausgangssignale des Oszillators einen Nebenschluß gegen Erde vorzusehen. Die Schaltung umfaßt einen

so zweiten Ausgangsanschluß 151, der mit dem Oszillator verbunden ist und diesen im Takt der Digitalsignale an der Eingangsklemme 152 ein- und ausschaltet.

Der Ausgangsanschluß 150 liegt an einem zweistufigen Gegenkopplungsverstärker 153, bei dem dci Kollektor des zweiten Transistors mit der Basis de ersten Kollektors gegengekoppelt ist. Die Ausgangsimpedanz Z₀ des Verstärkers 153 wird durch einer Transistor 154 gesteuert, dessen Kollektor über cinci Kondensator 155 mit dem Eingang des Verstärkers 153 also mit der Basis des ersten Transistors, verbunden ist. Die Eingangsklcmme 152 ist über einen Widcrstaiu 157 mit der Basis des Transistorschalter 156 verbunden Ein Vorspannungswiderstand 158 liegt zwischen positi vem Potentialanschluß 159 und der Basiselektrode de:

fts Transistors 156. Der Kollektor des Transistors 156 is über Widerstand 160 mit der Basis des Transistors 15' und über Widerstand 162 mil dem Anschluß 16 positiven Potentials verbunden. Ein integrierende

Kondensator 163 ist parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors 154 gelegt.

Die Kollektorelektrodc des Transistors 156 ist außerdem über eine Diode 166 mit der Basis eines Schalttransistors 165 verbunden. Ein integrierender Kondensator ί67 ist zwischen Basis des Transistors 165 und Erde gelegt. Ein Vorspannungswiderstand 168 verbindet die Basiselektrode des Transistors 165 mit der Versorgungsklemme 169 des negativen Potentials.

Die Kollektorelektrode des Transistors 165 ist über einen Spannungsteiler, der aus den Widerständen 170 und 171 besteht, mit dem Anschluß 169 verbunden. Ein Schalttransistor 172 liegt mit seiner Basis-Emitter-Strecke über dem Widerstand 171 und sein Kollektor ist über den Ausgangsanschluß 151 an einen Oszillator 149 angeschlossen.

Wenn das Eingangssignal am Anschluß 152 negativ wird, schaltet der Transistor 156 ab. Der Kondensator 167 lädt schnell auf und schaltet den Transistor 165 ab, der seinerseits wieder den Transistor 172 ab- und den Oszillator 149 einschaltet.

Wenn der Transistor 156 abschaltet, lädt sich der Kondensator 163 ebenfalls (aber langsamer als der Kondensator 167) auf, und der Transistor 145 schaltet mit vorbestimmter Geschwindigkeit langsam ein. Die Impedanz des Transistors 154 sinkt somit langsam ab, wodurch die Ausgangsimpedanz Zo der Anordnung 153 mit derselben Geschwindigkeit auf einen relativ hohen Maximalwert ansteigt, bei dem nur wenig von der Oszillator-Ausgangsspannung gegen Erde abgeleitet werden kann.

Wenn der Transistor 156 in Sättigung geht, sobald das Signal am Anschluß 152 positiv wird, dann bewirkt die Diode 166 eine Umkehrung der Vorspannungen. Der Kondensator 167 entlädt sich langsam über den Widerstand 168 bis die Bas.s-Em.uer-Verb.ndung des Transistors 65 negativ vorgespannt .st. Dadurch wird

s das Abschalten des Oszillators verzögert In der Zwischenzeit entlädt sich der Kondensator 163 über den Transistor 156 und den Widerstand 160 und hebt den Widerstandswert des Transistors 154 ebenfalls mit einer vorbestimmten Geschwindigkeit an. so daß gleichzeitig

,o die Ausgangsimpedanz Z₀ des Verstärkers 153 mit dieser Geschwindigkeit abnimmt. Dadurch wird ein immer größerer Teil des Oszillatorausganges nacr. Erde abgeleitet bevor der Oszillator abgeschaltet wird Allfällige Einschwingvorgänge beim Abschalten werden

„ so praktisch unterdrückt. Brauchbare Ergebnisse mn ' der in Fig. 19 gezeigten Schaltung wurden untei Verwendung folgender Bauteile erzielt:

Widerstände	Wert in Ohm
157	8 200
158	18 000
160	15000
162	1 600
168	10 000
170	22 000
171	3 900
Kondensatoren	Wert in μΡ
155	39
163	1,5
167	1

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

17 9! Patentansprüche:

1. Veränderbare Impedanz, die durch einen steuerbaren, über eine Impedanz rückgekoppelten Halbleiterverstärker zwischen dessen Ausgang und Masse dargestellt ist, dadurch gekennzeichnet, daß zur Linearisierung der Impedanzänderung der Eingang des an Betriebsgleichspannung (6 und 8) liegenden, invertierenden Halbleitervei stärkers (1) über einen aus zwei Teilwiderständen bestehenden Spannungsteiler an Masse liegt, wobei der an Masse liegende Teilwiderstand (R_s) sehr viel kleiner als der andere Teilwiderstand ist, daß der Verbindungspunkt (3) beider Teilwiderstänue an die Rückkopp- lungsimpedanz (Z₀) unter der Voraussetzung angeschlossen ist, daß der Rückkopplungsimpedanzwert sehr viel größer ist als der sich aus angenommener Parallelschaltung der beiden Teilwiderstände ergebende Impedanzwert und daß einer der beiden Teilwiderstände durch eine steuerbare Impedanz (13) zumindest teilweise ersetzt ist.

2. Veränderbare Impedanz nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die einen Teilwiderstand zumindest teilweise ersetzende, steuerbare Impedanz (13) durch ein Halbleiterbauelement dargestellt ist.

3. Veränderbare Impedanz nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei im wesentlichen ohmscher Rückkopplungsimpedanz (Zf) die einen Teilwiderstand zumindest teilweise ersetzende, steuerbare Impedanz (13) über eine Trennkapazität (12) an die Basis des den Halbleiterverstärker (1) bildenden Transistor (5) angeschlossen ist (F ig. 2).

4. Veränderbare Impedanz nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei im wesentlich ohmscher Rückkopplungsimpedanz (Zf) die einen Teilwiderstand zumindest teilweise ersetzende, steuerbare Impedanz (13) über eine Trennkapazität (10) an den Emitter des den Halbleiterverstärker (1) bildenden Transistors (5) angeschlossen ist (F i g. 3).

5. Veränderbare Impedanz nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die einen Teilwiderstpnd ersetzende, steuerbare Impedanz (13) durch eine Regelgröße beaufschlagbar ist.