DE2132031A1 - Regelungsschaltung zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung einer Stromversorgungseinrichtung - Google Patents

Regelungsschaltung zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung einer Stromversorgungseinrichtung

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Description

Böblingen, 24. Juni 1971
Anmelderin: International Business Machines
Corporation, Armonk, N.Y. 10504
Amtl. Aktenzeichen: Neuanmeldung
Aktenzeichen der Anmelderin: Docket WA 969 010
Regelungsschaltung zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung einer Stromversorgungseinrichtung
Diese Erfindung betrifft eine Regelungsschaltung zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung einer Stromversorgungseinrichtung, die von einer Gleichspannung gespeist wird und bei der die Ausgangsspannung zu einem Regelverstärker, der zwei in Gegentakt betriebene Treibertransistoren enthält, rückgekoppelt ist, die über einen Zwischentransformator zwei mit diesem und einem Ausgangstransformator verbundene Schalttransistoren eines Leistungsverstärkers in einem vom Spannungsfehler abhängigen Takt schalten.
Diese neue Spannungsregelungsschaltung mit Impulsbreitenmodulation bezweckt gegenüber den bekannten Spannungsreglern, die ebenfalls durch ein vom Spannungsfehler abhängiges Taktverhältnis gesteuert werden, eine Verbesserung derart, daß eine verbesserte Funktionsund Betriebssicherheit gegeben ist, daß auch bei einer Störung durch den Ausfall eines Bauelementes noch eine geregelte Spannung geliefert wird, daß keine Wartung erforderlich ist und daß die Regelungsschaltung mit einem sehr leichten Gewicht herstell bar ist, so daß sie auch in Weltraum-, Flug- und Seeobjekten vorteilhaft verwendbar ist.
Mit dem neuen Spannungsregler ist es möglich, die von einer ungeregelten Gleichstrom-Versorgungsquelle gelieferte Spannung auch bei schwankender Last bzw. veränderlichem Strom auf einem vorgegebenen Spannungswert innerhalb eines engen Toleranzfeldes
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konstant zu halten. Dabei kann die am Ausgang des Spannungsreglers zur Verfügung stehende Spannung eine Gleich- oder auch eine Wechselspannung sein.
Bedingt durch die Raumflugprogramme befaßt sich auch die Entwicklung mit der Bereitstellung von elektrischen Leistiungsquellen, die sehr zuverlässig über längere Zeiten auch bei ungünstigsten Uinweltbedingungen wirksam sein sollen iund die demzufolge auch nicht gewartet werden müssen. Derartige Stromversorgungsanlagen, die diese Forderungen erfüllen, sind sehr vielseitig anwendbar, außer in den erwähnten Flugobjekten, besteht eine Verwendbarkeit in Fernsteuerungsanlagen, Datenverarbeitungsanlagen und anderen Objekten. Für den Einsatz bei derartigen Bedarfszwecken sind eine Anzahl elektrische Leistungsquellen bekanntgeworden, die nach den verschiedenen Prinzipien funktionieren; z.B. radioaktive Batterien oder thermoelektrische Generatoren und anderen, die jedoch noch nicht voll befriedigen und die mit Nachteilen behaftet sind. Bei den radioaktiven Batterien besteht bei einer Störung die Möglichkeit, daß sie eine Gefährdung verursachen können und beide vorstehend erwähnten Iieistungsquellen haben die gemeinsamen Nachteile, daß ihre Energiekapazität relativ gering ist und daß sie für eine vorgegebene größere Belastung in ihrem konstruktiven Aufbau ziemlich schwer und umfangreich sind. Auch bei anderen bekannten Stromversorgungsge-
P raten mit elektronischen oder mechanischen Regelungseinrichtungen wurde festgestellt, daß auch wenn sie die eingangs genannten Forderungen bezüglich Qualität, Wartungsfreiheit, Funktion bei ungünstigsten Umweltbedingungen, Betriebsbereitschaft auch im Störungsfalle, sehr kleines Gewicht und gedrängte Bauweise erfüllen sollen, sehr umfangreich und schwer werden.
Es wurde festgestellt, daß von den vielen verschiedenen elektronischen Spannungsreglern diejenige Grundausführung soweit verbessert werden kann, daß sie den gestellten Anforderungen genügt bei der die Regelung durch einen Regelungsverstärker erfolgt, in dem in Abhängigkeit von dem Spannungsfehler eine von einem
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Hochfrequenzgenerator gespeiste Gegentaktschaltung zwei Treibertransistoren in einem variablen Taktverhältnis steuert. Diese Treibertransistoren schalten zyklisch zwei in einem Leistungsverstärker angeordnete Schalttransistoren ein und aus, wobei der Regelungsverstärker vom nachgeschalteten Leistungsverstärker durch einen Zwischentransformator getrennt ist. Die Schalttransistoren modulieren die ungeregelte, von der Gleichstrom gelieferte Gleichspannung derart, daß sich eine geregelte Wechselspannung am Reglerausgang ergibt, die im Bedarfsfall durch bekannte Gleichrichter- und Filterschaltungen wieder in eine Gleicnspannung, jedoch geregelter Amplitudenhöhe, umformbar ist. Verbesserte Ausführungen des vorstehend erwähnten Spannungsreglers, die unter der Bezeichnung Wandler oder Impulsmodulations-Regler bekannt sind, arbeiten mit Amplituden- oder Impulsbreitenmodulation in Abhängigkeit vom Spannungsfehler. So ist beispielsweise ein Regelschaltung bekannt, bei der ohne die Verwendung einer Rückkopplung die Amplitude eines Oszillators als Funktion des momentanen Spannungswertes der ungeregelten Gleichspannungsquelle variiert. Bei einer anderen bekannten Regelungsschaltung wird die geregelte Ausgangsspannung mit einer stabilisierten Bezugsspannung verglichen und die sich ergebende Differenzspannung steuert einen variablen Impulsgenerator, der zeitlich veränderliche Impulse verschiedener Breite erzeugt, welche vom Fehlersignal abhängig ist, wodurch sich ein variables Taktverhältnis ergibt durch das letztlich die Spannungsabweichungen vom Sollwert wieuer ausgeregelt werden.
Diese vorstehend erwähnten bekannten Spannungsregler sind alle noch mit verschiedenen wachteilen behaftet, wodurch sie die oben gestellten Forderungen nicht erfüllen. Außer diesen bereits erwännten Nachteilen bestehen noch andere, derart, daß bei der Umschaltung der im Gegentakt betriebenen Transistoren die in den Transistoren gespeicherten elektrischen Ladungsenergien und die elektrisch-magnetischen Energien in den Transformatoren sich nicht ausgleichen kennen, wodurch Verzerrungen der Modulationsinipulse und hohe Absclialti-pannungen, die zu einer Gefährdung der Transistoren unü Dioden führen können sowie unkontrollierbare Aus-
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BAD ORfGtNAL
gleichströme in der Reglerschaltung auftreten. Bei diesen bekannten Spannungsreglern mit im Gegentaktbetrieb geschalteten Transistoren entlädt sich die gespeicherte Energie während der Ümschalt- oder Ruhezeit über die Sekundärwicklung des Transformators und beeinflußt nachteilig die Modulations-Wellenform, indem sie diese verzerrt und auch teilweise wieder eine ungewollte Einschaltung eines Transistors bewirkt, so daß evtl. beide Kollektoren einer Gegentaktschaltung gleichzeitig leiten. Insbesondere durch diese Äusgleichvorgänge wird die Betriebssicherheit durch eine hohe Beanspruchung der Halbleiterbauelemente und die Schaltgeschwindigkeit eines derartigen Reglers nachteilig beeinflußt. Die bekannten Spannungsreglerschaltungen haben außerdem keine Schutzeinrichtung, welche bei einer Funktionsstörung durch den Ausfall eines Bauteiles verhindert, daß andere Bauteile nicht überlastet werden und daß ein Notbetrieb mit einer immer noch geregelten Ausgangsspannung, die jedoch in einem größeren Toleranzfeld streuen kann, aufrechterhalten wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde eine elektronische Regelungsschaltung zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung einer Stromversorgungseinrichtung, die von einer ungeregelten Gleichspannung gespeist wird, zu schaffen, bei der die bereits bestehenden erwähnten Nachteile der bekannten Spannungsregler beseitigt sind und die die Forderungen bezüglich Qualität, Wartungsfreiheit, Funktion auch bei ungünstigsten Umweltbedingungen, Betriebsschaft auch im Störungsfalle, sehr kleines Gewicht und eine gedrängte Bauweise erfüllt. Weiter soll diese neue Regelungsanordnung einen besseren Wirkungsgrad aufweisen, definierte durchschaubare Schaltvorgänge enthalten und mit höheren Schaltfrequenzen zu betreiben sein.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäße dadurch gelöst, daß ein zwischen dem Reglerausgang und dem Regelverstärker angeordneter Impulsgenerator an letzteren einen Signalzug liefert, der aus in wechselnder Folge bestehenden "Aktiv"- und "Ruhe"-Taktzeiten besteht, daß der Impulsgenerator in den Aktiv-Taktzeiten Impulse gleicher Amplitude erzeugt, deren Länge von der Differenz zwi-
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sehen einer Bezugsspannung und der Ausgangsspannung abhängt, daß diese Impulse im Regelverstärker in einer logischen Torschaltung, deren Ausgänge mit den Steuerungseingängen der Treibertransistoren verbunden sind, die die in einer Signalquelle erzeugten und in stetig wechselnder Folge erscheinenden Gegentaktsignale für die Treibertransistoren so modulieren, daß in den Aktiv-Taktzeiten in wechselnder Folge jeweils ein Treibertransistor leitet und der andere über die zeitliche Länge des Modulations-Impulses sperrt, und daß in den "Ruhe"-Taktzeiten beide Treibertransistoren leitend sind.
Es ist ein wesentliches Merkmal dieser Erfindung, daß die neue Regelungsschaltung einen Impulsgenerator aufweist, der Modulationsimpulse zur Modulation der die Treibertransistoren steuernden Gegentakt-Schaltsignale erzeugt. Diese Modulationsimpulse erscheinen in den Aktiv-Taktzeiten und sie sind mit den Gegentakt-Schaltsignalen synchronisiert, sie haben eine gleiche Amplitude und ein variables Taktverhältnis und jeweils eine Länge, die dem Fehlersignal, d.h. von der Abweichung der Ausgangsspannung vom Sollwert abhängig ist. Diese Modulationsimpulse modulieren in einer logischen Torschaltung im Regelverstärker die von einer Signalquelle kontinuierlich gelieferten rechteckförmigen Gegentakt-Schaltsignale für die Treibertransistoren so, daß diese immer in der Ruhe-Taktzeit sich im Leitzustand befinden. Die beiden leitenden Treib'ertransistoren schaffen somit in der Ruhe-Taktzeit eine Kurzschlußverbindung der Primärwicklung'des Zwischentransformators, dadurch werden beide Schalttransistoren im Leistungsverstärker in den Sperrzustand geschaltet und ihre gespeicherte Energie kann sich über den geschlossenen Primärkreis ausgleichen.
Durch diese Schaltungsanordnung werden die bereits beschriebenen Nachteile, die bei den bekannten Spannungsreglern während der Umschaltzeit der Transistoren auftreten, z.B. Verzerrungen, Überspannungen und andere, eindeutig vermieden.
Ein weiterer Vorzug dieses erfindungsgemäßen Merkmales ist,
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daß sich die Speicher- bzw. Erholzeit der Schalttransistoren verringert. Die in der Basiszone eines leitenden Schalttransistors gespeicherte Ladungsenergie gleicht sich über die während der Ruhe-Taktzeit überbrückte Primärwicklung aus. Diese Verminderung der Speicher oder Erholzeit ermöglicht somit auch eine höhere Schaltfrequenz der Schalttransistoren und da die schädlichen überspannungsspitzen während der ümschaltzeiten nicht mehr auftreten, wird auch allgemein die Betriebssicherheit und die Lebensdauer der Schaltungsanordnung beachtlich erhöht, außerdem ergibt sich eine Verbesserung des Wirkungsgrades dieser Regelungsanordnung.
Ein anderes Merkmal dieses neuen Spannungsreglers ist sein sehr leichtes Gewicht, das durch die Verwendung eines leichten Zwischentransformators erzielt wird, welcher zur Kopplung des Regelverstärkers und des Leistungsverstärkers dient. Die Primärwicklung dieses Zwischentransformators ist mit ihrer Mittelanzapfung über einen Begrenzungswiderstand mit einer geregelten Gleichspannungsquelle verbunden, welche einen kleinen Strom an den Regelverstärker liefert und da der Zwischentransformator als Stromwandler verwendet wird, werden die Schalttransistoren im Leistungsverstärker positiv mit einer nur geringen Steuerungsleistung geschaltet, die Sekundärseite des Zwischentransformators enthält jeweils eine jedem Schalttransistor und dessen Steuerungswicklung zugeordnete Rückkopplungswicklung, die mit dem Kollektor des Schalttransistors verbunden ist. Dabei ist das Windungsverhältnis der positiven Rückkopplungswicklung zur sekundären Steuerwicklung so gewählt, daß es dem umgekehrten Stromverstärkungsfaktor eines Schalttransistors entspricht, um diesen sicher in den Sättigungsbereich zu schalten.
Ein anderes wesentliches und vorteilhaftes Merkmal der neuen Regelungsschaltung und eine zweckmäßige Ausgestaltung der Erfindung ist die Anordnung eines überspannungsschutz-Schaltungskreises mit einem Transistor zwischen dem Ausgang des Spannungsreglers und der Primärwicklung des Zwischentransformators zwecks Schaffung eines niederohmigen Ableitpfades, der vom Regelver-
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stärker zur Masse führt und der beim Auftreten einer Überspannung im Störungsfall die übertragung der Schaltsignale vom Regelungsverstärker zum Leistungsverstärker verhindert, so lange bis die Ausgangsspannung wieder ihren Sollwert aufweist.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand von Zeichnungen ausführlicher beschrieben. Von den Figuren 1 bis 3 stellen dar:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines Ausführungsbeispieles der erfindungsgemäßen Regelungsschaltung,
Fig. 2 in einem Zeitdiagramm verschiedene Kurven mit
idealisierten Impulsfolgen zur Darstellung des Normalbetriebes der in Fig. 1 dargestellten Regelungsschaltung und
Fig. 3 in einem Zeitdiagramm verschiedene Kurven mit
idealisierten Impulsfolgen, welche die Funktion der in Fig. 1 gezeigten Überspannungs-Schutzschaltung zeigen.
Der in Fig. 1 im Schaltbild gezeigte Spannungsregler einer Stromquelle umfaßt einen Impulsgenerator zur Lieferung eines Modulationsimpulses, dessen Dauer sich abhängig von der Größe der Spannungsfluktuation im geregelten Ausgang 50 ändert, einen Regelverstärker 12, einen Zwischentransformator 28, einen Leistungsverstärker 14, eine Ausgangstransformator 32, eine Ausgangsfilterstufe 16 und eine überspannungs-Schutzschaltung 18, die zwischen den Ausgang 50 des Spannungsreglers und die Primärseite des Zwischentransformators 28 gelegt ist.
Der Steuerteil des Regelverstärkers 12 enthält eingangsseitig in der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung eine Steuersignalquelle 22, deren beide Ausgänge 00 an zwei NAND-Glieder 23 und 24 einer logischen Torschaltung angeschlossen sind. Die-
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ser Steuerteil wirkt als Modulationsstufe und stellt eine Einrichtung zum Umschalten der Treibertransistoren 26 und 27 aufgrund der Modulationsimpulse von der Vergleicherschaltung 42 des Impulsgenerators 10 dar. Die Steuersignalquelle 22 liefert am Ausgang die sogenannten Gegentakt-Schaltimpulse abwechselnd auf die Ausgangsleitungen 0 und 0, wobei diese Impulse um 180 ° gegeneinander phasenverschoben sind. Die 0-Ausgangsleitung von der Steuersignalquelle 22 ist mit einem Eingang des einen NAND-Gliedes 23 verbunden. Die andere Ausgangsleitung 0 mit einem Eingang des anderen NAND-Gliedes 24. Die Ausgänge der beiden NAND-Glieder 23 und 24 sind jeweils mit der Basis der Treibertransistoren 26 bzw. 27 verbunden. Die Emitter dieser Treibertransistoren und 27 liegen auf Massepotential. Der Kollektor der Treibertransistoren 26 und 27 ist jeweils mit den Enden der Primärwicklung N , N des Zwischentransformators 28 verbunden.
Der Zwischentransformator 28 koppelt die Treiberstufe im Regelverstärker 12 mit dem Leistungsverstärker 14, schaltet die Leistungstransistoren 30 und 31 abwechselnd aus und ein und liefert einen Wechselstrom an den Ausgangstransformator 32. Der Zwischentransformator 28 wirkt als Stromtransformator, der auf der Primärseite die Niederstrom-Wicklungen N und N„ enthält, welche nur einer geringen Steuerungsleistung bedürfen. Auf der Sekundärseite des Zwischentransformators 28 sind die beiden Steuerungswicklungen N. und N5 sowie die Rückkopplungswicklungen N- und N6 angeordnet. Die Rückkopplungswicklungen N3, Nß unterstützen durch ihren Wickelsinn, der gemäß der Darstellung durch die an die Anschlüsse der Wicklungen gesetzten Punkte gekennzeichnet ist, den Stromfluß in den Steuerwicklungen N^, N5 und liefert ein positives Rückkopplungssignal. An die Mittelanzapfung der Primärwicklung N1, N3 des Zwischentransformatos 28 wird eine geregelte Steuerspannung über einen Begrenzungswiderstand 29 angelegt. Die Größe dieser geregelten Steuerspannung und der Begrenzungswiderstand 29 sind so gewählt, daß nur ein kleiner Strom an den Zwischentransformator 28 geliefert wird, wodurch dieser als Stromtransformator arbeitet.
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Die beiden Rückkopplungswicklungen N3, N, des Zwischentransformators 28 sind mit den Kollektoren der Schalttransistoren 30 und 31 im Leistungsverstärker 14 verbunden. Die Emitter dieser Schalt transistoren 30, 31 und der Mittelpunkt der serial miteinander verbundenen Steuerwicklungen N-, Ng auf der Sekundärseite des Zwischentransformators 28 liegen auf Massepotential 33. Die beiden Masseanschlüsse 25 und 33 können natürlich gemeinsam an Erde geführt werden. Bei dieser Schaltungsanordnung ist es jedoch zweckmäßiger, für die Schalttransistoren 3Ö, 31 eine separate Erdleitung 33 vorzusehen. Wie im nachfolgenden Abschnitt ausführlicher erklärt wird, wird das Windungsverhältnis der Rückkopplungswicklung N- und der Steuerungswicklung N4 einerseits und N6 und N5 andererseits so gewählt, daß die Schalttransistoren 30 und 31 im Sättigungsbereich arbeiten und daß dabei eine feste Stromverstärkung sichergestellt ist.
Die Schalttransistoren 30 und 31 im Leistungsverstärker 14 sind über die Rückkopplungswicklungen N0 und N, durch transformato-
J D
rische Kopplung mit der Primärwicklung des Zchwischentransformators 32 verbunden. Die nicht geregelte Gleichstromquelle, welche zur Lastversorgung dient, ist an den Mittelpunkt der Primärwicklung des Ausgangstransformators 32 angeschlossen. Diese Speisespannung der ungeregelten Stromquelle kann eine vom Spannungs-Ausgangsollwert wesentliche Abweichung bei relativ niedriger Frequenz aufweisen und durch die erfindungsgemäße Regelungsschaltung wird diese Spannungsabweichung virtuell ausgeglichen. Die Sekundärwicklung des Ausgangstransformators 32 ist mit einer Filterschaltung 16 versehen, deren Aufbau und Wirkungsweise allgemein bekannt sind und demzufolge nicht näher beschrieben wird. Anstelle des Filters 16 sind natürlich auch andere Schaltungsanordnungen verwendbar.
Die Überspannungs-Schutzschaltung 18 liegt zwischen dem Ausgang 50 des Spannungsreglers und dem Mittelpunkt der Primärwicklung N1, N0 des Zwischentransformators 28. In Fig. 1 umfaßt diese Schutzschaltung 18 eine Reihenverbindung einer Zenerdiode 34, .
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einen Begrenzungswiderstand 35 und den Transistor 36. Die Zenerspannung oder auch Durchbruchspannung der Zenerdiode 34 wurde etwas größer als der gewünschte Sollwert der geregelten Ausgangsspannung gewählt. In dieser Schaltungsanordnung weist der Transformator 36 eine relativ hohe Ausgangsimpedanz zum Regelverstärker 12 auf und er ist im wesentlichen nicht leitend, wenn die geregelte Ausgangsspannung unter der Zenerspannung liegt.
Der Impulsgenerator 10 liefert Modulationsimpulse, durch die die Gegentaktschaltzeiten der beiden Treibertransistoren 26, 27 beeinflußt werden. Der aktive Bereich dieser Modulationsimpulse,
) d.h. deren Länge bzw. das Taktverhältnis, ändert sich entsprechend den Änderungen der geregelten Ausgangsspannung zum Bezugspotential. Während der Ruhetaktzeit bzw. Periode werden die beiden Treibertransistoren 26, 27 im leitenden Zustand gehalten. Der Impulsgenerator 10 liegt zwischen der Leitung 20 vom Ausgang 50 und dem zweiten Eingangsanschluß der beiden NAND-Glieder 23 und 24 und er besteht in diesem Ausführungsbeispiel aus dem Differentialverstärker 40, der Vergleicherstufe 42, der Bezugspotentialquelle 41 und dem Oszillator 39. Der positive, d.h. der nicht intervertierende Eingang des Differentialverstärkers 40 ist über die Ruckkopplungsleitung 20 mit dem Ausgang 50 des Reglers verbunden und am negativen Eingang des Differentialverstärkers 40 liegt das
^ Bezugspotential 41. Der Ausgang des Differentialverstärkers 40 ist an den negativen Eingang der Vergleicherstufe 42 angeschlossen. Der Ausgang der Vergleicherstufe 42, die somit auch den Ausgang des Impulsgenerators 10 bildet, ist parallel zu den Eingängen der beiden NAND-Glieder 23 und 24 gelegt. Der Oszillator 39 liefert einen genau definierten Dreiecksimpuls mit fester Frequenz und Amplitude. Im Ausführungsbeispiel ändert sich die Impulsform, gemessen von Spitze zu Spitze, von -1 bis +1 V bei einer Frequenz von 50 kHz.
Aus den Fign. 1 und 2 ist die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Spannungsreglers zu ersehen. Zum besseren Verständnis wird mit der Erklärung am Reglerausgang 50 begonnen, an dem eine geregelte
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Gleichspannung zur Verfügung steht, die durch Laständerungen oder andere Einflüsse in ihrem Spannungswert von dem Bezugspotential 41, das als Sollwert dient, abweichen kann. In der Darstellung Fig. 2 wurde für das Bezugspotential eine Gleichspannung von 5 V gewählt und der gewünschte Spannungswert am Ausgang 50 des Reglers soll ebenfalls 5 V bei einer Nennlast von 10 A Gleichstrom betragen.
Die geregelte Ausgangsspannung wird über die Rückkopplungsleitung 20 an den positiven Eingang des Differentialverstärkers des Impulsgenerators 10 zurückgekoppelt. Jegliche Differenz zwischen dem Bezugspotential 41 und der Ausgangsspannung wird durch den Differentialverstärker 40 festgestellt. Das so entstandene Fehlersignal gelangt dann auf die negative Eingangsseite des Vergleichers 42. Die im Oszillator 39 mit einer Frequenz von 50 kHz erzeugten Dreiecksimpulse werden auf die positive Eingangsseite der Vergleicherstufe 42 gegeben. Die Fign. 2A und 2B zeigen die Impulsformen des verstärkten Fehlersignales bzw. des Dreieckimpulses. Zum besseren Verständnis sind die beiden Impulsformen A, B einander überlagert dargestellt. Zur Zeit t beginnt der Dreiecksimpuls B anzusteigen. Der ansteigende Dreiecksimpuls schneidet das Fehlersignal A zur Zeit t.^, der abfallende Dreiecksimpuls zur Zeit t2· Die Breite des Dreiecksimpulses beträgt t3-tQ Sekunden, entsprechend 20 Mikrosekunden im Ausführungsbeispiel.
Das Ausgangssignal der Vergleicherschaltung 42 ist ein in Fig. 2C gezeigter Rechteckimpuls, dessen Dauer eine Funktion der relativen Amplituden des Dreiecksimpulses B und des Fehlersignales A ist. Die Modulationsimpulse sind bei einem oberen Pegel von 5 V aktiv, wenn der Dreiecksimpuls eine höhere Amplitude aufweist als das momentane Fehlersignal und es ergibt sich eine Ruheperiode von 0 V, wenn das Fehlersignal größer ist als die momentane Amplitude des Dreieckimpulses B. Die Amplitude des Modulationssignales ist von den übrigen Impulsformen unabhängig. In Fig. 2C beträgt die Dauer der ersten aktiven Periode des Modulations-
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signales t„-t Sekunden.
Im Idealfall, wenn keine Abweichung vom Bezugspotential 41 besteht, liegt das Spannungssignal vom regulierten Ausgang 50 auf dem Bezugspotential, nämlich 5 V. Der Ausgang vom Differentialverstärker 40 ist dann 0 V. Das abgefühlte Fehlersignal A in Fig. 2A verläuft dann im wesentlichen horizontal auf der O-Volt-Geraden. Die aktive Periode des Modulationssignales (Fig. 2C) vom Vergleicher 42 dauert dann 10 Mikrosekunden, entsprechend der Impulsbreite des O-Volt-Pegels (Halbamplitude) des Rechteckimpulses (Fig. 2B). Liegt die geregelte Ausgangsspannung unterhalb des Bezugspotentiales 41, dann nimmt die aktive Periode des Modulationsimpulses zu und der Impulsgenerator 10 liefert einen 5-Volt-Impuls, der zeitlich länger als 10 Mikrosekunden ist. Umgekehrt führt eine geregelte Ausgangsspannung über 5 Volt dazu, daß der Modulationsimpuls eine kürzere Dauer hat als IO Mikrosekunden.
Die vom Vergleicher 42 erzeugten Modulationsimpulse werden gleichzeitig auf den zweiten Eingang der beiden NAND-Glieder 23 und geleitet, deren erster Eingang die Gegentakt-Schaltsignale von der Steuersignalquelle 22 erhält. Die idealisierte Impulsform der Gegentakt-Schaltsignale auf den Leitungen 0 und 0 ist in den Fign. 2D und 2E dargestellt. Die Ein- und Ausschaltzeiten der Modulationsimpulse sind mit denen der Dreiecksimpulse zu den Zeiten t und t_ für das erste Gegentakt-Schaltsignal so synchronisiert, daß das eine oder das andere Gegentakt-Schaltsignal mit dem Dreiecksimpuls in Phase läuft. Dadurch ist auch sichergestellt, daß die Gegentaktsignale mit dem Modulationsimpuls C synchronisiert sind und daß die größtmögliche Breite des ■Modulationsimpulses C gleich der Breite eines Gegentaktsignales sein kann. Das modulierte Ausgangssignal eines der beiden NAND-Glieder 23, 24 ist ein negativer Impuls, wenn das zugehörige Gegentaktsignal positiv und der Modulationsimpuls aktiv ist (+5 V). Die Dauer des modulierten Impulses ist gleich der Dauer der aktiven Periode des Modulationsimpulses C* Während der Ruhe-
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periode des Modulationsimpulses sind beide NAND-Glieder 23, 24 gleichzeitig positiv (aus), was aus den Fign. 2F und 2G zu ersehen ist. Wenn eines der beiden NAND-Glieder 23, 24 eingeschaltet ist, ist sein zugehöriger Treibertransistor 26, 27 im Sperrzustand und sein Kollektor-Ausgangssignal positiv gemäß Darstellung in Fig. 2H für den Treibertransistor 26 und in Fig. 21 für den Treibertransistor 27. Die Fig. 2J zeigt das Muster einer Impulsfolge an der Mittelanzapfung der Primärwicklung des Zwischentransformators 28. Dieses Muster einer Impulsfolge stellt im wesentlichen eine Überlagerung der Fign. 2H und 21 dar, wobei die Amplitude jedoch 4 V beträgt, die Hälfte der Amplitude der Ausgangssignale der Treibertransistoren 26, 27. Wenn beide NAND-Glieder 23, 24 nicht eingeschaltet sind, sind beide Treibertransistoren 26, 27 leitend und ihre Kollektoren führen eine Spannung von O V. Dadurch wird jeder Strom in den Primärwicklungen N1 und N2 zur Masse 25 kurzgeschlossen.
Der Impulsgenerator 10 liefert somit Modulationsimpulse an die logische Torschaltung 23, 24, deren Breite sich entsprechend der Veränderungen in der regulierten Ausgangsspannung ändert und die eine im wesentlichen konstante Amplitude haben. Die Steuersignalquelle 22 und die NAND-Glieder 23 und 24 der logischen Torschaltung bilden eine Einrichtung zum abwechselnden und zyklischen Ausschalten der beiden Treibertransistoren 26 und 27, während abwechselnde aktive Perioden der Modulationswelle diese beiden Treibertransistoren 26, 27 während der Ruheperioden der Modulationswelle eingeschaltet halten.
Um den Betrieb des Zwischentransformators 28 analysieren zu können, wird angenommen, daß die Modulationswelle in einer aktiven Taktzeit sich befindet und daß das auf der Signalleitung 0 von der Steuersignalquelle 22 gelieferte Gegentakt-Schaltsignal positiv ist. Das Ausgangssignal vom NAND-Glied 23 ist dann negativ und das Ausgangssignal vom NAND-Glied 24 positiv. Daher ist der Treibertransistor 26 ein- und der Treibertransistor 27 ausgeschaltet. Der Kollektor des Treibertransistors 27 hat somit das
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das Potential O V. Der von der regulierten Steuerspannungsquelle über den Begrenzungswiderstand fließende Steuerstrom fließt durch die primäre Wicklungshälfte ISL des Zwischentransformators 28 zur Erde. Im Ausführungsbeispiel beträgt die regulierte Steuerspannung +12 V und der Begrenzungswiderstand 29 hat den Wert von 1 K Ohm und stellt dadurch eine Niederstromkopplung des Modulationssignales von Signalerde 25 nach Leistungserde 33 sicher. Dieser kleine Steuerstrom erzeugt eine positive Spannung über den Zwischentransformator 28 durch die Sekundärwicklung N. (Fig. 2K) an der Basis des Schalttransistors 30 und schaltet diesen ein. Der Kollektor des Schalttransistors 30 geht auf O-Volt-Potential. Der von der ungeregelten Gleichspannungsquelle, die eine Spannung von 28 V hat, ausgehende Strom fließt durch die positive Rückkopplungswicklung N3 durch den Transistor 30 zur Masse 33. Dadurch wird der Basisstrom des Schalttransistors 30 unterstützt, so daß der Schalttransistor in die Sättigung gelangt. Da das Windungsverhältnis der Sekundärwicklungen N3 zu N. in einem Verhältnis N Ib
von rr- = — gesetzt wird, bleibt die umgekehrte Stromverstärkung N4 c
des Schalttransistors 30 im gesättigten Betrieb fest. Diese Betriebsart hat den großen Vorteil, daß sie eine feste Stromverstärkung für den Schalttransistor ergibt und daß auch der Basisstrom für den Schalttransistor 30 von der unregulierten Last-Gleichstromk quelle geliefert wird, wobei dieser Basisstrom im Zwischentransformator 28 beeinflußt bzw. moduliert wird. Im Zwischentransformator 28 wird somit nur wenig Energie übertragen und er kann demzufolge klein sein und nur ein geringes Gewicht aufweisen.
In ähnlicher Weise ist das Verhältnis der Sekundärwicklungen N, zu N5 ebenfalls gleichgesetzt zu Ij3/! des Schalttransistors 31 und die oben für den Schalttransistor 30 beschriebene Betriebsweise gilt auch für den Schalttransistor 31, wenn der Treibertransistor 26 eingeschaltet und der Treibertransistor 27 ausgeschaltet ist, was aus Fig. 2L zu ersehen ist. Die Windungsverhältnisse der Sekundärwicklungen N, : N und Nc : W1. sind Nähe-
J 4 öd
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rungswerte, da sie für den von den Primärwicklungen N1 und N„ gelieferten durch den Widerstand 29 begrenzten kleinen Basisstrom etwas angeglichen werden müssen.
Wenn die in Fig. 2C gezeigte Modulationswelle sich in ihrem Ruhetakt befindet, sind gemäß den Darstellungen in den Fign. 2H und 21 die beiden Treibertransistoren 26 und 27 eingeschaltet. Die erste Ruheperiode der Modulationswelle in Fig. 2C liegt z.B. zwischen den Zeitpunkten t2 und t.. Aus Fig. 2H ist außerdem zu ersehen, daß der Treibertransistor 26 zur Zeit t2 eingeschaltet und der Treibertransistor 27 zur Zeit t2 bereits eingeschaltet ist und bis zur nächsten aktiven Periode der Modulationswelle zur Zeit t. eingeschaltet bleibt. Wenn beide Treibertransistoren 26, 27 eingeschaltet sind, wirken die Primärwicklungen N und N„ als Verbraucher mit niedriger Impedanz für den magnetisch gekoppelten Strom in den Sekundärwicklungen N_ oder N. in Abhängigkeit von dem jeweils abgeschalteten Schalttransistor im Leistungsverstärker 14. Die Speicherzeit der Ladungen in der Basiszone der Schalttransistoren wird durch diese Einrichtung ebenfalls verkürzt. Diese Schaltungsanordnung bringt eine höhere Gesamtleistung und somit einen besseren Wirkungsgrad der Regelungsschaltung im Vergleich zu bekannten Schaltungsanordnungen.
Die Ausgangssignale an den Kollektoren der Schaltungstransistoren 30 und 31 sind in den Fign. 2M und 2N dargestellt. Die Ausgangsimpulse haben eine Bezugsspannung von 28 V, die dem Wert der ungeregelten Gleichstromquelle entspricht und eine Impulsbreite, die den entsprechenden aktiven Taktzeiten der Modulationswelle gleich ist. Die Fig. 2P zeigt das an der Anschlußklemme 49 der Sekundärwicklung des Ausgangstransformators 32 zur Verfügung stehende Ausgangssignal. Die Sekundärseite des Ausgangstransformators 32 und das damit verbundene Filter 16 sind bekannte Schaltungsanordnungen. Der obere Pegel der Ausgangsspannung liegt bei 9 V und er ist durch das Wicklungsverhältnis der Primär- und Sekundärwicklungen des Ausgangstransformators 32 bestimmt. Im Ausführungsbeispiel ist das Verhältnis von Sekundär- zu Primär-
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wicklung des Transformators 32 mit 0,45 gewählt.
Die Fig. 2Q zeigt den durch die variable Ausgangslast bestimmten Strom. Wenn die Last sich verringert und der Ausgangsstrom abnimmt, besteht die Tendenz, daß die regulierte Ausgangsspannung ansteigt, dadurch überschreitet auch die in Fig. 2A gezeigte Fehlerkurve den O-Pegel. Die Impulse der Modulationswelle (Fig. 2C) verkürzen sich dann und die Ausgangsspannung wird dementsprechend auf ihren Sollwert ausgeregelt.
überspannungs-Schutzschaltung
Bei einem Ausfall eines Bauteiles schützt diese Schaltung die an den Spannungsregler angeschlossene Last und deren Bauelemente vor überspannung durch Regelung der Ausgangsspannung, welcher etwa 10 % über dem Sollwert liegt. Dieser Toleranzwert von +10 % ist willkürlich gewählt und den jeweiligen Verhältnissen angepaßt. Bei normalen Betriebsbedingungen ist der Transistor 36 dieser Schutzeinrichtung immer gesperrt und er stellt eine hochohmige Verbindung zwischen Masse 25 und seinem Kollektor dar. Im Normalbetrieb bleibt die geregelte Ausgangsspannung auf dem eingestellten Spannungspegel, der dem Sollwert entspricht, und diese Spannung liegt unter der Zener- bzw. Durchbruchsspannung der Zenerdiode 34, wodurch ein Einschalten des Transistors 36 verhindert wird. In diesem Ausführungsbeispiel wurde für die Fehlerdiode 34 eine Durchbruchsspannung gewählt, die etwa 500 mV oder 10 % des Nominalwertes über der regulierten Ausgangsspannung von 5 V liegt. Eine evtl. Störung im Spannungsregler kann den Leistungsverstärker 14 dazu veranlassen, eine Rechteckwelle zu erzeugen, wie sie in der Fig. 3A abgebildet ist. Zu den Störungen, welche diesen Notbetrieb auslösen können, gehören Bauteilausfälle, z.B. schadhafte Steuer- oder Treibertransistoren, Spannungsfehler in den Verstärkern oder den anderen Schaltungsstufen, z.B. des Impulsgenerators 10, oder der Verlust irgendeiner Steuerspannung. Derartige Ausfälle und die dadurch verursachten Störungen könnten bei den Umweltzuständen, bei denen diese
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Stromversorgungsgeräte arbeiten müssen, katastrophale Folgen hervorrufen und es sind demzufolge Maßnahmen zu ergreifen, um diese Katastrophen zu verhindern. Die Überspannungschutzschaltung, welche auch im Störungsfall einen Notbetrieb aufrechterhält, umgeht dieses Problem dadurch, daß sie sicherstellt, daß die Ausgangsspannung niemals den Wert von 6 V überschreitet. Wenn am-Anschluß 50 des Spannungsreglers die geregelte Ausgangsspannung die Zenerspannung der Zenerdiode 34 überschreitet, wird der Transistor 36 leitend und es ergibt sich dadurch eine niederohmige Verbindung von den Primärwicklungen N1 und N2 des Zwischentransformators 28 zur Masse 25. Diese niederohmige Verbindung bildet somit einen Nebenschluß zu den Primärwicklungen N1 und N2 des Zwischentransformators 28 und der Steuerstrom wird zu Masse abgeleitet. Dies hat zur Folge, daß auch die beiden Schalttransistoren 30 und 31 im Leistungsverstärker 14 in den Sperrzustand schalten und daß die Ausgangsspannung auf einen Pegel, der etwa 5OO mV oder 1 V über dem Sollwert der Ausgangsspannung liegt, zurückgeht. Ein Beispiel, das zu einem derartigen Notbetrieb führt und durch den Ausfall eines Bauteiles verursacht wurde, ist in der Fig. 3 abgebildet.
In Fig. 3A sind die ersten fünf der an der Mittelanzapfung der Primärwicklung N., N2 des Zwischentransformators 28 erscheinenden Modulationsimpulse im Normalbetrieb dargestellt. Der zur Zeit tl0 erscheinende sechste Impuls zeigt einen Defekt an, z.B. daß der Vergleicher 42 ausgefallen ist. Dadurch wandeln sich die Halbwellenimpulse zu einem Vollwellenmuster, wodurch der Betrieb des Schalttransistors 30 im Leistungsverstärker 14 beeinflußt wird, indem sein Ausgang Impulse liefert, die sich statt von 28 bis 56 V ändern, wie es im Normalbetrieb der Fall ist, jetzt eine Impulsform aufweisen, die zwischen 0 und 56 V gemäß Darstellung in Fig. 3B schwanken und die mit dem Zeitpunkt t11 beginnen. Dieses verstärkte fehlerhafte Ausgangssignal, welches an der Anschlußklemme 49 der Regelungsschaltung erscheint und in der Fig. 3C gezeigt ist, wurde von einer Halbwelle zu einer Vollwelle mit dem Ergebnis, daß die in Fig. 3D gezeigte regulier
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te Ausgangsspannung über den Nennwert von 5 V anzusteigen beginnt. Wenn das Potential von 5,5 V der Zenerdiode 34 zum Zeitpunkt t12 überschritten wird, beginnt der Transistor 36 zu leiten und bildet, wie bereits erwähnt wurde, eine niederohrnige Nebenschlußverbindung von den Primärwicklungen N , N2 des Zwischentransformators zum Masseanschluß 25. Dadurch wird der Schalttransistor 30 kurze Zeit darauf abgeschaltet und zwar so lange bis die Ausgangsspannung am Anschluß 50 sich so weit verringert hat, bis die Zenerdiode 34 wieder sperrt, d.h. bis die Ausgangsspannung unter 5,5 V geht. Der Spannungsregler regelt dann die Ausgangsspannung weiter zwischen 500 mV und IV höher als die Bezugsspannung in einem Taktzyklus, der durch die Ausgangslast und die Zeitkonstante des Filters 16 bestimmt ist.
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Claims (10)

  1. PATENTANSPRÜCHE
    Regelungsschaltung zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung einer Stromversorgungseinrichtung, die von einer Gleichspannung gespeist wird und bei der die Ausgangsspannung zu einem Regelverstärker, der zwei in Gegentakt betriebene Treibertransistoren enthält, rückgekoppelt ist, die über einen Zwischentransformator zwei mit diesem und einem Ausgangstransformator verbundene Schalttransistoren eines Leistungsverstärkers in einem vom Spannungsfehler abhängigen Takt schalten, dadurch gekennzeichnet, daß ein zwischen dem Reglerausgang (50) und dem Regelverstärker (12) angeordneter Impulsgenerator (10) an letzteren einen Signalzug liefert, der aus in wechselnder Folge bestehenden Aktiv- und Ruhe-Taktzeiten besteht, daß der Impulsgenerator in den Aktiv-Taktzeiten Impulse gleicher Amplitude erzeugt, deren Länge von der Differenz zwischen einer Bezugsspannung (41) und der Ausgangsspannung abhängt, daß diese Impulse im Regelverstärker in einer logischen Torschaltung (23, 24), deren Ausgänge mit den Steuerungseingängen der Treibertransistoren (26, 27) verbunden sind, die die in einer Signalquelle (22) erzeugten und in stetig wechselnder Folge erscheinenden Gegentaktsignale für die Treibertransistoren so modulieren, daß in den Aktiv-Taktzeiten in wechselnder Folge jeweils ein Treibertransistor leitet und der andere über die zeitliche Länge des Modulations-Impulses sperrt, und daß in den Ruhe-Taktzeiten beide Treibertransistören leitend sind.
  2. 2. Regelungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (10) aus einem Differentialverstärker (40), einer Vergleicherstufe (42) , die zwei Eingänge aufweist, und einer Schwingstufe (39) besteht, daß an den beiden Eingängen des Differentialverstärkers einerseits die Regler-Ausgangsspannung (50) und andererseits die Bezugsspannung (41) anliegen, daß dessen Ausgang mit dem einen Eingang der Vergleicherstufe verbunden ist und deren
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    anderer Ausgang mit der Schwingstufe und daß deren Ausgang zu dem Eingang der logischen Torschaltung (23, 24) führt.
  3. 3. Regelungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingstufe (39) kontinuierlich direkt aufeinanderfolgende, gleiche sägezahnförmige Signale liefert, deren Periodenzeiten gleich denen der Gegentaktsignale sind, und daß diese Signale so miteinander synchronisiert sind, daß die negativen Scheitelpunkte der sägezahnförmigen Signale mit dem Beginn und Ende der Gegentaktsignale übereinstimmen .
  4. 4. Regelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleicherstufe (42) an ihrem Ausgang in der Aktiv-Taktzeit einen Modulationsimpuls (C) erzeugt, wenn die Spannungsamplitude der sägezahnförmigen Signale (B) über dem Spannungspegel (A) der Ausgangsspannung liegt, und daß in der "Ruhe"-Taktzeit, in der die Spannungsamplitude der sägezahnförmigen Signale kleiner ist als der Spannungspegel der Ausgangsspannung, kein Impuls erzeugt wird.
  5. 5. Regelungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelverstärker (12) aus einer Steuersignalquelle (22), die zwei um 180 ° phasenverschobene Signalzüge mit rechteckförmigen Impulsen für die Gegentaktschaltung an die Eingänge der logischen Torschaltung (23, 24) liefert, der logischen Torschaltung, deren Ausgänge zu den Steuerungseingängen der Treibertransistoren (26, 27) führen und dem Zwischentransformator (28), dessen Primärwicklung (Ml, M2) mit den Kollektoren der Treibertransistoren verbunden ist, bestehen, daß deren Emitter auf Massepotential liegen und daß die Primärwicklung mit einer Mittenanzapfung versehen ist, die über einen Begrenzungswiderstand (29) an einer geregelten Gleichspannung liegt.
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  6. 6. Regelungsschaltung nach Anspruch 1 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Torschaltung aus zwei "NAND"-Verknüpfungen {23, 24) besteht, deren Ausgänge jeweils mit der Basis eines Treibertransistors (26, 27) verbunden sind, daß jede "NAND"-Verknüpfung zwei Eingänge aufweist, von denen jeweils einer mit dem Ausgang des Impulsgenerators (10) verbunden ist, und der andere jeweils mit einem Ausgang der Steuersignalquelle (22) , deren beiden Ausgänge in der Polarität einander entgegengesetzte rechteckförmige Gegentaktsignale abgeben.
  7. 7. Regelungsschaltung nach einem der Ansprüche 1, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsverstärker (14) auf den Sekundärwicklungen (N,, - N^) des Zwischentransformators (28), den beiden Gegentakt-Schalttransistoren (30, 31) und dem Äusgangstransformator (32) gebildet wird, daß der Zwischentransformator zwei Steuerwicklungen (N., N5) aufweist, deren Enden einerseits mit den Steuerungseingängen der Schalttransistoren (30, 31) verbunden sind und deren andere Enden, wie die Emitter der Schalttransistoren, auf Massepotential liegen, daß jeder Steuerwicklung eine auf dem Zwischentransformator angeordnete Rückkopplungswicklung (N3, N,) zugeordnet ist, deren Enden einerseits mit einem Kollek-*
    tor eines Schalttransistors und andererseits mit der Primärwicklung des Ausgangstransformators (32) verbunden sind, und daß an deren Mittenanzapfung die ungeregelte Gleichspan"* nung anliegt.
  8. 8. Regelungsschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Windungsverhältnis der Rückkopplungswicklung (N3, Ng) zu der zugeordneten Steuerwicklung (N4, N5) gleich der umgekehrten Stromverstärkung eines Schalttransistors (30, 31) ist.
  9. 9. Regelungsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß diese zusätzlich mit einer im
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    Störungsfall die Ausgangsspannung (50) regelnden überspannungs-Schutzschaltung (18) versehen ist, die den durch die Primärwicklung des Zwischentransforinators (28) fließenden Strom beeinflußt.
  10. 10. Regelungsschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Überspannungsschutz-Schutzschaltung (18) einen als Nebenschluß zur Primärwicklung (N., N2) des Zwischentransformators (28) dienenden Transistor (36) enthält, dessen Kollektor mit dem Schutzwiderstand (29) und der Mittenanzapfung der Primärwicklung verbunden ist und dessen Emitter w auf Massepotential (25) liegt, daß die Basis des Transistors über einen Begrenzungswiderstand (35) mit einer Zenerdiode (34), an der die Ausgangsspannung (50) anliegt, verbunden ist, und daß die Zenerdiode eine über dem Sollwert der Ausgangsspannung liegende Durchbruchspannung aufweist.
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    Leerseite
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