DE2132031B2

DE2132031B2 - Umformer

Info

Publication number: DE2132031B2
Application number: DE2132031A
Authority: DE
Inventors: James Maurice Huntsville Ala. Joyce (V.St.A.)
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1970-06-30
Filing date: 1971-06-28
Publication date: 1979-04-19
Also published as: JPS5318696B1; FR2096584B1; JPS471168A; US3670234A; FR2096584A1; DE2132031A1; DE2132031C3; GB1315872A; CA930426A

Description

Die Erfindung betrifft einen Umformer gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Durch die US-PS 33 41 765 ist ein Umformer gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bekannt. Dieser Umformer besteht aus einer Transistor-Gegentakttreiberstufe, die über einen Zwischentransformator mit einer Transistor-Gegentaktleistungsstufe und diese mit einem Ausgangstransformator verbunden ist. Die beiden Mittelanzapfungen der Primärwicklungen der beiden Transformatoren sind mit Gleichspannungsquellen verbunden. Zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung wird diese einem Impulsbreitenmodulator zugeführt, dessen Ausgangssignale der Gegentakttreiberstufe zugeführt werden. In dem Ausführungsbeispiel der US-PS 33 41 765 wird die Spannung auf der Sekundärseite des Ausgangstransformators gleichgerichtet Diese gleichgerichtete Spannung wird in einem Differenzverstärker mit einer Bezugsspannung verglichen und die Differenzspannung steuert einen monostabilen Multivibrator, dessen Impulse abhängig von der Differenzspannung und damit abhängig von der Ausgangsspannung in der Breite moduliert sind Diese breitenmodulierten Impulse werden UND-Schaltungen zugeführt, deren

is zweite Eingänge gegenphasige Rechteckwellen erhalten, so daß an den Ausgängen der UND-Schaltungen, die mit der Gegentakttreiberstufe verbunden sind, abwechselnd je ein breitenmodulierter Impuls erscheint. Dieser bekannte Umformer wird derart betrieben, daß je ein Transistor in der Gegentaktleistungsstufe geöffnet wird und damit Strom durch die zugehörige Hälfte der Primärseite des Ausgangstransformators fließt, wenn auch der zugeordnete Ausgangstransistor der Gegentakttreiberstufe leitend ist. Während aller übrigen Zeiten sind die Ausgangstransistoren der Gegentakttreiberstufe gesperrt. Wenn die Transistoren der Gegentaktleistungsstufe vom leitenden Zustand in den Sperrzustand übergehen, kann die im Basis-Emitterkreis des jeweils abschaltenden Leistungstransistors

JO gespeicherte Energie (Basisspeicherladung des Transistors und Energie in der senkundären Streuinduktivität des Zwischentransformators) bei ihrem Abbau relativ leicht zu Schwingungseffekten aufgrund der voll wirksamen Induktivität der Sekundärwicklung des Zwischentransformators führen, wobei die Gefahr eines ungewollten Einschaltens des anderen Leistungstransistors besteht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Umformer der eingangs genannten Art den Steuerkreis der Leistungstransistoren so auszubilden, daß störende Schwingungseffekte in den Basis-Emitterkreisen der Leistungstransistoren bei deren Abschalten weitgehend vermieden werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die

•»■3 Merkmale im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst.

Auf diese Weise ergibt sich beim Abschalten der Leistungstransistoren durch das gleichzeitige Leiten der Treibertransistoren ein Kurzschluß auf der Primärseite des Zwischentransformators, wodurch die Induktivität der Sekundärwicklung weitgehend unwirksam gemacht wird und sich die im Basis-Emitterkreis des abschaltenden Leistungstransistors gespeicherte Energie ohne störende Schwingungseffekte abbauen kann. Um den Kurzschluß über die Treibertransistoren vollständig zu machen, sind parallel zu den Kollektor- Emitter-Strekken der Treibertransistoren in entgegengesetzter Durchlaßrichtung Gleichrichter parallelgeschaltet.

Zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind in

wi den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Durch die DE-OS 19 20159 ist es bei einem Umformer mit einer im Schaltbetrieb arbeitenden, einen Ausgangstransformator aufweisenden Transistor-Gegentaktleistungstufe, die über einen Zwischentransfor-

t>5 mator gesteuert ist, an sich bekannt, daß der Zwischentransformator zusätzlich zwei Rückkopplungswicklungen aufweist, die in Serie zu den Kollektor-Emitter-Strecken der Leistungstransistoren geschaltet

sind. Bei diesem als Gegentakt-GIeichspannungswandler ausgebildeten Umformer erfolgt die Regelung der Ausgangsspsnnung mit Impulsen konstanter Länge, aber schwankender Frequenz.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfol- ί gend anhand von Zeichnungen ausführlich beschrieben. Von den F i g. 1 bis 3 stellen dar:

F i g. 1 ein Prinzipschaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Umformers,

F i g. 2 in einem Zeitdiagramm verschiedene Kurven to mit idealisierten Impulsfolgen zur Darstellung des Normalbetriebes des in F i g. 1 dargestellten Umformers und

F i g. 3 in einem Zeitdiagramm verschiedene Kurven mit idealisierten Impulsfolgen, welche die Funktion '"> einer in dem Umformer nach F i g. 1 enthaltenen Überspannungsschutzschaltung zeigen.

Der in Fig. 1 im Schaltbild gezeigte Umformer umfaßt einen Impulsbreitenmodulator 10 ar Lieferung einer Folge von Impulsen, deren Breite sich abhängig -?" von der Größe der Spannung am Ausgang 50 ändert, eine Gegentakttreiberstufe 12, einen Zwischentransformator 28, eine Gegentaktleistungsstufe 14, einen Ausgangstransformator 32, einen Gleichrichter 16 und eine Oberspannungschutzschaltung 18, die zwischen -'> den Ausgang 50 des Umformers und die Primärseite des Zwischentransformators 28 gelegt ist

Eine Schaltsignalquelle 22 liefert Schaltsignale auf die Ausgangsleitungen Φ und Φ, die um 180° gegeneinander phasenverschoben sind. Die Φ-Ausgangsleitung von der '» Schaltsignalquelle 22 ist mit einem Eingang eines NAND-Gliedes 23, die andere Ausgangsleitung Φ mit einem Eingang eines NAND-Gliedes 24 verbunden. Die Ausgänge der beiden beiden NAND-Glieder 23 und 24 sind jeweils mit der Basis von Treibertransistoren 26 ^r> bzw. 27 verbunden. Die Emitter dieser Treibertransistoren 26 und 27 liegen auf Massepotential. Die Kollektoren der Treibertransistoren 26 und 27 sind jeweils mit den Enden der Primärwicklung N\, N₂ des Zwischentransformators 28 verbunden. «>

Der Zwischentransformator 28 koppelt die Gegentakttreiberstufe mit der Gegentaktleistungstufe 14, die einen Wechselstrom an den Ausgangstransformator 32 liefert. Auf der Sekundärseite des Zwischentransformators 28 sind die beiden Steuerwicklungen M und Ns ·<^Γ> sowie die Rückkopplungswicklungen Ni und N_b angeordnet. Die Rückkopplungswicklungen Ny Nb unterstützen durch ihren Wickelsinn, der gemäß der Darstellung durch die an die Anschlüsse der Wicklungen gesetzten Punkte gekennzeichnet ist, den Stromfluß in ">» den Steuerwicklungen /V₄, Λ/5 und liefert ein positives Rückkopplungssignal. An die Mittelanzapfung der Primärwicklung Λ/ι, Afc des Zwischentransfonr>ators 28 wird eine geregelte Steuerspannung über einen Begrenzungswiderstand 29 angelegt. Die Größe dieser >' geregelten Steuerspannung und der Begrenzungswiderstand 29 sind so gewählt, daß nur ein kleiner Strom an den Zwischentransformator 28 geliefert wird, wodurch dieser als Stromtransformator arbeitet.

Die beiden Rückkopplungswicklungen A/3, Nb des ^hl) Zwischentransformators 28 sind mit den Kollektoren der Leistungstransistoren 30 und 31 verbunden. Die Emitter dieser Schalltransistoren 30, 31 und der Mittelpunkt der in Serie miteinander verbundenen Steuerwicklungen /V₄, A/5 auf der Sekundärseite des ^b5 Zwischentransformators 28 liegen auf Massepotential 33. Die beiden Masseanschlüsse 25 und 33 können natürlich gemeinsam an Erde geführt werden, bei dieser Schaltungsanordnung ist es jedoch zweckmäßiger, für die Leistungstransistoren 30, 31 eine separate Erdleitung 33 vorzusehen. Wie im nachfoSgenden Abschnitt ausführlicher erklärt wird, werden die Windungsverhältnisse der Rückkopplungswicklungen /Vj, Nb und der Steuerwicklungen AZ₄, /V₅ so gewählt, daß die Leistungstransisioren 30 und 31 im Sättigungsbereich arbeiten und daß dabei eine feste Stromverstärkung sichergestellt ist.

Die Leistungstransistoren 30 und 31 sind über die Rückkopplungswicklungen N₃ und N₆ mit der Primärwicklung des Zwischentransformators 28 transformatorisch gekoppelt Die nicht geregelte Gleichspannungsquelle, welche zur Lastversorgung dient, ist an die Mittelanzapfung der Primärwicklung des Ausgangstransformators 32 angeschlossen. Die Sekundärwicklung des Ausgangstransformators 32 ist mit einem Gleichrichter 16 verbunden.

Die Überspannungsschutzschaltung 18 liegt zwischen dem Ausgang 50 des Umformers und der Mittelanzapfung der Primärwicklung N\, Afc des Zwischentransformators 28. In Fig. 1 umfaßt diese Überspannungsschutzschaltung 18 eine Zenerdiode 34, einen Begrenzungswiderstand 35 und einen Ableittransistor 36. Die Zenerspannung der Zenerdiode 34 wurde etwas größer als der gewünschte Sollwert der geregelten Ausgangsspannung gewählt. In dieser Schaltungsanordnung weist der Ableittransistor 36 eine höhere Ausgangsimpedanz als die Gegentakttreiberstufe 12 auf und ist nichtleitend, wenn die geregelte Ausgangsspannung unter der Zenerspannung liegt.

Der Impulsbreiterimodulator 10 liefert Impulse, durch die die Gegentaktschaltzeiten der beiden Treibertransistoren 26, 27 beeinflußt werden. Die Länge dieser breitenmodulierten Impulse ändert sich entsprechend den Änderungen der geregelten Ausgangsspannung zum Bezugspotential. Während der Impulspausen werden die beiden Treibertransistoren 26, 27 im leitenden Zustand gehalten. Der Impulsbreitenmodulator 10 liegt zwischen der Leitung 20 vom Ausgang 50 und den zweiten Eingängen der beiden NAND-Glieder 23 und 24 und er besteht in diesem AusfUhrungsbeispiel aus dem Differenzverstärker 40, dem Vergleicher 42, der Bezugsspannungsquelle 41 und dem Oszillator 39. Der positive Eingang des Differenzverstärkers 40 ist über die Leitung 20 mit dem Ausgang 50 des Umformers verbunden, und am negativen Eingang des Differenzverstärkers 40 liegt die Bezugsspannungsquelle 41. Der Ausgang des Differenzverstärkers 40 ist an den negativen Eingang des Vergleichers 42 angeschlossen. Der Ausgang des Vergleichers 42, der somit auch den Ausgang des Impulsbreitenmodulators 10 bildet, ist parallel mit je einem Eingang der beiden NAND-Glieder 23 und 24 verbunden. Ein Oszillator 39 liefert einen genau definierten Dreieckimpuls mit fester Frequenz und Amplitude. Im Ausführungsbeispiel ändert sich die impulsform, gemessen von Spitze zu Spitze, von — I bis + 1 V bei einer Frequenz von 50 kHz.

Aus den F i g. 1 und 2 ist die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Umformers zu ersehen. Zum besseren Verständnis wird mit der Erklärung am Ausgang 50 begonnen, an dem eine geregelte Gleichspannung zur Verfügung steht, die durch Laständerungen oder andere Einflüsse von der Spannung der Bezugsspannungsquelle 41, die als Sollwert dient, um die Regelabweichung abweichen kann. In der F i g. 2 wurde für die Bezugsspannung eine Gleichspannung von 5 V gewählt und der eewünsehte Snannnnn«-

soliwert am Ausgang 50 soll ebenfalls 5 V bei einer Nennlast von 10 A Gleichstrom betragen.

Die geregelte Ausgangsspannung wird über die Leitung 20 an den positiven Eingang des Differenzverstärkers 40 des Impulsbreitenmodulators 10 zurückgekoppelt. Jegliche Differenz zwischen der Bezugsspannung 41 und der Ausgangsspannung wird durch den Differenzverstärker 40 festgestellt. Das so entstandene Fehlersignal gelangt dann auf die negative Eingangsseite des Vergleichers 42. Die im Oszillator 39 mit einer Frequenz von 5OkHz erzeugten Dreieckimpulse werden auf die positiven Eingänge des Vergleichers 42 gegeben. Die Fig.2A und 2B zeigen die verstärkten Fehlersignale und die Dreieckimpulse. Zum besseren Verständnis sind die beiden Signale A, B einander überlagert dargestellt. Zur Zeit fc beginnt der Dreieckimpuls B anzusteigen. Der ansteigende Dreieckimpuls schneidet das Fehlersignal A zur Zeit tu der abfallende Dreieckimpuls zur Zeit h. Die Breite des Dreieckimpulses beträgt h—U) Sekunden, entsprechend 20 Mikrosekunden im Ausführungsbeispiel.

Das Ausgangssignal des Vergleichers 42 ist ein in F i g. 2C gezeigter Rechteckimpuls, dessen Dauer abhängig von den Amplituden des Dreieckimpulses B und des Fehlersignals A ist. Die Modulationsimpulse sind bei einem oberen Pegel von 5 V aktiv, wenn der Dreieckimpuls eine höhere Amplitude aufweist als das momentane Fehlersignal, und es ergibt sich eine Impulspause von 0 V, wenn das Fehlersignal größer ist als die momentane Amplitude des Dreieckimpulses B. Die Amplitude des breitenmodulierten Impulses ist von den übrigen Impulsformen unabhängig. In Fig. 2C beträgt die Dauer der ersten breitenmodulierten Impulse I₂ — fi Sekunden.

Im Idealfall sind Ausgangsspannung und Bezugsspannung gleich. Am Ausgang 50 erscheinen dann 5 V. Das am Ausgang des Differenzverstärkers 40 erzeugte Fehlersignal A in F i g. 2A ist dann konstant 0 Volt. Der breitenmodulierte Impuls (F i g. 2C) vom Vergleicher 42 dauert dann 10 Mikrosekunden. Liegt die geregelte Ausgangsspannung unterhalb der Bezugsspannung, dann nimmt die Breite des Impulses zu, und der Impulsbreitenmodulator 10 liefert einen 5-Volt-Impuls, der langer als 10 Mikrosekunden ist. Umgekehrt führt eine geregelte Ausgangsspannung über 5 Volt dazu, daß der Modulationsimpuls kürzer ist als 10 Mikrosekunden.

Die vom Vergleicher 42 erzeugten breitenmodulierten Impulse werden gleichzeitig auf die zweiten Eingänge der beiden NAND-Glieder 23 und 24 geleitet, deren erste Eingänge die Gegentakt-Schaltsignale von der Schaltsignalquelle 22 erhalten. Die idealisierte Impulsform der_ Gegentakt-Schaltsignale auf den Leitungen Φ und Φ ist in den F i g. 2D und 2E dargestellt. Die Ein- und Ausschaltzeiten der Gegentaktschaltsigna-Ie sind mit Umkehrzeiten der Dreieckimpulse zu den Zeiten fo und /3 synchronisiert Dadurch ist auch sichergestellt, daß die Gegentaktschaltsignale mit den breitenmodulierten Impulsen C synchronisiert sind und daß die größtmögliche Breite des Modulationsimpulses C gleich der Breite eines Gegentaktschaltsignals sein kann. Die Ausgangssignale eines der beiden NAND-Glieder 23, 24 sind negative Impulse, wenn das zugehörige Gegentaktschaltsignal und der breitenmodulierte Impuls positiv ( + 5 V) sind. Die Dauer dieses Ausgangssignais ist gleich der Dauer des breitenmodulierten Impulses C Während der Impulspausen sind die Ausgangssignale der NAND-Glieder 23,24 gleichzeitig positiv, was aus den F i g. 2F und 2G zu ersehen ist Wenn eines der beiden NAND-Glieder 23, 24 eingeschaltet ist, ist der nachgcschaltete Treibertransistor 26, 27 im Sperrzustand und sein Kollektor-Ausgangssignal positiv gemäß Darstellung in Fig. 2H für den Treibertransistor 26 und in Fig. 21 für den Treibertransistor 27. Die Fig.2J zeigt die Impulsfolge an der Mittelanzapfung der Primärwicklung des Zwischentransformators 28. diese Impulsfolge stellt im wesentlichen eine Überlagerung der F i g. 2H und 21 dar.

ίο Wenn beide NAND-Glieder 23, 24 nicht eingeschaltet sind, sind beide Treibertransistoren 26, 27 leitend und ihre Kollektoren haben eine Spannung von 0 V. Dadurch wird jeder Strom in den Primärwicklungen N\ und N₂ zur Masse 25 kurzgeschlossen.

Um den Betrieb des Zwischentransformators 28 analysieren zu können, wird angenommen, daß der breitenmodulierte Impuls und das Schaltsignal Φ positiv sind. Das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 23 ist dann negativ und das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 24 positiv. Daher ist der Treibertransistor 27 ein- und der Treibertransistor 26 ausgeschaltet. Der Kollektor des Treibertransistors 27 hat somit das Potential 0 V. Der von der geregelten Gleichspannungsquelle über den Begrenzungswiderstand 29 fließende Strom fließt durch die primäre Wicklungshälfte N₂ des Zwischentransformators 28 zur Erde. Im Ausführungsbeispiel beträgt die geregelte Spannung +12 V und der Begrenzungswiderstand 29 hat den Wert von 1 kOhm. Ein kleiner Steuerstrom in der Wicklung N₂ induziert eine positive Spannung in der Sekundärwicklung Na (Fig. 2K) an der Basis des Leistungstransistors 30 und schaltet diesen ein. Der Kollektor des Leistungstransistors 30 geht auf 0-Volt-Potential. Der von der ungeregelten Gleichspannungsquelle, die eine Spannung von 28 V hat, ausgehende Strom fließt durch die positive Rückkopplungswicklung /V₃ und durch den Leistungstransistor 30 zur Masse 33. Dadurch wird der Basisstrom des Leistungstransistors 30 unterstützt, so daß der Leistungstransistor 30 in die Sättigung gelangt.

Durch das Windungsverhältnis der Sekundärwicklungen erhält man eine feste Stromverstärkung für den Leistungstransistor 30 und wird der Basistrom für den Leistungstransistor 30 von der ungeregelten Gleichspannungsquelle geliefert, wobei dieser Basisstrom im Zwischentransformator 28 moduliert wird. Über den Zwischentransformator 28 wird somit nur wenig Energie übertragen und er kann demzufolge klein sein und nur ein geringes Gewicht aufweisen.

Die oben für den Leistungstransistor 30 beschriebene Betriebsweise gilt auch für den Leistungstransistor 31, wenn der Treibertransistor 26 eingeschaltet und der Treibertransistor 27 ausgeschaltet ist, was aus F i g. 2L zu ersehen ist, die die Spannung an der Wicklung Λ/5 zeigt. Die Windungsverhältnisse der Sekundärwicklungen Ν3/Λ/4 und N^/Ns sind Näherungswerte, da sie für den von den Primärwicklungen N\ und N₂ gelieferten durch den Widerstand 29 begrenzten kleinen Basisstrom etwas korrigiert werden müssen.

In den Impulspausen der in Fig.2C gezeigten

eo Impulsfolge sind gemäß den Darstellungen in den F i g. 2H und 21 beide Treibertransistoren 26 und 27 eingeschaltet Die erste Impulspause in Fig.2C liegt z. B. zwischen den Zeitpunkten t₂ und U. Aus F i g. 2H ist außerdem zu ersehen, daß der Treibertransistor 26 zur Zeit fe einschaltet und der Treibertranststor 27 zur Zeit t₂ bereits eingeschaltet ist und bis zum Beginn des nächsten Impulses zur Zeit U eingeschaltet bleibt Wenn die Treibertransistoren 26,27 eingeschaltet sind, wirken

die Primärwicklungen N\ und A^ als Verbraucher mit niedriger Impedanz für den von den Sekundärwicklungen Λ/3 oder M beim Abschalten der Leistungstransistoren 30,31 magnetisch übergekoppelten Strom.

Die Primärwicklung /Vi, N₂ wird je nach Richtung des in die Primärwicklung übergekoppelten Stromes durch den Treibertransistor 26 und den Gleichrichter 52 oder durch den Treibertransistor 27 und den Gleichrichter 51 kurzgeschlossen. Die beim Abschalten eines Leistungstransistors 30 oder 31 in dessen Basis-Emitterkreis als Basisspeicherladung des Transistors und in der sekundären Streuinduktivität des Zwischentransformators gespeicherte Energie wird durch den Kurzschluß parallel zur Primärwicklung schnell unwirksam gemacht, wodurch Störschwingungen im Basis-Emitterkreis der Leistungstransistoren bei deren Abschauen weitgehend vermieden werden.

Die Ausgangssignale an den Kollektoren der Leistungstransistoren 30 und 31 sind in den F i g. 2M und 2N dargestellt Die Ausgangsimpulse haben eine Bezugsspannung von 28 V, die dem Wert der ungeregelten Gleichspannungsquelle entspricht und eine Impulsbreite, die den Impulsbreiten der breitenmodulierten Impulse gleich ist Die Fig.2P zeigt das an der Anschlußklemme 49 der Sekundärwicklung des Ausgangstransformators 32 zur Verfügung stehende Ausgangssignal. Die Sekundärseite des Ausgangstransformators 32 und der damit verbundene Gleichrichter 16, sind bekannte Schaltungsanordnungen. Der obere Pegel der Ausgangsspannung liegt bei 9 V und ist durch das Wickäungsverhältnis der Primär- und Sekundärwicklungen des Ausgangstransformators 32 bestimmt Im Ausführungsbeispiel ist das Verhältnis von Sekundär- zu Primärwicklung des Ausgangstransformators 32,0,45.

Die F i g. 2Q zeigt den durch die variable Ausgangslast bestimmten Strom. Wenn die Last sich verringert und der Ausgangsstrom abnimmt, besteht die Tendenz, daß die geregelte Ausgangsspannung ansteigt, dadurch aberschreitet auch die in F i g. 2A gezeigte Fehlerkurve den 0-PegeL Die Impulse der Modulationswelle (F i g. 2C) verkürzen sich dann und die Ausgangsspannung wird dementsprechend auf ihren Sollwert ausgeregelt

Überspannungsschutzschaltung

Bei einem Ausfall eines Bauteiles schützt die Überspannungsschutzschaltung die an den Umformer angeschlossene Last und deren Bauelemente vor Oberspannung, wenn diese etwa 10% über dem Sollwert liegt Dieser Toleranzwert von +10% ist willkürlich gewählt und den jeweiligen Verhältnissen angepaßt Bei normalen Betriebsbedingungen ist der Ableittransistor 36 immer gesperrt und stellt eine hochohmige Verbindung zur Masse 25 dar. Im Normalbetrieb bleibt die geregelte Ausgangsspannung auf dem eingestellten Sollwert, und diese Spannung liegt unter der Zenerspannung der Zenerdiode 34, wodurch ein Einschalten des Transistors 36 verhindert wird. In diesem Ausführungsbeispiel wurde für die Zenerdiode 34 eine Zenerspannung gewählt, die etwa 500 mV oder 10% des Nominalwertes über der Sollausgangsspannung von 5 V liegt. Eine Störung kann die Gegentaktleistungsstufe 14 veranlassen, eine Rechteckwelle zu erzeugen, wie sie in der F i g. 3A abgebildet ist. Zu den Störungen, welche diesen Notbetrieb auslösen können, gehören Bauteilausfälle, z. B. schadhafte Leistungs- oder Treibertransistoren, Spannungsfehler in den Verstärkern oder den anderen Schaltungsstufen, z. B. dem Impulsbreitenmodulator 10, oder der Ausfall einer Steuerspannung. Die Überspannungsschutzschaltung, welche auch im Störungsfall einen Notbetrieb aufrechterhält, stellt sicher, daß die Ausgangsspannung niemals den Wert von 6 V überschreitet. Wenn am Ausgang 50 des Umformers die geregelte Ausgangsspannung die Zenerspannung der Zenerdiode 34 überschreitet, wird der Abieittransistor 36 leitend und es ergibt sich dadurch eine niederohmige Verbindung von den Primärwicklungen /Vi und Λ/2 des Zwischentransformators 28 zur Masse 25. Diese niederohmige Verbindung bildet somit einen Nebenschluß zu den Primärwicklungen Λ/ι und Λ/2 des Zwischentransformators 28 und der Steuerstrom wird nach Masse abgeleitet Dies hat zur Folge, daß auch die beiden Leistungstransistoren 30 und 31 in den Sperrzustand schalten und daß die Ausgangsspannung auf einen Pegel, der etwa 500 mV oder 1 V über dem Sollwert der Ausgangsspannung liegt zurückgeht Ein Beispiel, das zu einem derartigen Notbetrieb führt und durch den Ausfall eines Bauteils verursacht wurde, ist in der F i g. 3 abgebildet.

In Fig.3A sind die ersten fünf der an der Miltelanzapfung der Primärwicklung Ni, /V₂ des Zwischentransformators 28 erscheinenden breitenmodulierten Impulse im Normalbetrieb dargestellt Der zur Zeit fio erscheinende sechste Impuls zeigt einen Defekt an, z. B. daß der Vergleicher 42 ausgefallen ist Dadurch wandeln sich die Halbwellenimpulse zu Vollwellenimpulsen. Der Leistungstransistor 30 erzeugt dabei Impulse, die statt von 28 bis 56 V und 28 bis 0 V im Normalbetrieb zwischen 0 und 56 V gemäß Darstellung in Fig.3B springen und die mit dem Zeitpunkt fn beginnen. Dieses verstärkte fehlerhafte Ausgangssignal, welches an der Klemme 49 erscheint und in der F i g. 3C gezeigt ist wurde von einer Halbwelle zu einer Vollwelle mit dem Ergebnis, daß die in F i g. 3D gezeigte Ausgangsspannung über den Nennwert von 5 V anzusteigen beginnt Wenn die Spannung von 5,5 V an der Zenerdiode 34 zum Zeitpunkt t_i2 überschritten wird, beginnt der Ableittransistor 36 zu leiten und bildet, wie bereits erwähnt wurde, eine niederohmige Nebenschlußverbindung von den Primärwicklungen N_x, N₂ des Zwischentransformators zur Masse 25. Dadurch wird der Leistungstransistor 30 kurze Zeit darauf abgeschaltet, und zwar so lange, bis die Ausgangsspannung am Ausgang 50 sich so weit verringert hat daß die Zenerdiode 34 wieder sperrt, d. h. bis die Ausgangsspannung unter 5,5 V geht Der Umformer regelt dann die Ausgangsspannung weiter zwischen 500 mV und 1 V höher als die Bezugsspannung in einem Taktzyklus, der durch die Ausgangslast und die Zeitkonstante des Filters im Gleichrichter 16 bestimmt ist

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Umformer mit einer im Schaltbetrieb arbeitenden, einen Ausgangstransformator aufweisenden Transistor-Gegentaktleistungsstufe und einer Transistor-Gegentakttreiberstufe, die die Transistor-Gegentaktleistungsstufe fiber einen Zwischentransformator steuert, wobei die Mittelanzapfungen der Primärwicklungen der beiden Transformatoren mit Gleichspannungsquellen verbunden sind, und bei dem zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung diese einen Impulsbreitenmodulator steuert, dessen Ausgangssignale abwechselnd den beiden Treibertransistoren zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Mittelanzapfung des Zwischentransformators (28) und die zugeordnete Gleichspannungsquelle ein Vorwiderstand (29) eingeschaltet ist, derart, daß der Zwischentransformator (28) als Stromwandler arbeitet, daß zu den Kollektor-Emitter-Strecken der Treibertransistoren (26, 27) Gleichrichter (51, 52) antiparallel geschaltet sind und daß die Treibertransistoren (26, 27) derart gesteuert werden, daß sie zum abwechselnden Einschalten der Leistungstransistoren (30,31) abwechselnd gesperrt und während der übrigen Zeiten, in denen beide Leistungstransistoren (30,31) gesperrt sind, beide leitend sind.

2. Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zwischentransformator (28) zusätzlich zwei Rückkopplungswicklungen (M, M) aufweist, die in Serie zu den Kollektor-Emitter-Strecken der Leistungstransistoren (30,31) geschaltet sind.

3. Umformer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Wicklungsverhältnis der Rückkopplungswicklung (M, M) zu der zugeordneten Steuerwicklung (M, M) gleich der umgekehrten Stromverstärkung eines Leistungstransistors (30,31) ist.

4. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch einen Ableittransistor (36), dessen Kollektor mit der Mittelanzapfung der Primärwicklung (M, M) des Zwischentransformators (28) und dessen Emitter mit dem zweiten Anschluß der die Gegentakttreiberstufe speisenden Gleichspannungsquelle verbunden ist, und dessen Basis über die Reihenschaltung eines Begrenzungswiderstandes (35) und einer Zenerdiode (34), deren Zenerspannung über dem Sollwert der Ausgangsspannung (50) Hegt, mit der gleichgerichteten Ausgangsspannung (50) verbunden ist, derart, daß bei Überspannung der Ableittransistor (36) leitend gesteuert wird.