DE2427592A1

DE2427592A1 - Oszillatorschaltung

Info

Publication number: DE2427592A1
Application number: DE19742427592
Authority: DE
Inventors: Milton Ernest Wilcox
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1973-06-08
Filing date: 1974-06-07
Publication date: 1974-12-19
Also published as: JPS5744057B2; FR2232870B1; DE2427592B2; GB1464437A; FR2232870A1; US3824494A; JPS5023755A

Description

PATENTANWÄLTE

DiPL.-iNG. LEO FLEUCHAUS DR.-fNG. HANS LEYH

Dipl. -Ing. Ernst Rathmann

Manchen 7f, den T. TTtoii

Melchloretr. 42

Unser Zeichen: MO164 P-1172

Motorpia, Inc. 5725 East River Road Chicago, Illinois 60631 USA

Os zillator s chaltung

Die Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung mit einem eine erste und zweite Spannungsversorgungsleitung in Serie zu einem Ladewiderstand geschalteten Taktzeitkondensator und einem Komparator, der mit einem ersten Steuer ans chluß am Taktzeitkondensator liegt und an seinem zweiten Steueranschluß mit einer Schwellwertspannung beaufschlagt wird, um ausgangsseitig ein Steuersignal in Abhängigkeit von der Spannung am Taktzeitkondensator beim Erreichen eines bestimmten Niveaus zu liefern.

Oszillatorschaltungen, insbesondere in Form von Säge zahnos zillator en, verwenden zur Frequenzbestimmung RC-Netzwerke. Oszillatoren dieser Art finden bei Fernsehempfängern in Ablenkstufen als Taktschaltungen und als Dekoderschaltungen für Stereo-FM-Empfänger häufig Verwendung. Für einige dieser Anwendungsfälle ist es wünschenswert, daß die Frequenz

Fs/mü des Oszillator-

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des Oszillatoraus gangs signals stabil bleibt, selbst wenn Schwankungen der Spannungsversorgung und Temperaturänderungen auftreten. Die Frequenz des Oszülatorsignals soll lediglich von Änderungen eines Steuersignals abhängen. Derartige Oszillatorschaltungen, insbesondere für die horizontale Ablenkstufe von Fernsehempfängern oder die Dekoderstufe für Stereoempfänger, sollen mit monolithisch integrierten Phasendetektoren kompatibel sein, welche erfordern, daß eine bestimmte Spannung und Impedanz am Ausgang der Oszillatorstufe aufrechterhalten wird. Derartige Phasendetektoren liefern ein Steuersignal für die Synchronisierung des Oszillatorausgangssignals mit einem empfangenen Taktsignal.

Es sind Oszillator schaltungen bekannt, die für viele Anwendungsfälle geeignet sind, jedoch sich als nachteilig erweisen, wenn sie in einem System mit einer monolithisch integrierten Phasennachziehschleife Verwendung finden sollen. Derartige bekannte Oszillatorschaltungen benötigen drei verschiedene Potentialniveaus, um optimal betrieben werden zu können. Da jedoch nur zwei Potentialniveaus in der Regel leicht zur Verfügung stehen, ist es notwendig, in dem monolithischen Aufbau des Oszillators weitere aktive und passive Schaltkreiskomponenten vorzusehen, um ein drittes Potentialniveau zu schaffen. Diese zusätzlichen Schaltkreiskomponenten nehmen nicht nur zusätzlichen Raum auf dem Halbleiterplättchen ein, sondern tragen auch zu dessen Erwärmung sowie zu der höheren Wahrscheinlichkeit eines Ausfalles bei, da zusätzliche Schaltkreiskomponenten sowohl die Wirtschaftlichkeit bei der Herstellung als auch die Zuverlässigkeit des Schaltkreises beeinflussen. Außerdem ist es bekannt, daß derartige Oszillatorschaltungen als Sägezahnoszillatoren in unerwünschter Weise von der Temperatur abhängen und in Abhängigkeit von der Temperatur eine Veränderung der Sägezahnfrequenz erfahren. Wenn derartige Sägezahnoszillatoren in dem horizontalen Ablenksystem von Fernsehempfängern Verwendung finden, hat der Sägezahn eine verhältnismäßig lange Anstiegszeit, verglichen mit der Abfalls zeit, welche dem Strahlrücklauf zugeordnet ist.

.- 2 - Es

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Es ist bekannt, einen Transistor zu verwenden, dessen Basis an das RC-Netzwerk angeschlossen und während der Anstiegszeit der Sägezahnflanke leitend ist. Da der vom Transistor gezogene Basisstrom mit Änderungen der Temperatur sich ebenfalls ändert, entsteht auch eine Änderung des Ladestroms für den Taktzeitkondensator in Abhängigkeit von der Temperatur durch den leitenden Transistor. Als Folge davon ergibt sich eine unerwünschte Temperaturabhängigkeit für die Wiederholungsfrequenz des Sägezahnoszillators. Es sind auch Schaltungskonfigurationen bekannt, bei denen mit dem Taktzeitkondensator verbundene Transistoren während der abfallenden Flanke des Sägezahns, d.h. während der Rücklaufzeit, leitend sind und eine Frequenzabhängigkeit des Sägezahns von der Temperaturänderung bewirken.

Für besondere Anwendungsfälle ist es wünschenswert, daß der Sägezahnoszillator in integrierter Form auf einem Halbleiterplättchen zusammen mit mehreren anderen Schaltungen monolithisch ausgeführt ist. In solchen Anwendungsfällen, wie sie für das horizontale Ablenksystem von Fernsehempfängern Verwendung finden, können auch Phasendetektoren und Treibervorstufen mit in die Schaltung eingeschlossen sein. Sowohl die Kosten als auch die Größe einer Fassung für das Halbleiterplätt chen nehmen in Abhängigkeit von der größer werdenden Anzahl erforderlicher Anschlußleitungen zu. Da es jedoch wünschenswert ist, diese Kosten möglichst klein zu halten, soll für einen Sägezahnoszillator lediglich eine Anschlußleitung für das Frequenzsteuersignal erforderlich sein, wobei an diese die diskreten für die Frequenzbestimmung außerhalb der integrierten Schaltung vorgesehenen Schaltkreiskomponenten anschließbar sind. Bekannte stabile Multivibrator en für diese Anwendung s fälle benötigen zwei Anschlüsse, an welche die frequenzbestimmenden Elemente angeschlossen sind, und einen weiteren Anschluß für die Stromversorgung. Außerdem sind diese Sägezahnoszillatoren in ihrem Schaltungsaufbau zu komplex, um in monolithisch integrierter Form wirtschaftlich hergestellt werden zu können.

- 3 - Es sei

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Es sei in diesem Zusammenhang auch auf das US-Patent 3 688 220 und die US-Patentanmeldung Nr. 256 523 hingewiesen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Oszillatorschaltung zu schaff en, bei der das Oszillator aus gangs signal bezüglich der Wiederholungsfrequenz im wesentlichen unabhängig von Änderungen der Umgebungstemperatur und der Versorgungsspannung ist. Der Schaltungsaufbau soll sehr einfach und für die Herstellung in monolithisch integrierter Schaltkreisform geeignet sein, wobei ein solcher monolithisch integrierter Sägezahnoszillator auch mit einem integrierten Phasendetektor kompatibel sein soll, der eine bestimmte Ausgangsgleichspannung durch den Oszillator erfordert. Schließlich soll die Frequenz des Oszillators an einer einzigen Anschlußklemme zusätzlich zur Spannungsversorgung einstellbar sein.

Ausgehend von der eingangs erwähnten Oszillator schaltung wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine Schaltung zur Festlegung eines umschaltbaren Schwellwertes ein erstes elektronisches Umschaltelement umfaßt, das mit seinem Steueranschluß am Ausgang des Komparators liegt und mit seinem Ausgang an den zweiten Steueranschluß des Komparators angeschlossen ist, um die den Schwellwert bestimmende Spannung von einem hohen Wert auf einen niederen Wert in Abhängigkeit von an den Komparator angelegten Steuersignalen umzuschalten, daß eine Entladeschaltung für den Taktzeitkondensator ein zweites elektronisches Umschaltelement umfaßt, das mit einem Anschluß an den Taktzeitkondensator gekoppelt ist und mit einem anderen Anschluß an der zweiten Spannungsversorgungsleitung liegt, wogegen der Steueranschluß mit dem Ausgang des Komparators und dem Steueranschluß des ersten elektronischen Umschaltelementes, verbunden ist, und daß die Entladeschaltung in Abhängigkeit vom Steuersignal den Taktzeitkondensator entlädt.

- 4 - Weitere

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Weitere Merkmale und Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von weiteren Ansprüchen.

Ein nach den Merkmalen der Erfindung aufgebauter Sägezahn oszillator besitzt eine in Serie zum Taktzeitkondensator geschaltete Ladeschaltung für die Frequenzbestimmung. An den gemeinsamen Verbindimgspunkt zwischen der Ladeschaltung und dem Taktzeitkondensator ist ein Komparator mit seinem ersten Steuer ans chluß angeschlossen, wogegen der zweite Steueranschluß des Komparators an der Ausgangsklemme einer Schaltung zum Festlegen eines umschaltbaren Schwellwertes liegt. Der Ausgang des Komparators ist mit dem Steueranschluß dieser Schaltung zur Festlegung des umschaltbaren Schwellwertes und mit einer normalerweise nichtleitenden Entladeschaltung verbunden. Diese Entladeschaltung liegt zwischen dem Taktzeitkondensator und der das Bezugsspannungsniveau führenden Spannungsversorgungsleitung.

Zu Beginn eines Funktionszyklusses legt die Schaltung zur Festlegung eines umschaltbaren Schwellwertes eine hohe Schwellwertspaniiung an den zweiten Steueranschluß des Komparators an, der aus einem Differenzverstärker besteht, um die aktiven Elemente des mit dem Taktzeitköndensator verbundenen Differenzverstärkers im nichtleitenden Zustand zu halten. Als Folge davon liefert der Komparator ein erstes Steuersignal, das die aktiven Elemente der Entladeschaltung ebenfalls im nichtleitenden Zustand halt. Die Ladeschaltung führt dem Taktzeitgenerator Strom zu, welcher diesen auflädt und eine Ausgangs spannung mit ansteigender Amplitude bewirkt. Wenn diese Amplitude der Aus gangs spannung des Taktzeitkondensators den Wert der Amplitude der den oberen Schwellwert bestimmenden Spannung erreicht, schaltet der Komparator in seinen anderen Betriebszustand um und läßt das zweite Steuersignal an seinem Ausgang wirksam werden. Die zur Festlegung des umschaltbaren. Schwellwertes vorgesehene Schaltung liefert in diesem Zustand eine Spannung, die einen niederen Schwellwert bestimmt, wobei diese Spannung am. zweiten

* - 5 - Steuer -

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Steueranschluß des Komparators und an der Entladeschaltung wirksam wird und diese in den leitenden Zustand umschaltet. Da die Entladeschaltung einen wesentlich kleineren Widerstand als die Ladeschaltung hat, wird der Taktzeitkondensator rasch auf einen Spannungswert entladen, dessen Amplitude gleich der Amplitude der den unteren Schwellwert bestimmenden Spannung ist. Damit schaltet der Komparator wieder in seinen ursprünglichen Betriebszustand zurück und liefert wieder das erste Steuersignal, welches die Entladeschaltung nichtleitend macht und die den hohen Schwellwert bestimmende Spannung wirksam werden läßt. Die Oszillatorscbaltung gemäß der Erfindung erfordert nur zwei Potentiale für die Spannungsversorgung und nur einen Anschluß für das frequenzbestimmende Steuersignal. Da alle aktiven mit dem Taktzeitkondensator verbundenen Elemente der Oszillatorschaltung während des Ladezyklusses nichtleitend sind, der den größten Zeitanteil eines periodischen Zyklusses ausmacht, werden die elektrischen Eigenschaften dieser Elemente in Abhängigkeit von der Temperatur kaum nachteilig auf die Frequenz des Oszillators wirksam. Überdies sind die mit dem Taktzeitkondensator verbundenen aktiven Elemente während der Entladezeit im Sättigungs zustand, womit eine temperaturabhängige Änderung der charakteristischen Eigenschaften ebenfalls auf ein Miniraum herabgedrückt wird. Als Folge davon ergibt sich eine sehr vorteilhafte Oszillatorschaltung, die verhältnismäßig einfach aufgebaut ist und sehr leicht in monolithisch integrierter Schaltkreis form ausgeführt werden kann. Die Frequenz des Os zillatoraus gangs signals kann mit Hilfe eines externen an den Taktzeitkondensator angelegten Stromes leicht eingestellt werden, wobei eine monolithische Phasenziehschleife bzw. Phasenblockierschleife einschließlich eines Phasendetektors Verwendung findet, der bewirkt, daß der Oszillator eine bestimmte Gleichspannung am Ausgang des Phasendetektors auslöst.

Die Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich auchais der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispieles in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung. Es zeigen:

- 6 - Fig. 1

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Fig. 1 das Blockdiagramm einer monolithischen Schaltung

des horizontalen Ablenksystems für einen Fernsehempfänger, bei dem ein Sägezahnoszillator gemäß der Erfindung Verwendung findet;

Fig. 2 das Schaltbild des Sägezahnoszillators;

Fig. 3 einen Zyklus der wiederkehrenden Säge zahnschwingung

an der Ausgangsklemme des Oszillators gemäß Fig. 2.

Das in Fig. 1 dargestellte horizontale Ablenksystem 10 für einen Fernsehempfänger umfaßt einen Phasendetektor 14, einen Oszillator 16 und * eine Treibervorstufe 18, welche innerhalb eines gestrichelten Blockes dargestellt sind und in monolithisch integrierter SchaltkreisJ'orm hergestellt sein können. Ein Tiefpaßfilter 20 ist zwischen den Ausgfang 22 des Phasendetektors 12 und einen Steueranschluß 24 des Oszillators 16 geschaltet, der am Steueranschluß 24 ferner mit einem Taktgeber 26 verbunden ist. Das Tiefpaßfilter 20 und der Taktgeber 26 können aus diskreten Schaltkrei skomponenten auf gebaut sein, welche Werte annehmen, die für eine monolithisch integrierte Bauweise weniger geeignet sind, und da diese Schaltkreiskomponenten sich in Abhängigkeit von der Temperatur verhältnismäßig stabil verhalten. Eine Treiberstufe 28 und eine Ausgangsstufe 30 liegen zwischen dem Ausgang der Treibervorstufe 18 und einem Rücklauftransformator 32. Der Eingang 34 des Phasendetektors 14 wird mit den demodülierten horizontalen Synchronisationssignalen beaufschlagt. Der Rücklauftransformator 32 ist ferner mit dem Eingang 36 des Phasendetektors 14 verbunden, so daß die Phase eines Teiles des Rücklaufimpulses mit der Phase des horizontalen Synchronisations signals verglichen werden kann.

Im Betrieb istder Takt des Sägezahnsignals am Ausgang des Sägezahnoszillators 16 über ein von dem Phasendetektor 14 erzeugtes Steuersignal

- 7 - mit

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mit den horizontalen Synchronisationsimpulsen phasengekoppelt. Die von einer nicht dargestellten Trennschaltung aus dem Video-Signalgemisch abgeleiteten Synchronisations impulse werden, wie erwähnt, dem Eingang 34 des Phasendetektors 14 zugeführt. Ein Teil des Rücklauf impuls es wird einem zweiten Eingang 36 dieses Phasendetektors zugeführt, der ausgangsseitig ein entsprechendes Gleichstromsignal als Steuersignal in Abhängigkeit von der Phasendifferenz liefert, wenn eine solche zwischen dem Synchronisations signal und dem Rücklaufimpuls besteht. Dieses Gleichstromsteuersignal wird über das Tiefpaßfilter 20 an den Steuer ans chluß 24 des Oszillators übertragen, um die Phase des periodischen Ausgangssignals des Oszillators abzustimmen. Die Konfiguration des Phasendetektors 14 macht es erforderlich, daß ein weiteres Gleichstromniveau mit einer vorgegebenen Amplitude am Ausgang 22 des Phasendetektors durch den Oszillator 16 erzeugt wird.

In Fig. 2 ist das Schaltbild des Oszillators 16 sowie des Tiefpaßfilters 20 und des Taktgebers 26 dargestellt. Eine Versorgungsleitung 40 wird mit einer positiven Versorgungsspannung beaufschlagt und stellt ein Gleichstrompotential mit einer ersten positiven Amplitude zur Verfügung, wogegen ein negativeres Bezugspotential an der Leitung 42 vorzugsweise in Form von Massepotential -zur Verfügung steht. Diese Leitungen 40 und 42 können als Metallisationsstreifen in bekannter Weise auf dem Halbleiterplättchen verlaufen. Der Oszillator 16 umfaßt zwei )diff er enzges chattete umschaltbare Transistoren 44 und 46. Der als Stromquelle dienende Transistor 47 ist mit seinem Kollektor an die Emitter der Transistoren 44 und 46 angeschlossen, wogegen der Emitter dieses Transistors 47 über einen Widerstand 50 an der mit dem Bezugspotential beaufschlagten Leitung liegt. Der Kollektor des Transistors 46 ist direkt mit der positiven Versorgungsleitung 40 verbunden, wogegen der Kollektor des Transistors 44 über einen Widerstand 51 an der positiven Versorgungsleitung 40 liegt. Gleichzeitig ist mit dem Kollektor des Transistors 44 die Basis eines Umkehrtransistors 52 verbunden. Der Emitter des Transistors 52 liegt direkt an der Versorgungsleitung 40. Die Transistoren 44, 46, 47 und 52 arbeiten zusammen mit den

- 8 - Wider -

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Widerständen 50 und 51 als Komparator mit einem unsymmetrischen Ausgang am Kollektor des Transistors 52, wogegen der Eingang des Komparators von der Basis des Transistors 44 und der Basis des Transistors 46 gebildet wird.

Der Kollektor des Umkehrtransistors 52 ist mit der Basis eines Entladetransistors 54 für den Taktzeitkondensator einerseits und mit der Basis eines Schalttransistors 56 für die Schwellwertspannung andererseits verbunden. Der Kollektor des Entladetransistors 54 ist mit dem Steueranschluß 24 verbunden, wogegen sein Emitter an der negativen Versorgungsleitung 42 liegt. Ein Ab schaltwiderstand 57 verbindet die Basis des Transistors 54 und den Kollektor des Transistors 52 mit der negativen Versorgungsleitung 42, wodurch eine Entladestrecke für die Grenzschichtkapazität geschaffen wird, welche ein rasches Umschalten dieser Transistoren wesentlich begünstigt. Zwischen den Kollektor des Schalttransistors 56 und die Basis des Transistors 46 ist ein Widerstand 58 geschaltet. Die Widerstände 57 und 86 wirken mit dem Entladetransistor 54 zusammen und bilden einen Teil der Kondensatorentladeschaltung.

Zwischen der positiven Versorgungsleitung 40 und der negativen Versorgungsleitung 42 liegt ein Spannungsteiler aus einer Serienschaltung der Widerstände 60, 62, deren gemeinsamer Verbindungspunkt an der Basis des Transistors 46 liegt. Die Werte der Widerstände 60 und 62 werden so ausgewählt, daß ein vorgegebener Teil der gesamten Versorgungsspannung an der Basis des Transistors 46 wirksam ist, um eine höhere Schwellwertspannung V_mTT zu erzeugen, die auch die Maximalamplitude

IM

des ausgangsseitigen Sägezahnsignals mitbestimmt. Di e Widerstände 58, 60 und 62 wirken mit dem Transistor 56 derart zusammen, daß eine Schaltung zur Festlegung des umschaltbar en Schwellwertes geschaffen wird.

Dioden 64 und 66 in Serie zu einer Zenerdiode 68 liegen zwischen der

- 9 - positiven

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-IO

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positiven Versorgungsleitung 40 und der negativen Versorgungsleitung 42, um die Amplitude der Versorgungsspannung zwischen den beiden Versorgungsleitungen 40 und 42 praktisch in bekannter Weise konstant zu halten. Die Temperaturkoeffizienten der Dioden 64 und 66 sind so ausgewählt, daß sie den Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode 68 ausgleichen, um damit eine im wesentlichenkonstante und temperaturunabhängige Versorgungsspannung sicherzustellen. Zwischen der Basis des Transistors und der Versorgungsleitung 40 liegt ein Widerstand 70, wogegen die Basis des Transistors 47 über eine Diode 72 und einen Widerstand 74 an der negativen Versorgungsleitung 42 liegt. Die Serienschaltung der Diode 72 mit dem Widerstand 74 bewirkt eine im wesentlichen konstante Basis-Emitterspannung für den Transistor 47, so daß entsprechend ein im wesentlich konstanter Strom über diesen Transistor von einem der beiden Transistoren 44 und 46 gezogen werden kann. Zwischen dem Anschluß für die positive Versorgungsspannung und der Versorgungsleitung 40 liegt ein Widerstand 75, der in Form eines diskreten Widerstandes ausgeführt sein kann und die Amplitude des Stromes begrenzt, welcher über die der Spannungsstabilisierung dienenden Dioden 64 und 66 sowie die Zenerdiode 68 fließt. Wenn die Basisspannung des Transistors 44 positiver ist als die Basisspannung des Transistors 46, wird der Transistor 44 leitend und der Transistor 46 nichtleitend, so daß der gesamte Strom von dem als Stromquelle wirksamen Transistor 47 über den Transistor 44 fließt.

Ein Widerstand 76 zur Einstellung der Taktzeit, welcher veränderlich sein kann, liegt mit seiner einen Seite an der positiven Versorgungsleitung 40 und mit seiner anderen Seite am Steuer ans chluß 24 sowie an der einen Seite des Taktzeitkondensators 78, der mit seiner anderen Seite auf dem Bezugspotential der negativen Versorgungsleitung liegt. Der Widerstand 76 liegt im Ladestromkreis des Taktzeitkondensators 78.

Im freilaufenden Betrieb des Oszillators 16 steuert dieser die Aufladung und die Entladung des Taktzeitkondensators 78 , wodurch ein Signal mit

- 10 - einer

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einer wiederkehrenden Schwingungsform an dem Steueranschluß 24 zur Verfügung steht, das im vorliegenden Fall eine Sägezahnschwingung 80 gemäß Fig. 3 ist. Auf der Abszisse 82 ist die Zeit und auf der Ordinate 84 die Amplitude aufgetragen, welche sich am Taktzeitkondensator 78 während eines Funktionszyklusses ausbildet. Zum Zeitpunkt TO beginnt sich der Kondensator 78 durch einen über den Widerstand 76 geführten Strom aufzuladen, wodurch der ansteigende Teil 85 der Schwin gungs form 80 entsteht. Ebenfalls zum Zeitpunkt TO wird der Transistor 46 leitend und der Transistor 44 nichtleitend. Der Transistor 46 wird leitend gemacht aufgrund der hohen Schwellwertspannung V „, die an der Basis über den Spannungsteiler aus den Widerständen 60 und 62 wirksam ist. Der Transistor 44 ist nichtleitend, da .seine Basisspannung weniger positiv ist als die Spannung an der Basis des Transistors 46. Die Kollektor spannung des nichtleitenden Transistors 44 erreicht einen Amplitudenwert, der der positiven Vers or gungs spannung auf der Versorgungsleitung 40 entspricht. Damit ist der Transistor 52 nichtleitend und führt keinen ausreichenden Basisstrom, um entweder den Entladetransistor 54 oder den Schalttransistor 56 leitend zu machen. Die negative Spannung am Kollektor des Transistors 52 stellt eine erste Steuer spannung dar, die dafür sorgt, daß der Entladetransistor 54 in dem Zeitintervall TO bis Tl nichtleitend ist. Damit lädt die über die Versorgungsleitung 40 einwirkende positive Versorgungsspannung den Taktzeitkondensator 78 bis zum Erreichen des Zeitpunktes Tl auf, in welchem die Spannung an dem Steuer ans chluß 24 und an der Basis des Transistors 44 geringfügig größer wird als die Schwellwertspannung

V , welche an der Basis des Transistors 46 wirkt. 1x1

Zum Zeitpunkt Tl wird der Transistor 44 in Abhängigkeit von der Amplitude der am Taktzeitkondensator 78 wirksamen Spannung leitend, da diese Amplitude den Wert der Spannung an der Basis des Transistors 46 übersteigt. Daraus ergibt sich, daß während der Zeit Tl und T2 der Transistor 44 leitend wird und von dem Transistor 47, der als Stromquelle dient, Strom zieht, womit der Transistor 46 in den nichtleitenden Zustand um-

- 11 - schaltet

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schaltet. Sobald der Transistor 44 leitend ist, fällt seine Kollektorspannung ab und macht den Transistor 52 nichtleitend. Der Kollektor strom und die positive Kollektorspannung des Transistors 52 stellen ein zweites Steuersignal dar, das Basisstrom dem Entladetransistor 54 und dem Schalttransistor 56 zuführt, um diese leitend zu machen. Der leitende Schalttransistor 56 schaltet den Widerstand 58 parallel zum Widerstand 62. Infolge davon wird der Widerstand zwischen der Basis des Transistors 64 und der negativen Versorgungsleitung 42 kleiner, womit auch die den Schwellwert festlegende Spannung abgesenkt wird, die an der Basis des Transistors 46 wirksam ist, wobei diese Spannung den unteren in Fig. 3 dargestellten Wert ν_φΤ annimmt.

Ebenfalls beginnend mit dem ' Zeitpunkt Tl und in Abhängigkeit von der zweiten Steuerspannung wird der über den Transistor 54 und den Widerstand 86 vom Taktzeitkondensator 78 nach Masse verlaufende Stromweg geschlossen. Da der Widerstand 68 einen kleineren Wert, z.B. 430 Ohm, als der Widerstand 76, z.B. 10 000 Ohm, hat, erfolgt die Entladung des Taktzeitkondensators 78 wesentlich schneller als die Aufladung. Diese Entladung verläuft exponentiell entsprechend dem Rückflankenabschnitt 87 der Schwingungsform 80 gemäß Fig. 3. Die Amplitude der Spannung am Kondensator 78 fällt bis zum Zeitpunkt T2 ab, in welchem sie geringfügig unterhalb der unteren Schwellwertspannung V ist, die sich an der Basis des Transistors 46 ausbildet. Infolgedessen wird zum Zeitpunkt T2 der Transistor 46 leitend gemacht und der Transistor 44 nichtleitend, womit ein neuer Zyklus der Schwingungsform 80 beginnt, wie er durch den Teil in Fig. 3 angedeutet ist.

Da der Transistor 44 zum Zeitpunkt T2 wieder nichtleitend gemacht wird, liefert er wiederum das erste Steuersignal, welches die Transistoren 52, 54 und 56 nichtleitend macht. Infolge davon wirkt der Widerstand 58 nicht mehr parallel zum Widerstand 62, so daß die obere Schwellwertspannung

V-^. wieder an der Basis des Transistors 46 wirksam ist. TH

- 12 - Die

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Die Frequenz des freischwingenden Oszillators wird somit durch die Werte der diskreten RC-Schaltung aus dem Kondensator 78 und dem Widerstand 76 eingestellt* Durch entsprechende Auswahl der Größe des Widerstandes 76 und des Taktzeitkondensators 78 läßt sich der Oszillator 16 auf einen breiten Betriebsfrequenzbereich einstellen. Viele Wertkombinationen für den Widerstand 76 und den Kondensator 78 ermöglichen eine Frequenzeinstellung von 15,734 kHz bzw. einer entsprechenden Frequenz für den Horizontaloszillator eines Fernsehempfängers. Die Oszillatorfrequenz ist in großem Umfang unabhängig von Änderungen der Vers or gungs spannung, welche von den Dioden 64 und 66 sowie der Zenerdiode 68 nicht eliminiert werden können, da der Ladestrom für den Kondensator sowie die Einstellung der unteren und oberen Schwellwertspannungen ebenfalls den Änderungen der Versorgungsspannung folgen. Der Oszillator 16 benötigt nur eine Versorgungsspannung mit einem positiven und einem negativen Potential, das vorzugsweise Massepotential ist, anstelle von drei verschiedenen Potentialien, wie sie bei bisher bekannten Oszillatorschaltungen erforderlich sind. Dieser Vorteil ergibt sich aus der Verwendung des Transistors 54 und des Transistors 56 für die Umschaltung der Schwellwertspannung und das Anschließen dieser Transistoren an das Bezugs Spannungsniveau bzw. Masse anstelle eines anderen positiven Spannungsniveaus.

Es ist wichtig, daß der freilaufende Oszillator 16 seine Frequenz nicht in Abhängigkeit von der Temperatur des Halbleiterplättchens ändert, auf welchem er ausgebildet ist. Daß sowohl Transistoren als auch durch Diffusion hergestellte Widerstände temperaturabhängige elektrische Eigenschaften haben, ist allgemein bekannt. So tendiert z.B. die Basis-Emitterspannung, welche notwendig ist, um in einem bipolaren Transistor einen bestimmten Basisoder Kollektorstrom auszulösen, mit ansteigender Temperatur abzunehmen. In der Zeitspanne zwischen TO und Tl, welches etwa in der Größenordnung von 95 % der Gesamtperiodendauer der Sägezahnspannung gemäß Fig. 3 ist, sind alle Transistoren, die mit dem Taktzeitkondensator 78 verbunden sind,

- 13 - nicht-

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nichtleitend. Damit haben Änderungen der elektrischen Parameter dieser Transistoren in Abhängigkeit von der Temperatur keine wesentlichen negativen Einflüsse auf die Ladung des Taktzeitkondensators 78. Obwohl der Transistor 54 während der Entladezeit zwischen den Zeitpunkten Tl und T2 mit dem Taktzeitkondensator 78 verbunden ist, haben Änderungen der Temperatur keinen wesentlichen Einfluß auf die Frequenz, da dieser Transistor 54 im Sättigungs zustand betrieben wird. Das gleiche gilt für den Transistor 56, so daß auch keine unerwünschten Einflüsse auf die Amplitude der unteren Schwellwertspannung auftreten.

Ein anderer 'temperaturabhängiger Effekt bezieht sich auf die Ladungsspeicherung in den gesättigten Transistoren 54 und 56. Wenn z-.um Zeitpunkt T2 die abfallende Spannung den Wert W_n, erreicht, werden die Transistoren 52, 54 und 56 nicht augenblicklich nichtleitend gemacht aufgrund dieser in der Grenzschichtkapazität gespeicherten Ladung. Damit tendiert die abfallende Flanke, noch für eine kurze Zeitdauer nach dem Zeitpunkt T2 weiter abzufallen. Diese Zeitdauer hängt von der Temperatur ab, da die Speicher zeiten der Transistoren 54 und 56 in Abhängigkeit von der Temperatur anzusteigen tendieren und die Zeitkonstanten der Transistoren mit ansteigender Temperatur zunehmen. Durch die Abschaltung der Widerstände 51 und 57 wird dieser Effekt durch Ladungsableitung innerhalb der Transistoren zum Zeitpunkt T2 auf einen Minimalwert verringert.

Damit tendiert die Wiederholungsfrequenz der vom Oszillator 16 erzeugten Sägezahnschwingung, unabhängig von Temperaturschwankungen konstanter zu bleiben, als dies bei RC-Oszillatoren der Fall ist, bei denen leitende Transistoren mit dem Taktzeitkondensator während dem größten Anteil einer jeden Periode verbunden sind. Die Betriebsfrequenz des Oszillators 16 verändert sich mit dem Logarithmus des Verhältnisses der Widerstände 58, 60 und 62. Wenn daher die Widerstände in einer Weise hergestellt werden, daß ihr Verhältnis zueinander in Abhängigkeit von der Temperatur

- 14 - konstant

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konstant bleibt, erzeugen sie praktisch auch keinerlei Frequenzänderung in Abhängigkeit von Temperaturschwankungen. Die Frequenz des Oszillators hängt damit direkt von der Lade- und Entladezeitkonstante ab, wie sie durch die Werte der Widerstände 76 und 86 sowie des Kondensators 78 definiert werden. Der diffundierte Widerstand 86 kann die Wirkung eines geringfügigen negativen Temperaturkoeffizienten auslösen, welcher jedoch durch ein Verkürzen der Entladezeit des Taktzeitkondensators, d.h. durch ein Verkürzen der Zeitdauer zwischen der Zeit Tl und T2 gemäß Fig, 3 auf ein Minimum verringert wird.

Die Frequenz des Oszillators 16 wird durch einen Steuerstrom eingestellt, der vom Phasendetektor 14 erzeugt wird und über das Tiefpaßfilter 20 dem Taktzeitkondensator entweder zugeführt bzw. von diesem abgeleitet wird. Wenn die Frequenz vergrößert werden muß, wird dem Taktzeitkondensator 78 Strom zugeführt,und wenn die Frequenz verringert werden muß, wird von dem Taktzeitkondensator Strom durch den Phasendetektor abgeleitet. Das Tiefpaßfilter 20 umfaßt einen Widerstand 94, der zwischen dem Ausgang 22 des Phasendetektors und dem Steueranschluß 24 liegt. Ferner sind ein Kondensator 96 und ein Widerstand 98 vorgesehen, die in Serie deh Ausgang 22 mit der negativen Versorgungsleitung 42, d.h. mit dem Bezugspotential verbinden. Über den.Widerstand 94 fließt der Steuerstrom zwischen dem Phasendetektor 14 und dem Taktzeitkondensator 78 des Oszillators und bestimmt die Impedanz am Ausgang des Phasendetektors. Ferner wird durch die Widerstände 94 und 98 sowie den Kondensator 96 das Oszillatorausgangssignal integriert, so daß ein Gleichstromniveau an dem Ausgang entsteht, das notwendig wird, um aktive Elemente des Phasendetektors 14 innerhalb ihres aktiven Betriebsbereiches zu halten. Durch Vergrößern des Widerstandswertes des Widerstandes 94 ändert der vom Steuer ans chluß 24 zum Phasendetektor fließende Strom die Spannung am Ausgang des Phasendetektors um einen Betrag, der ausreicht, um den Phasendetektor in Sättigung zu treiben und damit den Frequenzbereich des Systems in den vorgesehenen Grenzen festzuhalten. Dies ist besonders bei der Verwendung

- 15- des

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des Sägezahnoszillators in Fernsehempfängern erforderlich, um zu verhindern, daß extreme Abweichungen in Frequenzwerten ausgangsseitige Leistungsstufen beschädigen.

Eine Oszillator schaltung, die erfolgreich erprobt und in monolithisch integrierter Schaltkreisform hergestellt wurde, ließ sich mit nachfolgenden Komponenten besonders vorteilhaft verwirklichen.

Widerstände Widerstandswerte

Bezugszeichen 50 470,0 Ohm-Bezugs zeichen 51 3, 3 Kiloohm Bezugszeichen 57 2,4 Kiloohm Bezugszeichen 58 1,2 Kiloohm Bezugs zeichen 62 3,6 Kiloohm Bezugs zeichen 74 240,0 0hm Bezugs zeichen 70 3,8 Kiloohm Bezugszeichen 60 2,4 Kiloohm Bezugszeichen 86 430, 0 Ohm

Als Taktzeitkondensator 78 wurde eine Kapazität von 0, 01 m.F und als Widerstand 76 ein Widerstand mit 10 Kiloohm verwendet. Diese beiden Elemente wurden als diskrete Schaltkreis elemente außerhalb der integrierten Schaltung vorgesehen. Die angegebenen Werte für den Sägezahnoszillator gemäß der Erfindung dienen lediglich der beispielsweisen Erläuterung und nicht der Begrenzung des Erfindungsgegenstandes.

- 16 - Patentansprüche

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Claims

MO146P-1172

η-

Patentansprüche

I.'' Oszillator Schaltung mit einem zwischen eine erste und zweite Spannungsversorgungsleitung in Serie zu einem Ladewiderstand geschalteten Taktzeitkondensator und einem Komparator, der mit einem ersten Steueranschluß am Taktzeitkondensator liegt und an seinem zweiten Steueranschluß mit einer Schwellwertspannung beaufschlagt wird, um aus gangs seitig ein Steuersignal in Abhängig_T keit von der Spannung am Taktzeitkondensator beim Erreichen eines bestimmten Niveaus zu liefern, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung zur Festlegung eines umschaltbaren Schwellwertes ein erstes elektronisches Umschaltelement (56) umfaßt, das mit seinem Steueranschluß am Ausgang des Komparators liegt und mit seinem Ausgang an den zweiten Steueranschluß des Komparators angeschlossen ist, um die den Schwellwert bestimmende Spannung von einem hohen Wert auf einen niederen Wert in Abhängigkeit von an den Komparator angelegten Steuersignalen umzuschalten, daß eine Entladeschaltung für den Taktzeitkondensator ein zweites elektronisches

Umschaltelement (54) umfaßt, das mit einem Anschluß an den Taktist
zeitkondensator (78) gekoppelt'und mit einem anderen Anschluß an der zweiten Spannungsversorgungsleitung (42) liegt, wogegen der Steueranschluß "mit dem Ausgang des Komparators und dem Steueranschluß des ersten elektronischen Umschaltelementes (56) verbunden ist, und daß die Entladeschaltung in Abhängigkeit vom Steuersignal den Taktzeitkondensator entlädt.
2. Oszillator Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß das zweite elektronische Umschaltelement aus einem Transistor

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besteht, der von dem Steuersignal in den Sättigungszu£5tand gesteuert wird.
3. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zur Feststellung eines umschaltbaren Schwellwertes ferner einen ersten Widerstand (6»0) umfaßt, der zwischen der ersten Spannungs versorgungsleitung (40) und dem zweiten Steueranschluß des Komparators liegt, daß ein zweiter Widerstand (62) zwischen dem zweiten Steueranschluß des Komparators und der zweiten Spannungs versorgungsleitung (42) angeordnet ist, daß ein dritter Widerstand (58) in Serie zu dem ersten elektronischen Umschaltelement (56) liegt und zwischen den zweiten Steueranschluß des Komparators und die zweite Spannungs versorgungsleitung geschaltet ist, wobei der Steueranschluß des ersten elektronischen Umschaltelementes am Ausgang des Komparators liegt.
4. Oszillatorschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der in Serie zudem Taktzeitkondensator (78) geschaltete Ladewiderstand (76) veränderbar ist,und daß durch die Änderung des Ladewiderstandes die Frequenz der Oszillatoischaltung einstellbar ist.

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