DE2903042A1 - Pulszaehl-fm-demodulatorschaltung - Google Patents

Description

Henkel, Kern, Feiler & Hänzel ^ Patentanwälte

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PuIszähl-FM-Demodulatorschaltung

53P589-3

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine FM-Demodulatorschaltung vom Pulszähl-Typ.

Bei einer bisherigen Demodulatorschaltung dieser Art sind in verschiedenen Teilen Kondensatoren großer Kapazität und Widerstände hohen Widerstandswerts vorgesehen, was auf eine der betreffenden Schaltungskonfiguration zuzuschreibende Notwendigkeit zurückzuführen ist. Aufgrund der Verwendung so zahlreicher Kondensatoren großer Kapazität und Widerstände hohen Werts wird es jedoch schwierig, die Demodulatorschaltung in Form eines integrierten SchpTtkreises (IC) auszuführen.

Aufgabe der Erfindung ist damit die Schaffung einer Pulszähl-FM-Demodulatorschaltung, die sich zur Ausbildung als integrierter Schaltkreis eignet, indem die Zahl der verwendeten großen Kondensatoren und Widerstände weitgehend verkleinert wird.

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Diese Aufgabe wird bei einer Demodulatorschaltung, insbesondere Pulszähl-FM-Demodulatorschaltung, mit einer Begrenzerschaltung zur Lieferung eines ersten Signals, welches nur der Frequenzkomponente eines Eingangssignals entspricht, einer Differenzierschaltung zur Lieferung eines mit dem ersten Signal .ynchionisierten Triggerimpulses, einer durch den Triggerimpuls triggerbaren Vibratorschaltung zur Lieferung eines zweiten Signals, dessen Tastverhältnis entsprechend der Frequenz des Triggerimpulses variabel ist, und einer Integrationsschaltung zur Lieferung eines Ausgangssignals mit einem Pegel entsprechend dem Tastverhältnis des zweiten Signals, erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Differenzierschaltung durch ein UND-Glied und einem Verzögerungskreis gebildet ist, daß das erste Signal an eine erste Eingangsklemme des UND-Glieds und des Verzögerungskreises anlegbar ist, daß eine zweite Eingangsklemme des UND-Glieds mit einem dritten Signal vom Verzögerungskreis speisbar ist und daß das UND-Glied den Triggerimpuls durch Bestimmung der logischen Summe aus einem ersten logischen Pegel des ersten Signals und einem zweiten logischen Pegel entsprechend demjenigen des dritten Signals liefert.

Die Demodulatorschaltung mit dem vorstehend umrissenen Aufbau läßt sich zweckmäßig als integrierter Schaltkreis ausbilden. Sie kann jedoch insgesamt eine Differentialschaltungsanordnung aufweisen, so daß ein gegen Temperaturänderungen stabilisierter Schaltkreis gebildet wird.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild zur Darstellung der grundsätzlichen Anordnung einer Demodulatorschaltung mit Merkmalen nach der Erfindung,

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Fig. 2 eine graphische Darstellung von Wellenformen in den Hauptteilen der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 3 bis 5 Äquivalentschaltbilder einer Differenzierschaltung (22) nach Fig. 1,

Fig. 6 Wellenformdiagramme zur Verdeutlichung der Arbeitsweise des Äquivalentschaltkreises nach Fig. 3,

Fig. 7 ein Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Arbeitsweise eines monostabilen Multivibrators (32) gemäß Fig. 1,

Fig. 8 ein detailliertes Schaltbild entsprechend d ι schematischen Schaltbild von Fig. 1,

Fig. 9 eine Abwandlung des Schaltbilds nach Fig. 8, Fig. 9A eine Abwandlung des Schaltbilds nach Fig. 9 und

Fig. 10 bis 12 schematische Darstellungen der Ausbildung eines Differenzier-Kondensators C,.,- oder eines integrierenden Kondensators C. , nach Fig. 1, 8 und 9 als integrierter Schaltkreis, wobei Fig. 10 eine Konstruktion, bei welcher der Kondensator durch gegeneinander versetzte (verstimmte), parallelgeschaltete pn-Flächendioden gebildet wird, Fig. 11 eine Konstruktion, bei welcher der Kondensator durch gegeneinander versetzte (verstimmte), in Reihe geschaltete pn-Flächendioden gebildet wird, und Fig. 12 eine Konstruktion, bei welcher der Kondensator durch die Gate-Kapazitäten von gegeneinander versetzten (verstimmten), parallelgeschalteten MOS-Transistoren gebildet wird, veranschaulichen.

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Zur Vermeidung von Wiederholungen sind bei den im folgenden zu beschreibenden Ausführungsformen der Erfindung einander entsprechende oder ähnelnde Teile mit jeweils gleichen oder ähnlichen Bezugszeichen bezeichnet.

Fig. 1 veranschaulicht in schematischer Schaltbildform die grundsätzliche Anordnung der Demodulatorschaltung. Dabei ist eine FM-Signalquelle 10 über Eingangsklemmen A und B mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Q₁₀ bzw. Q₁₂ verbunden, deren Emitter über eine Stromquelle 12 an negativer Spannung -V__ liegen. Die Kollektoren der Transistoren Q_1n und Q₁ „ sind über Lastwiderstände R₁_ und R₁„ an eine positive Spannungs- bzw. Stromquelle ⁺ν_ρΓ angeschlossen. Eine Differentialverstärkerschaltung aus den Transistoren Q₁₀ und Q₁₂ wird durch ein Eingangssignal e_in von der Signalquelle 10 mit Überamplitude einer (Modulationsspitzen-)Abkappung (clipped) unterworfen. Zwischen die Kollektoren der Transistoren Q₁₀ und Q_1? wird ein Rechteckwellensignal e~~ angelegt. Dies bedeutet, daß diese Differentialschaltung eine Differentialverstärker-Begrenzerschaltung 14 bildet, die gegen Temperaturänderungen stabilisiert ist.

Die Kollektoren der Transistoren Q₁₀ und Q₁₂ sind außerdem mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Q_{1 ß} bzw. Q₁₄ über Klemmen oder Anschlüsse C bzw. D verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₁₄ ist unmittelbar mit der positiven Stromquelle +Vverbunden, während der Kollektor des Transistors Q₁₆ über einen Widerstand R₁₆ mit der positiven Stromquelle +V_pr verbunden ist. Die Emitter der Transistoren Q₁₄ und Q₁₆ sind mit dem Kollektor eines npn-Transistors Q₃₀ verbunden, dessen Emitter zusammen mit dem Emitter eines npn-Transistors Q₁ ο über eine Stromquelle 16 an der negativen Spannung -v"_EE liegt. Der Kollektor des Transistors Q₁₈ ist an den Kollektor des Transistors Q₁, angeschlossen. Die Bas j ¹^ des Transistors

I D

Q₁₈ ist mit der Basis des Transistors Q₁₄ über einen Wider-

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stand R₁₈ und eine Pegelschiebe-Spannungsquelle 18 verbunden. Das Basispotential des Transistors Q_1o wird durch diese Spannungsquelle 18 unter das Basispotential des Transistors Q₁* erniedrigt. Auf gleiche Weie ist die Basis des Transistors Q_ori mit der Basis des Transistors Q^ _c über einen Widerstand R~_n und eine Pegelschiebe-Spannungsquelle 20 verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren Q._Q und Q„_n sind über einen

Io 2U

Differenzierkondensator C,._f zusammengeschaltet. Da die Kapazität des Kondensators C-,. ,. gewöhnlich nur in der Größenordnung von 10 pF zu liegen braucht, können hierfür die verteilte bzw. Eigenkapazitanz und/oder die Eingangskapazitäten der Transistoren Q₁₀ und Q_0n benutzt werden.

Bei einer durch die Spannungsquellen 18 und 20 bewirkten Pegelverschiebung wird eine beträchtliche Betriebsspannung zwischen den Kollektor und den Emitter der Transistoren Q₁₀ und Q„„

Io iU

angelegt. Ohne diese Pegelverschiebung verringert sich der Potentialunterschied zwischen Kollektor und Emitter der Transistoren Q₁₈ und Q₂₀ auf nahezu Null, so daß die Schaltung nicht betätigt wird. Wenn die Transistoren Q". und Q-ig jedoch eingelassene (depression-type) n-Kanal-FETs sind, ist eine solche Pegelverschiebung nicht immer erforderlich. In diesem Fall können nämlich die Source-Potentiale der Transistoren (FETs) Q₁^ und Q₁₆ höher gewählt werden als die Emitter-Potentiale der Transistoren Q₁₈ und Q₉₀*

Eine zweistufig gestaffelte Differentialschaltung aus den Transistoren Q₁₄ bis Q₂₀ arbeitet als Logikschaltkreis 21. Letzterer ist beispielsweise in der JA-OS 49711/1976 (7. November 1977) beschrieben. Eine Differenzierschaltung 22 gemäß der Erfindung ist ein praktisches Anwendungsbeispiel für die logische Differentialschaltung. Die Differentialzeitkonstante der Differenzierschaltung 22 wird hauptsächlich durch die Widerstände R₁₀ und R„_Q sowie den Kondensator C .,.^ bestimmt.

Die Arbeitsweise der Differenzierschaltung 22 wird später in Verbindung mit ihren Äquivalentschaltkreisen noch näher

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erläutert werden. Die aus einer Differentialschaltung gebildete Differenzierschaltung 22 besitzt bezüglich Temperaturstabilität ausgezeichnete Eigenschaften. Sie differenziert das an die Klemmen C und D angelegte Rechteckwellensignal e₁₀ und liefert einen Triggerimpuls e.. . an den Kollektor des Transistors Q₁,-.

I ο

Der Kollektor des Transistors Q₁, ist über eine Klemme bzw.

Ί D

einen Anschluß E an die Basis eines npn-Transistors Q₂₂ angeschlossen, dessen Emitter zusammen mit den Emittern von npn-Transistoren Q₂₄ und Q _fi über eine Stromquelle 24 an der negativen Spannung -V„„ liegt. Die Kollektoren der Transi-

JiJi

stören Q₂₂ und Q₂₆ sind über eine Stromquelle 26 mit der positiven Spannung +V verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₉₄ ist über einen Widerstand R₀. mit der positiven Stromversorgung +V verbunden, während die Basis des Transi-

WW

stors Q₂₄ an einen Schaltkreis mit passendem Potential angeschlossen ist, beispielsweise an das negative Potential -V ,

und zwar über in Reihe geschaltete Vorspannungsquellen 28 und 30. Der Kollektor des Transistors Q₂₄ ist außerdem über einen Kondensator Ct an die Basis des Transistors Q-, angeschaltet, dessen Basis über einen Widerstand Rt mit dem Verzweigungspunkt zwischen den Spannungsquellen 28 und 30 verbunden ist. Wenn der Triggerimpuls e₁₄ nicht an der Basis des Transistors Q₂₂ anliegt, ist das Basispotential des Transistors Q₂₆ niedriger als dasjenige des Transistors Q₂₄- Dies bedeutet, daß der Transistor Q₂,- in einem stationären bzw, ruhenden Zustand ohne Triggerimpuls e.. durch die Spannungsquelle 28 gesperrt wird.

Die Transistoren Q₂₂ bis Q₂₆ bilden einen monostabilen (Emitterschaltung) Differentialmultivibrator (MMV) 32. Die Einschaltzeit des Multivibrators 3 2 wird hauptsächlich durch den Kondensator Ct und den Widerstand Rt bestimmt. Die Arbeitsweise des Multivibrators 32 wird später noch näher erläutert

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werden. Der Multivibrator kann als Schaltung mit außerordentlich hoher Stabilität ausgelegt werden, indem die Basis-Emitter-Schwellenwertspannungen der Transistoren Q₂₂ bis Q₂₆ thermisch kompensiert werden. Diese Temperaturkompensation wird ebenfalls noch näher erläutert werden. Ein Ausgangssignal e_1c des Multivibrators 32 wird vom Kollektor des Transistors Q_?(. abgenommen. Das Tastverhältnis des Signals e.g kann mit dem Impulsintervall des Triggerimpulses e.. - geändert werden.

Der Kollektor des Transistors Q„,- ist über eine Klemme bzw.

Ab

einen Anschluß F mit einer Ausgangsklemme G verbunden. Die Klem me F liegt über einen Widerstand R₂₆ und einen integrierenden Kondensator C. ,an Masse. Der Widerstand R~_c und der Kon-

int 26

densator C. . bilden eine Integrationsschaltung 34. Das Signal e., wird durch die Integrationsschaltung 34 in ein Audiobzw. NF-Signal (AF-Signal) e.g entsprechend seinem Tastverhältnis umgesetzt. Wenn die maximale Frequenzabweichung des Eingangssignals e._jn bei + 75 kHz liegt, kann die Zeitkonstante der Integrationsschaltung 34 zweckmäßig mit 1 iis (fc * 160 kHz) oder ähnlich gewählt werden. Dieses AF-Signal e₁₈ ist ein Signal, das durch Demodulation des einer Frequenzmodulation unterworfenen Eingangssignals e.„ erhalten wird. Die betreffenden Wellenformen der Signale e.. „ bis e~ „ besitzen beispielsweise die Beziehung gemäß Fig. 2.

Bei der Pulszähl-FM-Demodulatorschaltung, die aus der Begrenzerschaltung 14, der Differenzierschaltung 22, dem monostabilen Multivibrator 32 und der Integrierschaltung 34 besteht, kennzeichnet sich die Erfindung hauptsächlich durch die Differenzierschaltung 22 und den monostabilen Multivibrator 32.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Differenzierschaltung beschrieben. Vorher seien jedoch Funktionstabellen für die aus den Transistoren Q₁₄ bis Q₃₀ bestehende logische Differentialschaltung 21 angegeben. Die Tabelle 1 veranschaulicht einen

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Fall, in welchem die Basispotentiale der Transistoren Q₁₄ und Q_1R festgelegt sind, d.h. in welchem die Klemme Deine logische "0" führt. Auf ähnliche Weise veranschaulicht Tabelle 2 einen Fall, in welchem an der Klemme C eine logische "0" anliegt.

Logischer Pegel der Klemme

E 0 1 0 0

Anmerkung: Logischer Pegel der Klemme D ist "0".

Tabelle 1	Pegel	der Basis
Logischer	Q	20 0
Q16 0		1
0		0
1		1
1

Tabelle 2	Pegel der Basis	Logischer Pegel der Klemme
Logischer	Q18	E
Q14	0	0
0	1	0
0	0	1
1	1	0
1

Anmerkung: Logischer Pegel der Klemme C ist "0".

Wenn die Basiselektroden der Transistoren Q₁₆ und Q₂₀ gemäß Tabelle 1 beide eine logische "0" führen, sind die Transistoren Q₁₆ und Q₂₀ gesperrt. Daraufhin werden die Transistoren Q₁₄ und Q₁₈ durch eine Operation der Differentialschaltung durchgeschaltet. Wenn der Transistor Q₁₀ durchgeschaltet ist,

I ο

entspricht der logische Pegel der Klemme E einer "0".

Wenn die Basiselektroden der Transistoren Q₁₆ und Q₂₀ auf den logischen Pegeln "0" bzw. "1" liegen, sind der Transistor Q₁₍-

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gesperrt und der Transistor Q„„ durchgeschaltet. Sodann wird der Transistor Q₁₄ durchgeschaltet, während der Transistor Q₁₈ durch die Differentialschaltung gesperrt wird- Da die Transistoren Q.,,- und Q₁O gesperrt sind, geht der logische Pegel der Klemme E auf die "1" über.

Wenn die Basiselektroden der Transistoren Q_1c und Q_o„ auf

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den logischen Pegeln "1" bzw. "0" liegen, werden der Transistor Q.r durchgeschaltet und der Transistor Q₂„ gesperrt. Sodann wird der Transistor Q₁₄ gesperrt, während der Transistor Q₁Q durchschaltet. Da der Transistor Q₁Q durchgeschaltet ist, geht der logische Pegel der Klemme E auf die "0" über.

Wenn die Basiselektroden beider Transistoren Q₁₆ und Q₂₀ den logischen Pegel "1" besitzen, schalten beide Transistoren Q₁₆ und Q_?o durch. Daraufhin werden die Transistoren Q₁₄ und Q₁O gesperrt. Da die Transistoren Q₁₆ und Q₂₀ beide durchgeschaltet sind, geht der logische Pegel der Klemme E auf die "0" über.

Der Zusammenhang zwischen Tabelle 2 und der logischen Differentialschaltung 21 ist anhand der obigen Beschreibung ohne weiteres verständlich. In der logischen Differentialschaltung 21 kann die logische Funktion der Tabelle 1 oder der Tabelle durchgeführt werden, je nachdem, welcher Basispegel der Transistoren Q₁₄ oder Q₁₆ als Bezugspegel eingestellt oder gewählt ist.

Die Differenzierschaltung 22 mit der logischen Differentialschaltung 21 läßt sich durch die Äquivalentschaltbilder gemäß Fig, 3 bis 5 darstellen. In Fig. 3 entspricht eine Rechteckwellensignalquelle 40 der Begrenzerschaltung 14. Das Rechteckwellensignal e,.2 von der Signalquelle 40 wird an eine Positivphasenbzw. Pluseingangsklemme 1 eines UND-Glieds 4 2 angelegt. Diese Eingangsklemme 1 entspricht der Basis des Transistors Q₁₄ bei der Differenzierschaltung 22. Weiterhin wird das Signal

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e_1? über einen Widerstand R,., an eine Negativphasen- bzw. Minuseingangsklemme 2 des UND-Glieds 42 angelegt, die über einen Kondensator C,., an Masse liegt. Der Widerstand R,., entspricht u.a. dem Widerstand R₁₈ in der Differenzierschaltung 22. Der Widerstand R,., und der Kondensator C,._f bilden eine Integrierschaltung bzw. Verzögerungsschaltung 44. Die Eingangsklemme 2 des UND-Glieds 42 entspricht, wie bei der .Differenzierschaltung 22, der Basis des Transistors Q₁₈- Weiterhin entspricht die Ausgangsklemme 3 des UND-Glieds 42 dem Kollektor des Transistors Q₁, bzw. der Klemme E.

Die Wellenformen gemäß Fig. 6 veranschaulichen die Funktionen des Äquivalentschaltkreises nach Fig. 3. In Fig. 6 gibt eine waagerechte, gestrichelte Linie den Schwellenwertpegel des UND-Glieds 42 an. Wenn das Rechteckwellensignal e₁₂ angelegt wird, steigt der Pegel eines an die Eingangsklemme 2 des UND-Glieds 42 angelegten Signals e₂₀ allmählich an. Die Anstiegsgeschwindigkeit des Pegels des Signals e_2ß ist einer Zeitkonstante Rj·^ · C,._f umgekehrt proportional. Die Ausgangsklemme 3 des UND-Glieds 42 befindet sich nur zu einem Zeitpunkt auf dem hohen Pegel, da das Signal e.,- auf den hohen Pegel übergeht, bis der Pegel des Signals e_2Q den Schwellenwertpegel des UND-Glieds 42 erreicht. Gemäß Fig. 6 bildet das Signal e₁₄ einen schmalen Impuls, der zu Beginn des Anstiegs des Signals e₁„ auftritt. Dieser Impuls wird als Triggerimpuls e₁ . zur Triggerung des monostabilen Multivibrators 3 2 benutzt. Die Impulsbreite des Triggerimpulses e* . ist der Zeitkonstante R,._·C,._f proportional. Dies bedeutet, daß die Differenzierschaltung 22 gemäß Fig. 1, als Äquivalentschaltbild gemäß Fig.3 dargestellt, die Differenzieroperation mit der Differentialzeitkonstante R,.,.C,,_r durchführt,
dxf dif

Fig. 3 veranschaulicht einen Fall mit unabgeglichener Signalquelle 40. Wenn die Signalquelle 40 abgeglichen ist, läßt sich die Differenzierschaltung 22 durch das Äquivalentschaltbild von Fig. 4 veranschaulichen. Wenn die Kondensatoren C,._f1 und C,.^p gemäß Fig. 4 zu einem Kondensator zusammengefaßt

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und von der Masseschaltung erdfrei gehalten werden, erhält man das Äquivalentschaltbild nach Fig. 5. Die Beziehung zwischen dem Äquivalentschaltbild gemäß Fig. 5 und der Differenzierschaltung 22 nach Fig. 1 ist folgende: Die beiden Eingangsklemmen eines ersten UND-Glieds 42.. entsprechen den Basiselektroden der Transistoren Q₁₄ bzw. Q₁₈- Ebenso entsprechen die beiden Eingangsklemmen eines zweiten UND-Glieds

42- den Basiselektroden der Transistoren Q._c bzw. Q_0n. Die £ Ib ZU

jeweiligen Ausgangsklemmen der UND-Glieder 42. und 42₂ entsprechen den betreffenden Kollektoren der Transistoren Q.g bzw. Q.,. Weiterhin entsprechen die Widerstände E,.,. und

Rj -JTi den Widerständen R„ _o bzw. R~„ . dxf2 Ίο 20

Der Schaltkreis gemäß Fig. 5 ist im wesentlichen den Schaltkreisen nach Fig. 4 und 3 äquivalent. Es ist jedoch darauf hinzuweisen, daß dann, wenn die Widerstände R-j-w ^Rd"fi und Rj.-. auf gleiche Widerstandsgrößen eingestellt sind, im Fall von Fig. 5 oder 1, dieselbe Zeitkonstante mit der kleinsten Kapazität C,. ^ erzielt werden kann. Hieraus ergeben sich zahlreiche Vorteile bezüglich der Ausbildung von integrierten Schaltkreisversionen von Schaltungen mit der Kapazität C,._f. Weiterhin wird im Fall von Fig. 5 eine symmetrische Signalspannung über die Kapazität C,._f angelegt, so daß deren Nichtlinearität nicht berücksichtigt zu werden braucht.

Im folgenden ist anhand der Wellenform gemäß Fig. 7 die Arbeitsweise des monostabilen Multivibrators 32 erläutert. Zunächst sei in Verbindung mit dem monostabilen Multivibrator 3 2 gemäß Fig. 1 folgendes angenommen:

1. Die negative Stromquelle -V-,., wird als Bezugspotential

JiJi

gewählt.

2. Ein durch die Vorspannungsquelle 30 geliefertes Potential entspricht E₁.

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3. Ein seriell addiertes Potential der Vorspannungsquellen 30 und 28 entspricht E₃, doch ist dieses Potential ausreichend (um mehrere Volt) kleiner als das Potential der positiven Stromquelle +V^-.

4. Die Basis-Emitter-Schwellenwertspannung der Transistoren Q₂₂ bis Q₂₆ entspricht V_BE·

5. Die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung ^V _CE/_SAT\ ^zum Durchschaltzeitpunkt der Transistoren Q„~ bis Q₃,- beträgt Null.

6. R₃₄<< Rt. Außerdem ist eine Impedanz Zi, von der Basis des Transistors Q₂₆ abgeleitet, gleich Zi » Rt.

7. Das Basispotential des Transistors Q₂₆ entspricht E(t).

Gemäß Fig. 7 sind vor einem Zeitpunkt t.. der Transistor Q₂. durchgeschaltet und die Transistoren Q₃₃ und Q₃₆ gesperrt. In diesem Fall entspricht das Emitterpotential E₃ des Transistors Q₂- E₂ - V_RE· Zum Zeitpunkt t. wird der Triggerimpuls e... an die Basis des Transistors Q₂₂ angelegt. Das Spitzenpotential des Impulses e.. . muß dabei höher sein als das Potential E~. Der mit dem Impuls e... beschickte Transistor Q₃₃ schaltet durch. Es sei angenommen, daß die Pegel bzw. Größen der Ströme von den Stromquellen 24 und 26 jeweils I₃₄ bzw. I₂₆ betragen. Hieraus ergibt sich eine Beziehung I₃₄ = I₃₆-(Im Fall von I₂₄ φ I₂₆ kann jedoch der monostabile Multivibrator 32 arbeiten.) Wenn daher der Transistor Q₃₃ durchgeschaltet ist, beendet die Stromquelle 24 die Absorption bzw. Aufnahme des Emitterstroms vom Transistor Q94· Dies bedeutet, daß der Transistor Q₂₄ sperrt, wenn er mit dem Impuls e₁₄ beschickt wird.

Da vorausgesetzt wurde, daß R₃₄ « Rt « Zi (Eingangsimpedanz von Q₃₆)f steigt das Kollektorpotential E₄ des Transistors Q₂₄ auf das Potential an der positiven Stromquelle ⁺V"_CC an, wenn

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der Transistor Q₀₄ sperrt. In der Anfangsstufe des Anstiegs des Potentials E₄ wird der Kondensator Ct nicht aufgeladen. Zum Zeitpunkt t.. erhöht sich daher das Potential E(t) auf das Potential ⁺V_CC. Wenn das Potential E(t) auf das Potential +Vpp ansteigt, wird das Emitterpotential des Transistors Q₂₆ oder das Potential E₀ gleich V_rr - V. Im Fall von E(t) > E₂ ist die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₂₄ nicht in Durchlaßrichtung vorgespannt. In diesem Zustand bleibt daher der Transistor Q₀₄ im Sperrzustand. Dies bedeutet, daß der Transistor Q₂₄ in diesem Zustand auch dann sperrt, wenn der Impuls e₁₄ verschwunden ist und der Transistor Q₂₂ gesperrt hat. In der Zwischenzeit schaltet der Transistor Q₂g durch.

Nach dem Zeitpunkt t₁ wird der Kondensator Ct mit einem Potentialunterschied Ex = E. - E₁ ~ V - E₁ aufgeladen.

H I OO I

Daraufhin ist das Potential E(t) einer Änderung wie folgt unterworfen:

E(t) = (V_„ - E₁) e x p(- ) (D

Im folgenden sei anhand von Fig. 7 das Potential E(t„) zu einem Zeitpunkt t„ betrachtet, wenn die Zeit t.. = 0 beträgt, Im Fall von E(t₂) = E₂ schaltet der Transistor Q₂₄ zum Zeitpunkt t„ durch. Bei durchgeschaltetem Transistor Q₇₄ fällt das Potential E₄ vor dem Zeitpunkt t.. auf ein Potential gleich E₀ - V_n- bzw. denselben Pegel ab. Dieser Abfall des Potentials E₄ wird über den Kondensator Ct zur Basis des Transistors Q₂₆ übertragen. Dies bedeutet, daß das Potential E(t) zum Zeitpunkt t₂ auf die Potentialgröße E₂ - V zurückkehrt. Wenn anschließend zum Zeitpunkt t_o der Triggerimpuls e. ₄ zugeführt wird, ändert sich das Potential E(t) auf dieselbe Weise wie in der Zeitspanne von t.. bis t₂.

Die Zeitspanne t₂ - t.. gemäß Fig. 7 gibt die Operations- bzw. Betriebszeit des monostabilen Multivibrators 32 an. Diese

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Betriebszeit kann mittels der Zeitkonstante Ct · Rt frei eingestellt werden. Weiterhin bedeutet die Zeitspanne t_ bis t₁ die Periode des Triggerimpulses ^₁₄, welche der Frequenz des FM-Eingangssignals e..~ entspricht. Ein Signal mit einer der Phase des Potentials E(t) entgegengesetzten Phase wird als Signal e.. _g vom Kollektor des Transistors Q₂₆ abgenommen. Das Verhältnis der Zeitspanne t.. - t~ zur Zeitspanne t2 - t.,, d.h. das Tastverhältnis, ändert sich in Abhängigkeit von der Periode des Triggerimpulses e.14. Das Signal e-g wird somit zu einer Impulsreihe, deren Tastverhältnis sich mit der Frequenz des FM-Eingangssignals e₁₀ ändert (vgl. Signalwellenform e..,- gemäß Fig. 2).

Eine einmalige Betätigung des monostabilen Multivibrators 32 erfolgt während einer (einzigen) Zeitspanne, weil der Triggerimpuls e... angelegt wird (t = t..) , bis eine Beziehung E(t) = E₂ erreicht ist (t = t₂). Aus Gleichung (1) geht somit hervor, daß der Betrieb des monostabilen Multivibrators 32 bestimmt ist, wenn die Potentiale E₁, E₃ und V _c sowie die Zeitkonstante Ct-Rt festgelegt sind. Dies bedeutet, daß die Arbeitsweise des Multivibrators 32 außerordentlich stabil ist, wenn die von den Spannungsquellen 28 und 30 gelieferten Spannungen sowie der Potentialunterschied zwischen positiver und negativer Stromquelle +V__ bzw. -V konstant sind und

CC ΕιΓι

die Werte des Kondensators Ct sowie des Widerstands Rt ebenfalls festgelegt sind. Thermische Änderungen der Basis-Emitter-Spannung ν_πτ, der den Multivibrator 32 bildenden Transisto-

atli

ren Q„„ bis Q₀, beeinflussen in keiner Weise die Betriebszeit

ZZ Zb

des monostabilen Multivibrators 32. Dies stellt einen besonders wesentlichen Vorteil der Erfindung dar. Die Begrenzerschaltung 14 und die Differenzierschaltung 22 bestehen aus Differenzialschaltungen, die für Temperaturänderungen stabilisiert sind. Infolgedessen kann die FM-Demodulatorschaltung nach Fig. 1 insgesamt so ausgelegt werden, daß sie eine außerordentlich hohe Temperaturstabilität besitzt.

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Beim monostabilen Multivibrator 32 ist die Stromquelle 26 in den Ausgangslastkreis des Transistors Q₂g einbezogen. Die Verwendung der Stromquelle 26 bietet die folgenden Vorteile: Zunächst kann die obere Amplitudengrenze des vom monostabilen Multivibrator 32 gelieferten Ausgangssignals e.g bis dicht auf das Potential der positiven Stromquelle ⁺V_,_ angehoben werden. Die untere Amplitudengrenze des Signals e^₆ bestimmt sich durch das Basispotential E„ des Transistors Q₉₄- Der Pegel des Potentials E_? kann so eingestellt werden, daß der Pegel E₀ - ν_πι_, die Stromquelle 24 wirksam werden läßt. Wenn die Stromquelle 24 ar ' einem Bipolartransistor besteht, kann ein Pegel des Potentials E₂ von etwa 3 bis 4 V groß genug sein. Wie Versuche gezeigt haben, kann im Fall einer positiven Stromquelle +V_n.-, von 16 V in einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 (noch zu beschreiben) ein Pegel von 300 mV (Mittelwert) oder mehr für das Ausgangssignal e_1fi erzielt werden.

Zum zweiten kann die Ausgangsimpedanz des monostabilen Multivibrators 32, von der Klemme F betrachtet, sehr hoch gewählt werden. Sodann kann der Kondensator C. , für die Bestimmung der Zeitkonstante R„,-C. . der Integrierschaltung 34 kleiner

δό int

ausgelegt werden. Die genannte Zeitkonstante wird üblicherweise mit 1 us oder ähnlich gewählt. Der Kondensator C. , läßt sich somit in integrierter Schaltkreisform ausbilden. Wenn jedoch der Widerstand R__. einen hohen Widerstandwert besitzt, muß hinter der Klemme G eine Impedanzwandlerschaltung (Pufferschaltung) vorgesehen werden, um Einflüsse der Eingangsimpedanz irgendeiner anderen, an die Klemme G angeschlossenen Schaltung zu vermeiden.

Fig. 8 ist ein im Vergleich zum Schaltbild von Fig. 1 detaillierteres Schaltbild. Dabei ist eine FM-Signalquelle 10 über einen Gleichstrom-Sperrkond^nsator C₁₀ an eine erste Eingangsklemme A der Demodulatorschaltung angeschlossen, während eine zweite Eingangsklemme B über einen Kondensator C.« an Masse liegt. Durch wechselstrommäßige Erdung der Klemme B am

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Kondensator C₁₂ arbeitet die Demodulatorschaltung als Schaltkreis zur Handhabung von unabgeglichenen oder unausgeglichenen Eingangssignal len. Die Klemmen A und B sind jeweils mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Q₁₀ bzw. Q₁₂ verbunden. Die Basiselektroden dieser Transistoren sind über Widerstände R₁₁ bzw. R₁-, an die Anode einer Vorspannungsdiode D₁₀ angeschlossen. Die Kathode der Diode D₁₀ ist mit der Anode einer Vorspannungsdiode D₁₂ verbunden, deren Kathode wiederum mit einem Massekreis verbunden ist. Die Anode der Diode D₁₀ ist über einen Widerstand R₁,- mit dem Emitter eines npn-Transistors Q_ig verbunden. Die Emitter der Transistoren Q₁₀ und Q₁₂ sind über einen Widerstand R₁₄ an den Massekreis angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q₁₀ und Q₁₂ sind über Widerstände R₁₀ bzw. R₁₂ mit dem Emitter des Transistors Q_1n verbunden, dessen Kollektor an eine positive Stromversorgung (+V) angeschaltet ist.

Der Kollektor des Transistors Q₁₀ ist mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Q₁₁ und Q_1fi verbunden, während der Kollektor des Transistors Q₁₂ mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Q₁₃ und Q₁₄ verbunden ist. Die Kollektoren der Transistoren Q₁₁ und Q₁₃ sind mit dem Emitter des Transistors Q₁O zusammengeschaltet. Die Emitter der Transistoren Q₁₁ und Q₁₃ sind an die Anoden von Pegelschiebedioden D₃₀ bzw. D₁Q angeschlossen, deren Kathoden über Widerstände R₁^ bzw. R₁₇ mit dem Massekreis verbunden sind. Die Kathoden der Dioden D₁₀ und D~_n liegen außerdem über Widerstände R₁₀ bzw. R_0n

I ο Δ U Io ^ U

an den Basiselektroden von npn-Transistoren Q₁₈ bzw. Qjn' deren Emitter mit dem Kollektor eines npn-Transistors Q₁₇ verbunden sind. Basis und Emitter des Transistors Q₁₇ sind mit der Anode der Diode D₁₂ bzw. mit dem Massekreis verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₂₀ ist an die Emitter der Transistoren Q₁₄ und Q₁₆ angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q₁₄ ist mit dem Emitter eines npn-Transistors Q₁ r- verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q_{1 c} und Q₁₀

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liegen über einen Widerstand R₁₆ an Emitter des Transistors Q₁₅, dessen Kollektor mit der positiven Stromversorgung in Verbindung -teht. Die Basiselektroden der Transistoren Q₁Q und Q₂₀ sind über einen Differenzierkondensator C,._f zusammengeschaltet .

Der Kollektor des Transistors Q_1c ist mit der Basiselektrode eines npn-Transistors Q₂₂ verbunden, dessen Emitter, ebenso wie die Emitter der npn-Transistoren Q~. und Q₇,, an den Kollektor eines npn-Transistors Q₇₇ angeschlossen ist. Die Kollektoren der Transistoren Q₀₀ und Q₀,. sind mit dem KoI-

zz Zb

lektor eines pnp-Transistors Q₂₁ verbunden, dessen Emitter an die positive Stromversorgung angeschlossen ist. Zwischen Kollektor und Emitter des Transistors Q₂₁ ist ein Widerstand R₂g eingeschaltet. Der Kollektor des Transistors Q₂. liegt über einen Widerstand R„, an der positiven Stromversorgung. Die Basiselektrode des Transistors ist mit dem Emitter eines npn-Transistors Q₂₃ verbunden, dessen Kollektor an die positive Stromversorgung angeschlossen ist.

Die Basiselektrode des Transistors Q₂₃ ist mit der Anode eines Vorspannungsdiodenblocks D₃₀ verbunden, dessen Kathode mit der Anode eines Vorspannungsdiodenblocks D-.„ verbunden ist. Die Kathode des Diodenblocks D₃₂ ist an den Massekreis angeschlossen. Die Anode des Diodenblocks D₃₀ ist mit der Kathode eines Vorspannungsdiodenblocks D,. verbunden, dessen Anode über einen Widerstand R₂-, an der positiven Stromversorgung liegt. Die Anode des Diodenblocks D₃₄ ist mit der Basiselektrode des Transistors Q₁₅ verbunden, während die Anode des Diodenblocks D,„ an die Basiselektroden der Transistoren Q~₄ und Q₁O angeschlossen ist. Im folgenden sei angenommen, daß die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q₁₅ und Q_{1 g}

V beträgt, während die Anodenspannung des Diodenblocks D_0n BE ^JU

V₂ und die Anodenspannung des Diodenblocks D₃. V₃ entsprechen.

In diesem Fall ist die Emitterspannung des Transistors Q_1g

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bzw. die positive Speisespannung ⁺ν_ΓΓΐ der Begrenzerschaltung 14 gleich V- - V_o„. Ebenso ist die Emitterspannung des Transistors Q₁₅ bzw. die positive Speisespannung +V' „ der Differenzierschaltung 22 gleich V₀ - ν_πτ:,. Die Transistoren Q_{1 c} und Q₁O sowie die Diodenblöcke D_„ bis D_. bilden einen stabilisierten Strom(versorgungs)kreis (power circuit) einfacher Konstruktion. Weiterhin ist die Anode des Diodenblocks D,-mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Q₂₈ und Q₂₉ sowie mit der Basiselektrode des Transistors Q₂₇ verbunden.

Die Emitter von Transistoren Q07' Q?8 ^unc^ ^29 ^s^^nc^ über Widerstände Rn₇ γ R_no bzw. Rpq an den Massekreis angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q₂₈ ist mit der Kathode einer Vorspannungsdiode Dt₁- und der Basiselektrode des Transistors Q₂₁ verbunden. Die Anode der Diode D₃₅ ist mit dem positiven Stromversorgungskreis verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₂g ist über einen Widerstand R-,- an den positiven Stromversorgungskreis angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q₂^ ist mit der Basiselektrode'eines npn-Transistors Q₂₅ verbunden, dessen Kollektor an dem positiven Stromversorgungskreis angeschlossen ist, während sein Emitter mit einer Klemme J verbunden ist, die über einen Widerstand R₃₁ an Masse liegt. Die Basiselektrode des Transistors Q₀,- ist mit einer Klemme K verbunden. Die Klemmen J und K sind über einen Kondensator Ct zusammengeschaltet, wobei die Klemme K über einen Widerstand Rt an Masse liegt.

Der Kollektor des Transistors Q₂g ist mit der Basiselektrode eines npn-Transistors Q->n und einer Klemme L verbunden. Der Kollektor des Transistors Q_2g ist an die Basiselektrode eines npn-Transistors Q₂₁ angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q₃Q und Q₃₁ sind mit der positiven Stromversorgung verbunden, während ihre Emitter über Widerstände R_3n bzw. R₃₁ an den Massekreis angeschlossen sind. Weiterhin sind die Emitter der Transistoren Q₃₀ und Q₃₁ mit Klemmen G bzw. H verbunden. Die Klemme G ist über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R₃₂ und einem Kondensator C₁, sowie über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R₃₃ und einem Abstimm-Meßgerät 46 mit der

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Klemme H verbunden. Das Abstimm-Meßgerät 46 ist mit einem Kondensator C_1fi parallelgeschaltet. Die Klemme L ist über einen integrierenden Kondensator C. .an Masse gelegt. Der positive Stromversorgungskreis ist über eine Klemme M mit der positiven Stromversorgung ⁺V_pr verbunden, während der Massekreis über eine Klemme N an Masse liegt.

Ein demoduliertes AF-Signal e₁₈ wird über die Klemme G abgenommen. Ein AFC-Steuersignal e₂₀ (für automatische Frequenzregelung) wird vom Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R₃₂ ^und dem Kondensator C-- abgenommen. Das Signal e₂₀ ist eine Gleichspannungskomponente des Signals e_1R, die entsprechend der Frequenz des FM-Eingangssignals e_lf) variiert.

Die Übereinstimmung zwischen Fig. 8 und Fig. 1 dürfte anhand der jeweils gleichen Bezugszeichen ersichtlich sein. Im folgenden ist diese Übereinstimmung jedoch noch weiter erläutert. Die Stromquelle 12 gemäß Fig. 1 ist in Fig. 8 durch einen einfachen Widerstand R₁₄ ersetzt, der in der Praxis völlig ausreicht. Durch diesen Ersatz der Stromquelle 12 durch den Widerstand R₁₄ ergeben sich die folgenden Vorteile: Ein durch Diffusion in einem integrierten Schaltkreis geformtes Widerstandselement ist bezüglich seines vorbestimmten Werts (Konstruktionswert) für Fehler bzw. Abweichungen anfällig. Diese Fehler liegen üblicherweise in einer Größenordnung von etwa + 20 %. Die Absolutgröße eines relativen Fehlers im selben integrierten Schaltkreis kann jedoch auf einige Prozente beschränkt werden. Infolgedessen kann der relative Fehler beim Widerstand R-, 4/ verglichen mit den Widerständen R₁₀ und R₁₂/ auf eine ausreichend kleine Größe reduziert werden. Infolgedessen können Abweichungen der Kollektorspannung der Transistoren Q_1n und Q₁₂ vom konstruktiv vorgesehenen Wert auf eine Mindestgröße begrenzt werden. Hierdurch werden Abweichungen in den Arbeitspunkten der Differenzierschaltung 22 vermindert, die unmittelbar mit der Kollektorstrecke der Transistoren Q₁₀ und Q₁₂ verbunden ist.

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Die Pegelschiebe-Spannungsquelle 18 entspricht dem Transistor Q₁₀ und der Diode D₁₀. Die Summe aus der Basis-Emitter-U Io

Spannung V des Transistors Q₁₀ und einem DurchlaßspannungsxJJi I j

abfall V„ der Diode D₁₀, d.h. ν_π+ν_, bestimmt die Pegelr ι ο BJi r

Schiebespannung. Auf ähnliche Weise entspricht die Pegelschiebespannungsquelle 20 dem Transistor Q₁₁ und der Diode D„q . Die Transistoren Q₁₁ und Q₁₃ wirken auch als Impedanzpufferkreis für die Basisstrecke der Transistoren Q₁₀ und

I ο

Die Stromquelle 16 entspricht dem Transistor Q₁₇. Die Stromquelle 16 kann durch einen einfachen Widerstand ersetzt werden, doch ist dies nicht vorteilhaft. Da die Differenzierschaltung 22 digital arbeitet, bietet sie nicht den in Verbindung mit dem Widerstand R₁. der Begrenzerschaltung 14 erwähnten Vorteil. Vielmehr ist sie in auffälliger Weise mit dem Mangel behaftet, daß sie das CMRR- bzw. Gleichtaktunterdrückungsverhältnis einer aus den Transistoren Q₁₀ und Q~_n

Io /U

bestehenden Differentialschaltung verschlechtert.

Die Vorspannungsquelle 28 des monostabilen Multivibrators 3 2 entspricht der Basis-Emitter-Spannung V des Transistors Q₀₀. Eine Reihenschaltung aus den Vorspannungsquellen 28 und 30 entspricht einer Reihenschaltung aus den Diodenblöcken D_o„ und D35· I^m vorliegenden Fall sei angenommen, daß der Vorwärtsbzw. Durchlaßspannungsbfall pro Diodenelement gleich V ist. In den Diodenblöcken D₃₀ und D₃₂ sind dabei jeweils vier bzw. zwei Diodenelemente vorgesehen. Wenn der Transistor Q„_o durchgeschaltet ist, entspricht das Basispotential des Transistors Q„_c dabei 6V-V_n^. Dieses Potential entspricht dem von der Spannungsquelle 30 gelieferten Potential E₁. Das Potential E„ des monostabilen Multivibrators 32 entspricht 6V.

Die Stromquellen 24 und 26 entsprechen den Transistoren Q₀₁

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und Q07· ^Ei-ⁿ Speisestrom I₃₄ von der Stromquelle 24 kann entsprechend dem Widerstandswert des Widerstands R₃₇ auf einen beliebigen Pegel eingestellt werden, während der Speisestrom I„_fi der Stromquelle 26 entsprechend dem Widerstandswert des Widerstands R-_R geändert werden kann.

Im Zusammenhang mit dem monostabilen Multivibrator 3 2 wurde folgendes angenommen: R„,ä Rt. Diese Voraussetzung kann dadurch realisiert werden, daß ein Emitterfolger aus dem Transistor Q₂₅ zwischen den Kollektor des Transistors Q₂₄ und den Kondensator Ct eingeschaltet wird.

Es ist darauf hinzuweisen, daß sich Fig. 8 von Fig. 1 bezüglich der Verbindung oder Schaltung des Widerstands Rt unterscheidet. Der monostabile Multivibrator 32 gemäß Fig. 1 ist absichtlich mit vereinfachter Konstruktion ausgeführt, um seine grundsätzliche Arbeitsweise besser zu verdeutlichen. Gemäß Fig. 8 ist das eine Ende des Widerstands Rt an Masse gelegt. Bezüglich der grundsätzlichen Arbeitsweise als monostabiler Multivibrator gelten für die Fälle von Fig. 1 und 8 jeweils dieselben Bedingungen. Der die Betriebszeit im Fall von Fig. 8 bestimmende Parameter weicht jedoch von demjenigen gemäß Gleichung (1) ab. Nachstehend folgt daher eine analytische Erläuterung des monostabilen Multivibrators gemäß Fig.8.

Bevor der Triggerimpuls e..- an den Schalttransistor Q₃₂ angelegt wird, sind die Transistoren Q₂₆ und Q₂₄ gesperrt, bzw. durchgeschaltet. Da der Transistor Q₂₇ ständig vom konstanten Strom I₃₄ durchflossen ist, entsteht am Widerstand R₃₄ ein als R₂₄ * I₂- ausgedrückter Spannungsabfall. An diesem Punkt muß das Kollektorpotential des Transistors Q₂₄ höher sein als sein Emitterpotential. Dies bedeutet, daß der im Durchschaltzustand befindliche Transistor Q₂₄ ungesättigt ist. Wenn der Transistor Q₃. zum Sperren mit dem Triggerimpuls e*. beschickt wird, verringert sich der durch den Widerstand R₃₄ hervorge-

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rufene Spannungsabfall R~. · I~. auf Null. Dies bedeutet, daß sich im Augenblick der Anlegung des Impulses e.. . die Potentiale an den Klemmen J und K um R„. · I₃₄ erhöhen. Sodann schaltet der Transistor Q_?fi durch, während der Transistor Q„4 im Sperrzustand verbleibt- Zu diesem Zeitpunkt ist die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₂₃ in Gegenbzw. Sperrichtung vorgespannt, so daß diese Strecke nicht leitet. Daraufhin entspricht ein Dauerzustandspotentialunterschied an einem CR-Entladekreis aus dem Kondensator Ct und dem Widerstand Rt dem Basispotential des Transistors Q-,- unmittelbar vor der Anlegung des Impulses e... zuzüglich des Spannungsabfalls R„, ■ I„..

Wie erwähnt, beträgt das Basispotential des Transistors Q₂₆ 6V„ - V_RF. In diesem Fall ist das Basispotential des Transistors Qr>_c gleich 5V^„. Infolgedessen entspricht ein Potentialunterschied EY am Entladekreis aus dem Kondensator Ct und dem Widerstand Rt folgender Gleichung:

EY = R₂4*^I24 ^{+ 5V}BE ^(vg1· ^Fig· ^{7) (2)}

Wenn hierbei die Basis-Emitterspannung V₇₁₁-, des Transistors

B ti

Q₂₇ für jedes Element des Diodenblocks D₃₂ ebenfalls gleich V„ ist, entspricht der Kollektorstrom I„. des Transistors Q₂₇ folgender Gleichung:

^J24 ^{= (2V}F - ^VBE> / ^R27 ^{= V}BE^/R27 ' ⁽³⁾

Aus Gleichungen (2) und (3) ergibt sich folgendes:

EY - (R₂₄/R₂₇ + 5)V_BE (4)

Durch Einsetzen von Gleichung (4) in Gleichung (1) erhält man folgendes:

E(t) = (R₂₄/R₂₇ + 5)V_BE.e χ p(- gJL·-) (5)

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Andererseits bestimmt sich das Basispotential E~ des Transistors Q₂ λ wie folgt:

E₂ = 6V_F = 6V_BE (6)

Wie in Verbindung mit dem monostabilen Multivibrator 3 2 gemäß Fig. 1 beschrieben, bestimmt sich der Endzeitpunkt der Arbeitsweise des monostabilen Multivibrators gemäß Fig. 8 ebenfalls durch E(t) = E~. Aus diesem Grund kann die Betriebszeit des monostabilen Multivibrators auf der Grundlage von Gleichungen (5) und (6) mit gleichem Vorzeichen abgeleitet werden, d.h.

^6VBE ^{= (R}24^/R27 ^{+ 5)V}BE-^{e X} P⁽" U

Wenn der Ausdruck V aus dieser Gleichung entfernt wird,

α ti

erhält man eine Zeit t wie folgt:

^R24^/R2 7 ^{+ 5}
t = Ct-RtJIn ( -^- ^- ) (7)

Gleichung (7) zeigt, daß die Betriebszeit des monostabilen Multivibrators gemäß Fig. 8 durch eine Zeitkonstante CtRt und ein Widerstandsverhältnis R_₄/R„₇ bestimmt wird. Wie in Verbindung mit dem Widerstand R beschrieben, kann das Wi-

14
derstandsverhaltnis R₃₄/R₂₇ bei der Ausbildung der Vorrichtung als integrierte Schaltkreisversion genau bestimmt werden. Wenn die Schaltung als integrierter Schaltkreis ausgelegt wird, können die Temperaturkoeffizienten der Widerstände R_?4 und R_?7 praktisch gleich groß eingestellt werden, während ihr thermisches Kopplungsvermögen höchst zufriedenstellend ist. Die Änderung oder Abweichung der Betriebszeit des monostabilen Multivibrators kann daher weitgehend verringert werden, indem lediglich die Änderung der Zeitkonstante CtRt begrenzt wird. Wenn außerdem die durch Temperatur induzierte Änderung der Zeitkonstante CtRt untersucht wird, kann die temperaturabhängige

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Änderung der Betriebszeit oder der Ausgangsimpulsbreite des monostabilen Multivibrators auf ein Mindestmaß verringert werden.

Es gibt zwei Möglichkeiten zur Begrenzung von temperaturabhängigen Änderungen der Zeitkonstante CtRt. Die eine Möglichkeit besteht in der Verwendung eines Kondensators Ct in Form eines Elements, das einen Temperaturkoeffizienten mit einem Vorzeichen besitzt, welches demjenigen des Temperaturkoeffizienten des Widerstands Rt entgegengesetzt ist. Wenn sich der Widerstandswert des Widerstands Rt bei einem Temperaturanstieg von 10⁰C um beispielsweise 1 % erhöht, kann die temperaturabhängige Änderung der Zeitkonstante CtRt durch Verwendung eines Kondensators Ct aufgehoben werden, dessen Kapazität bei einer Temperaturerhöhung von 10⁰C um 1 % abnimmt. Die zweite Möglichkeit besteht darin, für den Widerstand Rt und den Kondensator Ct Elemente mit kleinen Temperaturkoeffizienten zu benutzen. Beispielsweise kann die temperaturabhängige Änderung der Zeitkonstante CtRt auf einen außerordentlich geringen Wert herabgesetzt werden, wenn für den Widerstand Rt und den Kondensator Ct ein Metallfolienwiderstand bzw. ein Glimmerkondensator eingesetzt wird.

Ein demoduliertes Ausgangssignal e., der Schaltung gemäß Fig. 8 entspricht einer Größe, die durch Mittelwertbildung des Spannungsabfalls am Widerstand R₃₆ anhand der Zeit erhalten wird. Dies bedeutet, daß das modulierte Ausgangssignal e.g dem Produkt aus der Betriebszeit t des monostabilen Multivibrators und der Ausgangsamplitude E^₆ dieses Multivibrators proportional ist. Dabei ergibt sich folgende Gleichung:

e₁₆ = K.t.E₁₆ (8)

In dieser Gleichung bedeutet K eine Proportionalitätskonstante. Eine bei sperrendem Transistors Q₂₆ an dessen Kollektorstrecke auftretende Stromänderung entspricht dem Kollektorstrom

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des Transistors Q₂₇- Infolgedessen wird die Ausgangsamplitude E_{1 c} zu

I D

^E16 ^{= R}26'^I24

Bei Einsatz von Gleichung (3) in Gleichung (9) ergibt sich folgendes:

^E16 ^{= (R}26^/R27^)VBE ⁽¹⁰⁾

Anhand von Gleichungen8) und (10) erhält man folgende Gleichung :

^e16 * ^(R26^/R27^)k·^^ ⁽¹¹⁾

Wie erwähnt, können somit bei der Auslegung der Schaltung als integrierter Schaltkreis die durch Temperatur induzierten bzw. temperaturabhängigen Änderungen des Widerstandsverhältnisses R_OlC/R__ und der Betriebszeit t des monostabilen ■.ultivibrators weitgehend unterdrückt werden. Die Größe ν_ΏΤ:, besitzt jedoch einen Temperaturkoeffizienten von etwa -2 mV/°C. Infolgedessen sollte das demodulierte Ausgangssignal e_1fi einen Temperaturkoeffizienten in der Größenordnung von -3.000 ppm/°C besitzen.

Eine thermische Drift des demodulierten Ausgangssignals e^_fi resultiert in einer Verschiebung des Abstimmpunkts am Abstimm-Meßgerät. Wenn außerdem die Gleichspannungskomponente des demodulierten Ausgangssignals e₁₍- für das AFC-Signal e~„ benutzt wird, geht die thermische Drift soweit, daß die Abstimmfrequenz eines Tuners verändert wird. Die Schaltung gemäß Fig. 8 enthält eine Anordnung zum Kompensieren der thermischen Drift. Das demodulierte Ausgangssignal e.g wird über den Transistor Q₃₀ zur Klemme G geleitet. Andererseits ist die Klemme H über den Transistor Q-* mit dem Kollektor des Transistors Q₂Q verbunden. Ein Kollektorpotential E_2Q des Transistors Q_?Q bestimmt sich durch das Produkt aus dem Widerstandswert des Widerstands R₂^ und des Kollektorstroms I₂Q des Transistors Q₂g. Der Kollektorstrom I₃₉ kann auf dieselbe Weise wie in

PO9831/077S

Gleichung (3) abgeleitet werden. Dementsprechend ergibt sich folgendes:

^und

= ^VBE^/R29

Aus Gleichungen (12) und (13) ergibt sich folgendes:

Bei Einsatz von Gleichung (7) in Gleichung (11) und anschliessende Subtraktion von Gleichung (14) von der so erhaltenen Gleichung ergibt sich folgendes:

^e16 - ^E

16 ^E29 ⁼ (K₂₆/R₂₇)kCtRt*n(-^—f

> ^VBE -Jr^ kCtRt£n(-M-^ )-^ j V^ (15)

Wenn gemäß Gleichung (15) die Bedingung

^Ro£ R,./R„ + 5 R₉c 26 725

= kCtRtAn( , ₌

R₂₇ 6 R₂₉

erfüllt ist, wird der Potentialunterschied e.,,- - E₂₉ zu Null Wenn unter teilweiser Differenzierung von Gleichung (16) mit einer Temperatur T die Bedingung

ff 2!§Z

It (iff

erfüllt ist, wird auch die temperaturabhängige Änderung des Potentialunterschieds e_1fi - E₃₉ zu Null.

Wenn die jeweiligen Temperaturkoeffizienten von R~_fi/R„₇, CtRt, ^R ₂4/^R ₂7 und R^oc/R™ in Gleichung (17) sämtlich Null

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betragen, ist Gleichung (17) erfüllt. Wenn für die Elemente Ct und Rt ein Glimmerkondensator bzw. ein Metallfolienwiderstand verwendet und Widerstände mit gleichen Temperaturkoeffizienten als Elemente R₂. bis R₃₇ und R₂ „ benutzt werden, läßt sich die Bedingung nach Gleichung (17) praktisch realisieren. Genauer gesagt: Durch Auslegung und Justierung der Schaltung gemäß Fig. 8 in der Weise, daß Gleichungen (16) und (17) erfüllt sind, kann der Potentialunterschied zwischen den Klemmen G und H zu Null reduziert werden, während auch die thermische Drift bzw. Abweichung des AFC-Signals e_2Q,. das zwischen den Klemmen G und H abgenommen wird, praktisch zu Null reduziert werden kann. Die Unterdrückungswirkung bezüglich der thermischen Drift ist besonders dann zufriedenstellend, wenn die in Fig. 8 durch die gestrichelte Linie umschlossene Schaltung auf einem einzigen Chip als integrierter Schaltkreis ausgebildet wird.

Fig. 9 ist ein dem Schaltbild von Fig. 8 ähnelndes, jedoch teilweise modifiziertes Schaltbild. Im folgenden ist die Schaltung unter besonderer Hervorhebung dieser modifizierten Teile im einzelnen erläutert. Ein npn-Transistor Q->_fih bildet eine sogenannte invertierte Darlington-Schaltung, durch welche eine Eingangsimpedanz nahe dem Schwellenwert, von der Basis des Transistors Q~_fi abgenommen, um eine große Spanne erhöht wird. Dies bedeutet, daß der Widerstand Rt mit einem großen Wert gewählt werden kann. Wenn dabei die Zeitkonstante CtRt festgelegt ist, kann der Kondensator Ct verkleinert werden. Für den Kondensator Ct wird üblicherweise ein aufwendiger Glimmerkondensator benutzt. Der Preis für den Glimmerkondensator verringert sich jedoch im allgemeinen mit einer Verkleinerung seiner Kapazität. Bei der Umsetzung der Schaltung gemäß Fig. 9 in einen integrierten Schaltkreis ist andererseits die durch die Hinzufügung des Transistors Q-,,-, zum Transistor Q_{n c}

z ο Jd £ oa

eingeführte Kostenerhöhung praktisch vernachlässigbar. Die Fertigungskosten eines integrierten Schaltkreises bestimmen

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sich hauptsächlich durch die Chipgröße, so daß eine mäßige Vergrößerung der Anzahl von Schaltungselementen kaum einen Einfluß auf die Fertigungskosten haben kann.

Gemäß Fig. 9 ist anstelle der Vorspannungsdiode D₃₂ nach Fig. 8 ein npn-Transistor Q₃₂ vorgesehen. Kollektor und Basis des Transistors Q₃₂ sind mit Basis bzw. Emitter des Transistors Q₂₇ verbunden. Der Emitter des Transistors Q₃₂ liegt an Masse. Ein Kollektorstrom I₇₄ des Transistors Q~₇ ist gleich einem Wert, der durch Dividieren einer Basis-Emitter-Spannung V_ßE des Transistors Q₃₂ durch die Größe des Widerstands R₂₇ erhalten wird. Dies bedeutet, daß Gleichung (3) auch für die Schaltungsanordnung nach Fig. 9 gilt. Die Kollektorspannung des Transistors Q₃₂ ist gleich der Summe aus den jeweiligen Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q_?7 und Q-,_o, d.h. sie beträgt 2V_,„.

Das Basispotential E₃ des Transistors Q₂₃ ist gleich der Summe aus 2V₁,^ und einer Pegelschiebespannung bzw. Zener-Spannung Vz, die durch einen npn-Transistor Q₃₄ geliefert wird. Somit ergibt sich:

E₂ = Vz + 2V_BE (18)

Da seine Emitter-Basis-Strecke in Gegen- bzw. Sperrichtung vorgespannt ist, wird der Transistor Q₃₄ in einem Lawinendurchbruchzustand eingesetzt. Dies bedeutet, daß der Transistor Q₃₄ einer Zenerdiode äquivalent ist. Wenn die Zenerspannung Vz etwa 5 V oder mehr beträgt, ist ihr Temperaturkoeffizient

3Vz/9T positiv. Andererseits ist der Temperaturkoeffizient 9(2V )/3T der Basisemitterspannung 2V_Rp negativ. Infolgedessen kann die temperaturabhängige Änderung des Potentials E₃ praktisch zu Null reduziert werden, indem die Ladungsträgerkonzentration des Emitterbereichs des Transistors Q₃, zweckmäßig gewählt wird.

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Der Transistor Q₇₁ ist durch die Emitter-Basis-Strecke eines in Diodenschaltung vorliegenden pnp-Transistors Q₃₅ vorgespannt, welcher der Vorspannungsdiode D₃₅ gemäß Fig. 8 entspricht. Die Transistoren Q^₁ und Q-. ~ bilden einen Stromspiegelkreis. Dabei ist der Kollektorstrom I_?(- des Transistors Q₂-. dem Kollektorstrom I₃₁- des Transistors Q₃₁- gleich. Der Kollektor des Transistors Q₃₅ ist mit den Kollektoren von npn-Transistören Q_?ft und Q_, verbunden. Der Emitter des Transistors Q-q ist über den Widerstand R„o an den Massekreis angeschlossen, während der Emitter des Transistors Q₃₆ unmittelbar mit dem Massekreis verbunden ist. Der Strom I₃₁-wird in die Kollektorströme I₃₈ und I₃₆ der Transistoren Q₂O und Q₃g aufgeteilt:

^Σ26 ^{= 1}S₅ ^{= J}28 ^{+ J}36 ⁽¹⁹⁾

Der Strom I₃₆r der einer schwankenden Gleichspannung (DC NF) entspricht, ist wesentlich kleiner gewählt als der Strom I_g. Aus Gleichung (19) ergibt sich daher:

^Χ26 ^{= J}35 ^28 ^(19A)

Die thermischen Eigenschaften bzw. Kennlinien der Ströme I~_fi und I₃₅ sind daher im wesentlichen dieselben wie beim Strom I_?o· Der Kollektorstrom X^o entspricht einer durch Division von V_D„ durch den Widerstand R_nQ erhaltenen Größe, wobei die bzw. diese Größe von ν_πτ, durch Subtraktion des Basis-Emitter-Potentials V„ des Transistors Q₂g vom Kollektorpotential 2V _E des Transistors Q₃₂ erhalten wird, nämlich

^J28 ^{= V}BE^/R28 ⁽²⁰⁾

Da der Basiskreis bzw. die Basisstrecke des Transistors Qo_fi, wie noch näher erläutert wird, durch eine Konstantstromquelle angesteuert wird, ist der Ausdruck ν_πτ:, praktisch im Kollektorstrom I₃₆ nicht vorhanden. Anhand der Gleichungen (19A) und (20) erhält man somit:

909831/0?7§

T"M.e aus einem Vergleich zwischen Gleichung (21) und Gleichung (3) hervorgeht, enthalten beide Ströme I₃₄ und I«, die Grösse V_D_ als Parameter, so daß die Temperaturkoeffizienten der Ströme I₂₄ und I-g auf praktisch dieselbe Größe eingestellt werden können.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 ist eine Gleichspannung-Gegenkopplungsschleife zur Stabilisierung der Arbeitspunkte der Gleichspannungsschaltkreise und zur Reduzierung von thermischer Abweichung bzw. Drift vorgesehen. Die Emitter der Transistoren Q _Q und Q₃₁ sind dabei über Widerstände R^_g bzw. Rng mit den Basiselektroden von pnp-Transistoren Q₃₉ und Q₄₀ verbunden, deren Basiselektroden an Klemmen O und P angeschlossen sind. Die Klemmen O und P werden durch einen Kondensator C₁₈ abwechselnd kurzgeschlossen. Die Emitter von Transistoren Q₃₉ und Q₄₀ sind über einen Widerstand R₃₇ mit dem positiven Stromversorgungskreis verbunden. Der Widerstand R-^₇ kann durch eine Konstant stromquelle ersetzt werden. Die Kollektoren der Transistoren Q_3g und Q₄₀ sind mit den Kollektoren von npn-Transistoren Q₄₁ bzw. Q₄₃ verbunden, deren Emitter an den Massekreis angeschlossen sind. Der Kollektor des Transistors Q₄₂ ist an die Basiselektroden der Transistoren Q₄₁ und Q₄₂ angeschlossen, während der Kollektor des Transistors Q₄₁ mit der Basiselektrode des Transistors Q_3fi verbunden ist. Die Basis des Transistors Q₃g wird durch die Kollektoren der Transistoren Q₃₉ und Q₄₁ konstantetrommäßig angesteuert. Der Ausdruck I₃,- nach Gleichung (21) hat also keine Gültigkeit für den Ausdruck bzw. die Spannung V_D

des Transistors Q~,c-

3t>

Die Gleichspannungskomponente des an der Basis des Transistors Q₃₀ erscheinenden demodulierten Ausgangssignals e_1g wird über Transistoren Q₃₀/ Q₃₉ bis Q₄₂' ^36' ^35 ^und ^21 ^ne9^ativ zum Kollektorkreis des Transistors Q₂₁ rückgekoppelt. In dieser Gegenkopplungsschleife wird die Wechselspannungskomponente

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des demodulierten Ausgangssignals e.._fi durch den Kondensator C^o unterdrückt. Dies bedeutet, daß die übertragungsfunktion der Gegenkopplungsschleife nur innerhalb eines Frequenzbereichs nahe an Gleichspannung groß genug ist, während sie oberhalb des Audio- bzw. Hörfrequenzbands (ab etwa 20 Hz) sehr klein ist. Wenn diese Gegenkopplung die Wechselspannungskomponente wirksam beeinflußt, wird eine normale Arbeitsweise des monostabilen Multivibrators 32 verhindert.

Als Ver^leichspotential, welches den Arbeitsbezugspunkt der Gegenkopplungsschleife bilden soll, wird das Potential am Emitter des Transistors Q^₁ oder an der Klemme H benutzt. Wenn das Gleichspannungspotential an der Klemme H variiert, kann das Potential am Emitter des Transistors O₃₀ oder an der Klemme G stets auf demselben Pegel wie das Potential an der Klemme H gehalten werden. Der Basiskreis des Transistors Q3.. braucht daher nicht speziell thermisch kompensiert zu sein. Andererseits kann das Potential an der Klemme H gegen den Massekrpis konstant gehalten werden, indem ein Vorspannungskreis vorgesehen wird, so daß das Emitterpotential des Transistors Q-J₁ konstant wird. Zwischen dem Widerstand R^₁- sowie die Basis des Transistors Q₃₁ und den Massekreis eingeschaltete npn-Transistoren Q_0n und Q_or>i, bilden diesen Vorspannungskreis.

zya zyß

Der in Diodenschaltung vorliegende Transistor Q_2g dient zur Temperaturkompensation der Spannung V_n^ des Trnaistors Q₁₁. Die Emitterzonen-Ladungsträgerkonzentration des als Zenerdiode geschalteten Transistors Q_?gb ist so eingestellt, daß sein Temperaturkoeffizient praktisch zu Null reduziert wird.

Fig. 9 verdeutlicht die Möglichkeit der Umwandlung des integrierenden Kondensators C. . in ein integriertes Schaltkreiselement. Die Basis des Transistors Q₃₀ wird durch den Kollektorkreis des Transistors Q₂₁ und Q₂₂ oder Q₂, angesteuert. Der Transistor Q^₀ wird ersichtlicherweise durch den Emitter des Transistors Q_26b angesteuert. In der Praxis ist jedoch der

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Emitter des Transistors Q₀,-, dem Kollektor des als invertierte Darlington-Schaltung vorliegenden Transistors Q„, +■ Q.·,,-,

Zu 3. ZDD

äquivalent. Die Basiskreisimpedanz des Transistors Q,„ ist daher außerordentlich hoch. Infolgedessen kann die Kapazität des integrierenden Kondensators C. , durch Erhöhung der Eingangsimpedanz des Transistors Q^_n selbst beträchtlich verringert werden. Zur Verringerung der Eingangsimpedanz des Transistors Q₃₀ wird auch für den Transistor Q₃₀ eine Art invertierter Darlington-Schaltung vorgesehen. Der Kollektor des Transistors Q₃₀ ist mit den Basis-Elektroden von npn-Transistoren Q₃₇ und Q₃„ verbunden, deren Kollektoren mit Emitter bzw. Kollektor des Transistors Q₃₀ verbunden sind. Die Emitter der Transistoren Q₃₇ und Q₃₈ sind an dem positiven Stromversorgungskreis angeschlossen. Die Transistoren O₃₇ und Q₃ „ bilden eine Stromspiegelschaltung, während die Transistoren Q₃_ und Q₃₇ in invertierter Darlington-Schaltungsform geschaltet sind. Für den Transistor Q₃₀ kann eine gewöhnliche Darlington-Schaltung bzw. ein FET verwendet werden. Bezüglich des Speisespannung-Nutzfaktors gewährleistet jedoch die invertierte Darlington-Schaltung das günstigste Ergebnis.

Der Kondensator C. , ist mit der Basis des Transistors Q_3f. und dem positiven Stromversorgungskreis verbunden. Die eine Seite des Kondensators C. , kann an eine andere Schaltung als den genannten Stromversorgungskreis angeschlossen sein. Beispielsweise kann der Kondensator C. , zwischen Basis und Kollektor des Transistors Q₃₀ geschaltet sein. In diesem Fall kann eine Übergangs- bzw. Sperrschichtkapazität Cob zwischen Kollektor und Basis des Transistors Q_3n anstelle des Kondensators C. , benutzt werden,
int

Gemäß Fig. 9 liegen die Transistoren Q„, und Q~_c, sowie die

/ba zoo

Transistoren Q₃₀ und Q₃₇ in Darlington-Schaltung vor. Dies

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stellt lediglich eine Möglichkeit dar, weil eine solche Darlington-Schaltung normalerweise weggelassen werden kan'i, wenn die Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren Q₂₆ und Q~₂ groß genug sind. Diese Darlington-Schaltung ist jedoch wirksam, wenn die Erfindung auf FM-Verstärkerkreise derart angewandt wird, die eine größere Zeitkonstante benötigen.

Das Schaltbild von Fig. 9A ähnelt dem Schaltbild gemäß Fig. 9, ist jedoch teilweise modifiziert. In Fig. 9A ist die Gleichspannung-Gegenkopplung für die erwähnte Verringerung der thermischen Drift zur Stromquelle 24 oder zum Kollektorkreis des Transistors Q₂₇ zurückgeführt. Im Fall der Gleichspannung-Gegenkopplung gemäß Fig. 9 wird der Transistor Q₂₁ so betätigt, daß sich sein Kollektor strom I_?(- verringert, wenn das Potential der Klemme G im Vergleich zu dem der Klemme H auf einen höheren Wert ansteigt. Im Fall der Gleichspannung-Gegenkopplung gemäß Fig. 9A wird jedoch der Speisestrom I₂₄ der Stromquelle 24 offensichtlich erhöht, wenn das Potential der Klemme G über dasjenige der Klemme H ansteigt. Dies bedeutet, daß der Kollektorstrom I-, des Transistors Q₀,- durch den Potentialanstieg an der Klemme G erhöht wird. Der scheinbare (apparent) Speisestrom I₃₄ der Stromquelle 24 entspricht der Summe aus den jeweiligen Kollektorströmen der Transistoren Q₂₇ und Q₃₆.

Gemäß Fig. 9A entspricht ein Konstantstromkreis aus einem Diodenblock D₃₇Q, einem Widerstand R₃₇₀ und einem pnp-Transistor Q₃₇₀ dem Widerstand R₃₇ gemäß Fig. 9. Ebenso entsprechen Diodenblöcke D₃₀ und D₂₉ den Transistoren Q₃₄ bzw. Q₂g_a ⁺ 029b"

Die Fig. 10 bis 12 veranschaulichen Beispiele von Konstruktionen zur Realisierung des differenzierenden Kondensators C,._f oder des integrierenden Kondensators C. . als integrierte Schalt-

ceisversion. Fig. 10 veranschaulicht eine Anordnung, bei welcher zwei pn-Flächendiodenelemente gegeneinander versetzt parallelgeschaltet sind. Dieser versetzte Parallelkondensator

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leitet jedoch, wenn der Potentialunterschied an ihm groß ist (etwa 0,5 V oder mehr beträgt). Aus diesem Grund ist uei der Konstruktion die Schaltungs-Spannungsverteilung zu berücksichtigen. Die n-Zonen 100 und 108 eines ersten Diodenelements sind mit einer p-Zone 106 eines zweiten Diodenelements verbunden. Die n-Zonen 102 und 110 des zweiten Diodenelements sind an eine p-Zone 104 des ersten Diodenelements angeschlossen. Die n-Zonen 108 und 110 sind mit Klemmen bzw. Anschlüssen a bzw. b verbunden, wobei der Kondensator C,._f oder C. , zwischen den Klemmen a und b gebildet ist. Die erste Aufgabe dieser versetzten bzw. gestaffelten Parallelschaltung besteht darin, die Nichtlinearität der Kapazität zu kompensieren. Dies bedeutet, daß durch diese versetzte bzw. gestaffelte Konstruktion eine Kapazität mit +0,1 V an der Klemme b und eine Kapazität mit -0,1 V an der Klemme b in Koinzidenz miteinander gebracht werden können, wobei die Klemme a als Basis dient. Die zweite Aufgabe besteht in der Erzielung einer großen Kapazität. Bei Verwendung eines pn-Übergangs kann eine höhere Kapazität bei einer niedrigeren anliegenden Spannung erzielt werden. Zur zwangsläufigen bzw. einwandfreien Gewährleistung einer kleinen Kapazität nach der Kompensierung der Nichtlinearität sollte jedoch eine gestaffelte bzw. versetzte Reihenschaltung gemäß Fig. 11 angewandt werden. Dies entspricht dem Fall, in welchem die Eingangskapazxtaten der Transistoren Q₁„ und Q₂₀ gemäß Fig. 8 benutzt werden (wobei sich die beiden Fällen jedoch konstruktionsmäßig voneinander unterscheiden). Die Kapazität der Konstruktion gemäß Fig. 11 beträgt etwa die Hälfte bis ein Viertel der Kapazität bei der Konstruktion nach Fig. 10.

Fig. 12 veranschaulicht ein Beispiel für eine Anordnung, bei welcher die Kapazitäten zwischen Gate- und Source-Elektrode oder Gate- und Drain-Elektrode eines MOS-Transistors gestaffelt bzw. versetzt parallelgeschaltet sind. Genauer gesagt:

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Eine Gate-Elektrode 120 eines ersten Elements und eine Source-Elektrode (oder Drain-Elektrode) 126 eines zweiten Elements sind mit einer Klemme a verbunden. Andererseits sind eine Gate-Elektrode 122 des zweiten Elements und eine Source-Elektrode (oder Drain-Elektrode) 124 des ersten Elements an eine Klemme bzw. einen Anschluß b angeschlossen. Eine Kompensierdiffusionsschicht 128 und eine Trenndiffusionsschicht 130 sind zur Verhinderung von Wechselwirkungen zwischen den beiden Elementen sowie zwischen diesen und anderen Schaltkreiselementen vorgesehen.

Die Demodulatorschaltung gemäß der Erfindung ist nicht auf die Demodulation von FM-Wellen beschränkt, sondern im weiteren Sinne als D/A- bzw. Digital/Analog-v tndlerschaltung verwendbar.

Obgleich bei den Schaltungen gemäß Fig. 1, 8 und 9 bipolare Transistoren als aktive Elemente vorgesehen sind, können diese Elemente durch andere Elemente, etwa Feldeffekttransistoren, ersetzt werden.

Obgleich vorstehend einige spezielle Ausführungsformen der Erfindung dargestellt und beschrieben sind, sind dem Fachmann selbstverständlich verschiedene Änderungen und Abwandlungen möglich, ohne daß vom Rahmen und Grundgedanken der Erfindung abgewichen wird.

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L e e r s e i t e

Claims (12)

Patentansprüche

1./Demodulatorschaltung, insbesondere Pulszähl-FM-Demodulator-"' schaltung, mit einer Begrenzerschaltung (14) zur Lieferung eines ersten Signals (e..-), welches nur der Frequenzkomponente eines Eingangssignals {e*„) entspricht, einer Differenzierschaltung (22) zur Lieferung eines mit dem •rsten Signal (e_1?) synchronisierten Triggerimpulses (e₁₄), einer durch den Triggerimpuls (e.. .) triggerbaren Vibratorschaltung (32) zur Lieferung eines zweiten Signals (G₁ r) t dessen Tastverhältnis entsprechend der Frequenz des Triggerimpulses (e.,) variabel ist, und einer Integrationsschaltung (34) zur Lieferung eines Ausgangssignals (e_1R) mit einem Pegel entsprechend dem Tastverhältnis des zweiten Signals (e.g), dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzierschaltung (22) durch ein UND-Glied (21, 42) und einem Verzögerungskreis (R . ,-, C, .^) gebildet ist, daß das erste Signal (e₁₂) ^an eine erste Eingangsklemme des UND-Glieds (21, 42) und des Verzögerungskreises (R, ._f, C,._f) anlegbar ist, daß eine zweite Eingangsklemme des UND-Glieds (21, 42) mit einem dritten Signal (e_?f)) vom Verzögerungskreis (R_d-_f, ^c _d-f) speisbar ist und daß das UND-Glied (21,

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42) den Triggerimpuls (e₁₄) durch Bestimmung der logischen Summe aus einem ersten logischen Pegel des ersten Signals (e₁₂) und einem zweiten logischen Pegel entsprechend demjenigen des dritten Signals (e-_n) liefert.

2. Schaltungmch Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vibratorschaltung (32) einen Schalttransistor (Q₇₇), dessen Basis mit dem Triggerimpuls (e. ,) gespeist wird, einen ersten Transistor (Q₂₄)' dessen Emitter mit dem Emitter des Schalttransistors (Q₂₂) verbunden ist, während seine Basis mit einem ersten Potential (E„) speisbar und sein Kollektor mit einer ersten Spannungsquelle (+V_cc) über einen ersten Widerstand (R₂₄) verbunden ist, einen zweiten Transistor (Q₂₆)/ dessen Emitter mit dem Emitter des Schalttransistors (Q₂₂) verbunden ist, während seine Basis über einen ersten Kondensator (Ct) an den Kollektor des ersten Transistors (Q₂₄) und über einen zweiten Transistor (Rt) an eine Null-Wechselpotentialschaltung (-V--,^, GND) angeschlossen und seine Basis mit einem zweiten Potential (E₁) speisbar ist, so daß der zweite Transistor (Q₂₆) bei durchgeschaltetem ersten Transistor (Q₂₄) sperrt, wobei der Kollektor dieses Transistors mit dem Kollektor des Schalttransistors (Q₂₂) verbunden ist, und wobei das zweite Signal (e.. _fi) vom Kollektor des zweiten Transistors (Q₂₆) geliefert wird, eine erste Stromquelle (26, Q₂₁) die zwischen die erste Spannungsquelle (+V) und den Kollektor des Transistors (Q₂₆) eingeschaltet ist und einen ersten Strom (I₂₆) liefert, sowie eine zweite Stromquelle (24, Q_?7) umfaßt, die zwischen den Emitter des zweiten Transistors (Q₂₆) und eine zweite Spannungsquelle (-V„„) eingeschaltet ist und einen zweiten

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Strom (I₂₄) liefert.

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3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzögerungskreis (R,,,, C, ..p) einen dritten Widerstand (R,.,..,, R._o), dessen exne Seite mit einer ersten

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Phase (s_1?j) des ersten Signals (e.. „) gespeist wird und dessen andere Seite eine dritte Phase (<2_2f),) des dritten Signals (e~_n) liefert, einen vierten Widerstand (R,.,--, R_?n) , dessen eine Seite mit einer zweiten Phase (e_1;? ) des ersten Signals (e.. „) gespeist wird und dessen andere Seite eine vierte Phase (e_?f) ) des dritten Signals (e~_n) liefert, wobei erste und zweite Phase (e.. „, bzw. e.„ ) sowie dritte und vierte Phase (e^, bzw. e„_n ) jeweils einander entgegengesetzt sind und einen zweiten Kondensator (Cj-xr) aufweist, der zwischen die andere Seite des dritten

Widerstands (R, _1JT1, R. _Q) und das andere Ende des vierten air I Ί ο

Widerstands (R,.^₇, R_9n) eingeschaltet ist, und daß die ÜND-Gliedschaltung (21, 42) ein erstes UND-Glied (4 2^ aufweist, das zwei mit erster und dritter Phase (e.-, bzw. e_2Q,) gespeiste Eigangsklemmen aufweist und das seinerseits einen ersten Triggerimpuls (e. .,) durch Bestimmung der logischen Summe aus einem ersten logischen Pegel der ersten Phase (e₁₇,) und einem zweiten logischen Pegel liefert, welcher durch Invertierung des logischen Pegels der dritten Phase (e_20d) erhalten wird, und weiterhin ein zweites UND-Glied (42„) aufweist, dessen beide Eingangsklemmen mit zweiter und vierter Phase (^₁₂ b?w. e_2f) ) gespeist werden und das einen zweiten Triggerimpuls (e.., ) liefert, indem es die logische Summe aus einem dritten logischen Pegel der zweiten Phase (e,p ) und einem vierten logischen Pegel bestimmt, der durch Invertierung des logischen Pegels der vierten Phase (e~„ ) erhalten wird, wobei der erste oder

20c

der zweite Triggerimpuls (e_14cl bzw. e... ) als Triggerimpuls (e.,4) lieferbar ist.

4. Schaltung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch zwei UND-Gliedschaltungen (42.. und 42₂) , mit einem dritten Transistor (Q₁^), dessen Basis mit der ersten Phase (S₁₂^)

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des ersten Signals (^_{1 2}) speisbar und dessen Kollektor mit einer dritten Spannungsquelle (+V-,-,, +V „) verbunden ist, einem vierten Transistor (Q₁J, dessen Basis mit der zweiten Phase (e._? ) des ersten Signals (^_{1 2}) speisbar ist, dessen Kollektor über einen fünften Widerstand (R_1fi) mit der dritten Spannungsquelle (+V , +V J verbunden ist und dessen Emitter an den Emitter des dritten Transistors (Q-] 4) angeschlossen ist, einem fünften Transistor

(Q₁₀), an dessen Basis die dritte Phase (e_on,) des drit-Ί ö zUd

ten Signals (e_2f)) liegt, während sein Kollektor mit dem Kollektor des vierten Transistors (Q. _r) verbunden ist, einem sechsten Transistor (Q_2n)> dessen Basis mit der vierten Phase (e~_n ) des dritten Signals (e~_n) speisbar ist, während sein Kollektor mit dem Emitter des vierten Transistors

(Q*r) und sein Emitter mit dem Emitter des fünften Transii b

stors (Q₁ ο) verbunden ist, und einer dritten Stromquelle (16, Q₁₇)/ ^rl' ° zwischen den Emitter des sechsten Transistors (Q_0n) und eine vierte Spannungsquelle (-V₁.,,-,) einge-

Z\J tiÜi

schaltet ist.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß dritter, vierter, fünfter und sechster Transistor (Q ., Q₁,, Q₁₈ bzw. Q_2n) bipolare Transistoren sind, daß Pegelschiebeeinrichtungen (18, D₁₀, 20, D__) vorgesehen sind,

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um die Kollektor-Emitter-Strecken von fünftem und sechstem

Transistor (Q_1Q bzw. Q„„) mit einem Potentialunterschied Io Zu

über der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung dieser Transistoren zu beaufschlagen, und daß die Pegelschiebeeinrichtungen (18, D₁„, 20 und D__) zwischen den jeweiligen Basiselektroden von drittem und fünftem Transistor (Q₁. bzw. Q₁₀)

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sowie zwischen den jeweiligen Basiselektroden von viertem und sechstem Transistor (Q_1fi bzw. Q_2n) angeordnet sind.

6. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß

die erste Stromquelle (26) durch einen siebenten Transistor (Q₀₁) eines dem zweiten Transistor (Q₀^-) entgegengesetzten

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9 0 9 9 3 1 / η 7 7 %

Leitfähigkeitstyps gebildet ist, dessen Kollektor mit dem Kollektor des zweiten Transistors (CU _r) verbunden ist, während sein Emitter an die erste Spannungsquelle (+V) angeschlossen und seine Basis mit einem ersten Vorspannungspotential speisbar ist, um den ersten Strom (Ip_fi) über den Kollektor des siebenten Transistors (Q₇₁) fließen zu lassen, wobei ein sechster Widerstand (R₂g) zwischen Kollektor und Emitter des siebenten Transistors (Qn₁) geschaltet ist, daß die zweite Stromquelle (24) aus einem achten Transistor (Q₃₇) dessen Kollektor mit dem Emitter des zweiten Transistors (Q-,-) und uossen Emitter mit der

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zweiten Spannungsquelle (-V„„) über einen siebenten Widerstand (R97) verbunden ist, während seine Basis mit einem zweiten Vorspannungspotential speisbar ist, um den zweiten Strom (Ip₄) über den Kollektor des achten Transistors (Q„_) fließen zu lassen, und einem neunten Transistor (Q?q) besteht, dessen Kollektor über einen achten Widerstand (R_?r) mit der ersten Spannungsquelle (+V _r) verbunden ist, während sein Emitter über einen neunten Widerstand (R.->q) mit der zweiten Spannungsquelle [-V) verbunden und seine Basis mit dem zweiten Vorspannungspotential speisbar ist, und daß ein erstes Verhältnis (R_,/R„_) zwischen sechstem Wider-

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stand (R„,) und siebtem Widerstand (R.,-,) ein zweites Ver-

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hältnis (R~₄/R„₇) zwischen erstem Widerstand (R^₄) und siebtem Widerstand (R„₇), ein drittes Verhältnis (R_?r/R„„) zwischen achtem Widerstand (R->c) und neuntem Widerstand (R~,q) sowie eine erste Zeitkonstante (CtRt) als Produkt der Grossen von erstem Kondensator (Ct) und zweitem Widerstand (Rt) thermisch kompensiert sind, um eine Temperaturkompensation des zwiscnen die Kollektoren von zweitem und neuntem Transistor (Q₂g bzw. Q99) angelegten zweiten Signals (^e _1{-) zu gewährleisten.

7. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in der Vibratorschaltung (32) nur eine Wechselspannungskomponente des zweiten Signals (^e ₁₆) negativ bzw. in Gegenrichtung zur ersten Stromquelle (26) rückgekoppelt wird, um thermische Abweichung bzw. Drift des Ausgangssignals (e„_o)

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zu reduzieren.

8. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in der Vibratorschaltung (3 2) nur eine Gleichspannungskomponente des zweiten Signals (e.. _fi) negativ bzw. in Gegenrichtung zur zweiten Stromquelle (24) rückgekoppelt wird, um thermische Abweichung bzw. Drift des Ausgangssignals (e..g) zu reduzieren.

9. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine gerade Zahl von gestaffelt bzw. verstimmt geschalteten pn-Flächenkapazitäten als zweiter Kondensator (C,.. _f) vorgesehen ist.

10. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine gerade Zahl von gestaffelt bzw. verstimmt geschalteten MOS-Transistor-Gate-Kapazitäten als zweiter Kondensator (C, . _f) vorgesehen ist.

11. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als zweiter Kondensator (C,.,.) eine zwischen den jeweiligen Basiselektroden von fünftem und sechstem Transistor (Q₁₈ bzw. Q_?f)) gebildete Kapazität benutzt wird.

12. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher die Integrierschaltung (34) durch eine Schaltung gebildet wird, die eine lineare Verzögerunysübertragungsfunktion besitzt, welche durch einen integrierenden Widerstand (^R ₂6^ ^und eine integrierende Kapazität (C. .) gewährleistet wird, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierende Kapazität

(C. , ) aus ei
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gebildet ist.

(C. ) aus einer pn-Flächen- bzw. pn-Übergangskapazität

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