DE3114433C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine integrierbare Halbleiterschaltung zur Ansteuerung von Triacs, bei der der z. B. durch ein Wechselspannungssignal zu beaufschlagende Steuereingang über einen Nullspannungsschalter zu einem einen Komparator enthaltenden Schaltungsteil führt, der seinerseits zur Steuerung des durch einen mit der Zündelektrode des Triacs verbundenen Ausgangstransistors dient.

Sollen Wechselstromverbraucher über einen Triac ein- und ausgeschaltet werden, so muß der Triac jeweils im Strom-Nulldurchgang erneut gezündet werden, solange der "Ein"-Zustand erhalten bleiben soll. Sobald diese Zündimpulse ausbleiben, schaltet bekanntlich der Triac beim nächsten Strom-Nulldurchgang ab. Die Erzeugung der erforderlichen Zündimpulse erfolgt im allgemeinen mittels eines sogenannten Nullspannungsschalters. Dieser besitzt zwei Schaltschwellen, und zwar eine, die knapp über 0 Volt liegt und eine zweite, die knapp unter 0 Volt liegt. Der Nullspannungsschalter ist "eingeschaltet", wenn die Spannung an seinem Eingang zwischen beiden Schaltschwellen, d. h. nahe an 0 Volt, liegt. Er ist dagegen "ausgeschaltet", wenn die Spannung an seinem Eingang oberhalb der oberen oder unterhalb der unteren Schaltschwelle liegt.

Handelt es sich bei dem oben erwähnten Wechselstromverbraucher um eine reine Wirklast, bei welcher also Strom und Spannung in Phase sind, so können die erwähnten Zündimpulse für den Triac direkt mittels eines an der Versorgungsspannung liegenden Nullpunktschalters (Betriebsart 1) erzeugt werden. Handelt es sich hingegen bei dem Verbraucher um eine Last mit merklichem Blindleistungsanteil, bei welcher als Strom und Spannung phasenverschoben sind (z. B. einem Motor), so legt man den Eingang des Nullspannungsschalters an die Anode des Triacs, deren Spannung in Phase mit dem Laststrom ist. Das invertierte Ausgangssignal des Nullspannungsschalters erzeugt dann die nötigen Zündimpulse für den Triac. Die Schaltschwellen des Nullspannungsschalters müssen dabei etwas über bzw. unter der positiven bzw. negativen Durchlaßspannung des Triacs liegen. Die Funktion einer solchen Anordnung wird klar, wenn man bedenkt, daß beim Abschalten des Triacs im Strom-Nulldurchgang die Spannung am Nullspannungsschalter infolge der Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung sprunghaft ansteigt (Betriebsart 2).

Eine Schaltung, bei der beide Betriebsarten möglich sind, weist eine Stromversorgung, einen Nulldurchgangsdetektor, ein Verriegelungsgatter, einen Komparator, einen Rampengenerator und eine Endstufe auf und ist beispielsweise in der GB 14 98 397 beschrieben. Eine dritte Möglichkeit (Betriebsart 3) wird schließlich dann verwendet, wenn es sich um Leuchtstofflampen oder sonstige Wechselstromverbraucher mit Sonderverhalten handelt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine integrierbare Halbleiterschaltung anzugeben, bei der die drei oben genannten Betriebsarten möglich sind.

Die Aufgabe wird bei einer gattungsgemäßen Halbleiterschaltung durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Vorteil der Erfindung ist es, daß zur Anwahl der 3 Betriebsarten nur zwei Steuereingänge benötigt werden.

Erfindungsgemäß wird eine integrierbare Halbleiterschaltung zur Ansteuerung eines Triacs derart ausgestaltet, daß der zwischen dem Nullspannungsschalter und dem Ausgangstransistors liegende Schaltungsteil aus einem drei Signaleingänge und zwei Signalausgänge aufweisenden digitalen Bestandteil und einem zwei Komparatoren sowie einen weiteren Transitor aufweisenden analogen Bestandteil gebildet ist, daß dabei ein erster Signaleingang des digitalen Schaltungsteils durch den Nullspannungsschalter gesteuert und ein zweiter Signalausgang des digitalen Schaltungsteils zur Steuerung des Ausgangstransistors vorgesehen ist, daß ferner der Transistor des analogen Schaltungsteils durch den ersten Ausgang des digitalen Schaltungsteils gesteuert ist, während der Ausgang dieses Transistors - insbesondere unter Vermittlung eines Widerstands - zusammen mit einer Konstanstromquelle mit dem einen Eingang jedes der beiden - am anderen Eingang durch je eine Referenzspannung beaufschlagten - Komparatoren des analogen Schaltungsteils verbunden ist, daß außerdem der zweite und der dritte Signaleingang des digitalen Schaltungsteils durch je einen der beiden Komparatoren des analogen Schaltungsteils gesteuert ist, und daß der digitale Schaltungsteil derart ausgebildet ist, daß bei Anwesenheit eines L-Signals an sämtlichen Eingängen des digitalen Schaltungsteils dessen erster Signalausgang den Pegel "L" und dessen zweiter Signalausgang den Pegel "H" führt, sowie daß bei gleichzeitiger Anwesenheit des Pegels "H" an den drei Signaleingängen der erste Signalausgang den Pegel "L" und der zweite Signalausgang den Pegel "H" führt. Ferner ist der digitale Schaltungsteil bei einer Anlage gemäß der Erfindung derart ausgestaltet, daß sich das aus der folgenden Tabelle ersichtliche digitale Verhalten ergibt.

Tabelle T

wobei

L = Pegel logisch "0" ≈ U
H = Pegel logisch "1" ≈ Masse
V = vorheriger Zustand bleibt erhalten
B = beliebiger Zustand erlaubt.

Ein Schaltbild einer Anlage gemäß der obigen Definition der Erfindung ist in Fig. 1 und eine Ausgestaltung des digitalen Schaltungsteils in Fig. 2 dargestellt. Fig. 3 zeigt ein Beispiel für die Schaltung des Nullspannungsschalters, die an sich dem Stande der Technik angehört, während aus Fig. 4, 5 und 6 die Anschaltung der in Fig. 1 bzw. Fig. 2 dargestellten Anlage gemäß der Erfindung für die verschiedenen oben angegebenen Betriebsweisen zeigen.

Bei der in Fig. 1 dargestellten allgemeinen Ausführung einer erfindungsgemäßen Schaltung ist der Steuereingang S 1 (zusammen mit der Anschlußklemme für das Bezugspotential, als Masse) durch die zur Schaltung des Triacs Tr gemäß Fig. 4, 5 und 6 vorgesehene Wechselspannung UW gesteuert. Dieser Steuereingang S 1 bildet zugleich den Signaleingang für den Nullspannungsschalter NS. Dessen Ausgang a kann unmittelbar zur Steuerung des ersten Signaleingangs 1 des digitalen Schaltungsteils DS, der gemäß der Definition der Erfindung vorzusehen ist, verwendet werden. Bevorzugt wird man jedoch ein AND-Gatter G 1 mit zwei Signaleingängen zwischenschalten, wobei der zweite Eingang E durch ein extern zugeführtes und auf das Bezugspotential bezogenes Signal geschaltet und beim Vorliegen einer "1" am Eingang E das AND-Gatter G 1 für die Signale vom Nullspannungsschalter NS durchlässig wird.

Der digitale Schaltungsteil DS hat, wie bereits oben angegeben, drei Signaleingänge 1 bzw. 2 bzw. 3 sowie zwei Signalausgänge 4 bzw. 5. Der Eingang 2 bzw. der Eingang 3 ist mit dem Ausgang je eines der beiden Komparatoren K 1 bzw. K 2 verbunden. Beide Komparatoren sind bezüglich ihrer internen Schaltung identisch und bestehen vorzugsweise aus zwei emittergekoppelten Differenzverstärkern in üblicher Bau- und Schaltungsart und sind z. B. unter Verwendung von npn-Transistoren aufgebaut. Die Signaleingänge "+" der beiden Komparatoren K 1 und K 2 werden über einen Widerstand R durch den Kollektor eines npn-Transistors T 1 beaufschlagt, dessen Basis an dem einen Signalausgang 4 des digitalen Schaltungsteils DS liegt, während der andere Signalausgang 5 des digitalen Schaltungsteils DS mit der Basis des - ebenfalls als npn-Transistor ausgebildeten Ausgangstransistors AT liegt. Der Emitter der beiden genannten Transistoren AT und T 1 ist über eine gemeinsame, die Spannung U liefernde Gleichspannungsquelle mit dem Bezugspotential, also mit Masse, verbunden. Der Kollektor des Ausgangstransitors AT bildet den an die Zündelektrode des zu steuernden Triacs Tr - vorzugsweise unter Zwischenschaltung eines Widerstands RG -zu legenden Ausgang der erfindungsgemäßen Schaltung. Ferner sind die beiden Signaleingänge "+" der beiden Komparatoren K 1 und K 2 einerseits an einen Anschluß S 2 gelegt, der - wie aus den Fig. 4 bis 6 ersichtlicht ist - bei der Einstellung der Betriebsweise der Schaltung von Bedeutung ist. Außerdem ist der Kollektor bzw. der Kollektorwiderstand R des Transistors T 1 über eine Konstantstromquelle J 1 an ein Versorgungspotential U 2 gelegt, das sich zwischen den beiden Referenzpotentialen U 1 und U 3 befindet, die zur Beaufschlagung der Referenzeingänge "-" je eines der beiden Komparatoren K 1 bzw. K 2 vorgesehen sind. Eine vorteilhafte Erzeugungsweise für die die soeben genannten und auf Masse zu beziehenden Potentiale U 1, U 2 und U 3 ist aus Fig. 3 ersichtlich.

Die Digitalschaltung DS soll sich nun entsprechend der Lehre der Erfindung verhalten, wobei bevorzugt die oben angegebene Tabelle T bezüglich des Verhaltens der Signaleingänge 1, 2 und 3 sowie der Signalausgänge 4 und 5 zu beachten ist. Eine das Verlangte leistende Ausbildung wird anhand der Fig. 3 vorgestellt.

Bei dieser bevorzugten Ausbildung des digitalen Schaltungsteils DS ist dessen erster und durch den Nullspannungsschalter NS zu steuernder Signaleingang 1 durch den einen Eingang eines NOR-Gatters G 2 und durch den einen Eingang des AND-Gatters G 3 gebildet. Beide Gatter G 2 und G 3 haben jeweils zwei Signaleingänge, wobei der zweite Eingang des NOR-Gatters G 2 am Ausgang des einen Komparators K 1 im analogen Schaltungsteil AS und der zweite Eingang des AND-Gatters G 3 am Ausgang des zweiten Komparators K 2 dieses Schaltungsteils AS liegt. Der Signalausgang des NOR-Gatters G 2 dient zur Steuerung des Setzeingangs S einer z. B. als RS-Flip-Flop ausgebildeten bistabilen Kippstufe FF, deren Reseteingang R durch den zugleich zur Steuerung des erstgenannten NOR-Gatters G 2 dienenden Komparator K 1 im Schaltungsteil AS gesteuert wird.

Ein zweites NOR-Gatter G 5 steuert mit seinem Ausgang 4 die Basis des bereits genannten und seinerseits zur Steuerung der Signaleingänge "+" der beiden Komparatoren K 1 und K 2 im analogen Schaltungsteil AS dienenden npn- Transistors T 1 und ist an seinem einen Eingang durch den anderen (d. h. nicht für die Steuerung des erstgenannten NOR-Gatters G 2 vorgesehenen) Komparator K 2 des analogen Schaltungsteils AS gesteuert, während sein zweiter Eingang am Signalausgang Q des genannten Flip-Flops FF liegt.

Das ebenfalls bereits genannte und mit seinem einen Eingang an dem durch den Nullspannungsschalter NS zu steuernden ersten Eingang 1 des digitalen Schaltungsteils DS liegende AND-Gatter G 3 ist an seinem anderen Signaleingang gemeinsam mit dem zweiten NOR-Gatter G 5 durch den Ausgang des zweiten Komparators K 2 des analogen Schaltungsteils gesteuert und liegt mit seinem Ausgang an dem einen Signaleingang eines OR-Gatters G 4, dessen anderer Eingang durch den Signalausgang des das zweite NOR-Gatter G 5 in bereits geschilderter Weise steuernden Informationsausgang Q des genannten RS-Flip-Flops FF unmittelbar beaufschlagt ist und dessen Signalausgang den Signalausgang 5 bildet, der zur Steuerung der Basis des bereits genannten npn-Ausgangstransistors AT der erfindungsgemäßen Steuerschaltung bildet.

Für die Erzeugung der Referenzpotentiale ist, wie aus Fig. 3 ersichtlich, ein aus vier Widerständen R 1, R 2, R 3 und R 4 gebildeter Spannungsteiler vorgesehen, dessen mittlerer Abgriff das Potential U 2 zur Beaufschlagung der Konstantstromquelle J 1 liefert, während die beiden äußeren Teilerpunkte in der aus Fig. 3 ersichtlichen Weise zwecks Lieferung der Referenzspannungen U 1 und U 3 an den Referenzeingang der beiden Komparatoren K 1 und K 2 geschaltet sind.

Der Nullspannungsschalter NS ist z. B. in der aus Fig. 3 ersichtlichen Weise realisierbar. Bei dieser Ausgestaltung liegt der Steuereingang S 1 des Nullspannungsschalters NS am Emitter eines pnp-Transistors t 1, dessen Basis mit der Anode einer Diode d 2 und dessen Kollektor mit der Anode einer weiteren Diode d 1 verbunden ist. Die Kathoden der beiden Dioden d 1 und d 2 liegen an dem Bezugspotential der Schaltung. Ein zweiter pnp-Transistor t 2 liegt mit seiner Basis und seinem Kollektor ebenfalls an der Anode je einer Diode d 3 und d 4, deren Kathoden zusammen mit dem Steuereingang S 1 verbunden sind. Der Emitteranschluß des zweiten pnp-Transistors t 2 ist an das Bezugspotential gelegt und außerdem über einen Widerstand r mit der Basis von t 2 verbunden. Die Kollektoren der beiden npn-Transistoren t 1 und t 2 sind über eine Konstantstromquelle J 2 mit dem ersten Betriebspotential U verbunden. Ein dritter pnp-Transistor t 3 bildet mit seinem Kollektor den Ausgang a des Nullspannungsschalters. Außerdem ist dieser Kollektor über eine weitere Konstantstromquelle J 3 an das erste Betriebspotential U gelegt. Die Basis des dritten pnp-Transistors t 3 ist mit dem Kollektor des zweiten pnp-Transistors t 2 verbunden, während sein Emitter an der Kathode einer fünften Diode d 5 liegt, deren Anode an das Bezugspotential (Masse) angeschaltet ist.

Die drei Konstantstromquellen können z. B. durch einen Transistor oder durch eine Stromspiegelschaltung gegeben sein. Ebenfalls kann der Nullspannungsschalter in einer beliebigen, bekannten anderen Weise realisiert sein.

Zusammenfassend ist also im Hinblick auf die bisher beschriebene Schaltung festzustellen, daß sie bei der bevorzugten Ausführungsform gemäß Fig. 2 aus dem Nullspannungsschalter NS, den Gattern G 1 bis G 5, dem RS-Flip-Flop FF, zwei Komparatoren K 1 und K 2, zwei Transistoren T 1 und AT, einer Stromquelle J 1 und den Widerständen R und R 1 bis R 5 besteht. Ergänzend ist noch festzustellen, daß U eine gegen Masse negative Spannung ist, wenn der Triac Tr, wie üblich, mit negativem Gatestrom gezündet werden soll. Für die Spannungen U 1 bis U 3 gilt dann

U < U 1 < U 2 < U 3 < 0 Volt.

E ist der Freigabeeingang für die gesamte Triacansteuerung. A ist der Ausgang für den Triac-Zündstrom. S 1 und S 2 sind Steuereingänge. S 1 triggert den Nullspannungsschalter NS. Mit einem Vorwiderstand RV am Steuereingang S 1 (vergleiche Fig. 4 bis 6) ist die Ansprechschwelle des Nullspannungsschalters NS einstellbar. Der andere Steuereingang S 2 dient zur Umschaltung der Betriebsarten und bei der Betriebsart 2 außerdem zur Einstellung der Zündimpulslänge über eine dann anzuschließende Kapazität C.

Bei der Betriebsart 1 liegt, wie aus Fig. 4 ersichtlich, der Steuereingang S 1 des Nullspannungsschalters NS über einen Vorwiderstand RV an der Versorgungswechselspannung UW. Außerdem ist der genannte Vorwiderstand RV so dimensioniert, daß die Schaltschwellen des Nullspannungsschalters NS jeweils erreicht werden, kurz bevor der Haltestrom des Triacs Tr unterschritten wird. Der Steuereingang S 2 liegt an Masse. Sobald der Eingang E freigegeben ist, leitet der Ausgangstransistor AT, und zwar so lange, als die Wechselspannung UW zwischen den beiden Schaltschwellen des Nullspannungsschalters NS liegt. Es fließt also ein Zündstrom, solange der Haltestrom des Triacs unterschritten ist. Der Ausgang des AND-Gatters G 1 und damit der erste Eingang 1 der Digitalschaltung DS sowie die Ausgänge der beiden Komparatoren K 1 und K 2 liegen dabei am Pegel "H". Somit ist der Ausgang von G 2 und von G 5 sowie der Q-Ausgang von FF auf dem Pegel "L" und somit der Transistor AT leitend. Der in Fig. 4 bis 6 ersichtliche und zwischen dem Ausgang A der Schaltung und dem Zündeingang des Triacs Tr vorgesehene Widerstand RG dient zur Zündstromeinstellung und RL als Lastwiderstand.

Die für die zweite Betriebsart, also die Stromsynchronisierung, anzuwendende Schaltungsart ist in Fig. 5 dargestellt. Ebenfalls wie bei der Schaltungsart gemäß Fig. 4 ist ein Vorwiderstand RV am Steuereingang S 1 des Nullspannungsschalters NS vorgesehen, der über in Serie mit einem zweiten Widerstand RL an die Versorgungswechselspannung UW gelegt ist und außerdem unmittelbar mit dem einen Versorgungsanschluß des Triacs TR verbunden ist, während dessen anderer Versorgungsanschluß (ebenso wie bei den Schaltungen gemäß Fig. 4, Fig. 5 und Fig. 6) an der anderen Klemme für die Versorgungswechselspannung UW liegt. Als weiterer Unterschied gegenüber der Schaltung gemäß Fig. 4 ist noch zu bemerken, daß der Steuereingang S 2 des Analogteils AS der Verbindungsschaltung DS, AS über einen Kondensator C an das erste Betriebspotential U gelegt ist. Die Kapazität dieses Kondensators C bestimmt die Länge des Zündimpulses. Dabei gilt für die Zündimpulslänge t die Beziehung

t ≈ C · (U 1-U)/I, bei I · R « (U 1-U),

wobei I der von der Konstantstromquelle J 1 gelieferte Strom ist.

Der Anfangszustand sei nun wie folgt definiert: Der Q-Ausgang des Flip-Flops FF liegt auf dem Pegel "L" und der Kondensator C ist entladen. Dann befindet sich der Ausgang der beiden Komparatoren K 1 und K 2 ebenfalls auf dem Pegel "L". Der Vorwiderstand RV zwischen dem ersten Steuereingang S 1 und der Anschlußklemme für die steuernde Wechselspannung UW ist bei der zweiten Betriebsart so dimensioniert, daß die Schaltschwelle des Nullspannungsschalters NS etwas höher liegt als die Durchlaßspannung des Triacs Tr. Ist dann der Steuereingang E freigegeben und geht der Triacstrom unter den Haltestromwert, so daß, mit anderen Worten, die Spannung am Steuereingang S 1 des Nullspannungsschaltereingangs S 1 ansteigen kann, so wird der erste Eingang 1 des digitalen Schaltungsteils DS auf den Pegel "L" geschaltet und über das NOR-Gatter G 2 das Flip-Flop FF auf den Pegel "H" gesetzt. Damit wird auch der Ausgang von G 4="H" und der Ausgangstransistor AT leitend, so daß der Triac Tr seinen Zündstrom erhält. Damit wird am Nullspannungsschalter NS und am Eingangsgatter G 1 wieder der alte Zustand hergestellt. Außerdem wird der Ausgang des NOR-Gatters G 5="L", d. h. der Transistor T 1 sperrt. Damit kann sich der Kondensator C aufladen. Nach der Zeit t wird der Ausgang des Komparators K 1 auf den Pegel "H" gebracht und setzt den Q-Ausgang des Flip-Flops FF auf "L" zurück, wodurch der Ausgang des OR-Gatters G 4 den Pegel "L" annimmt und der Ausgangstransistor AT gesperrt wird. Der Ausgang des zweiten NOR-Gatters G 5 gelangt damit wieder auf "H" und der Transistor T 1 wird wieder leitend, so daß der Kondensator C entladen wird.

Will man die oben definierte dritte Betriebsart anwenden, so wird, wie aus Fig. 6 ersichtlich, der Steuereingang S 1 des Nullspannungsschalters NS an Masse, also das Bezugspotential, gelegt, während die Spannung UW lediglich zur Beaufschlagung der Reihenschaltung des Widerstands RL und der Zündstrecke des Triacs Tr dient. Damit der Ausgangstransistor AT dauernd leitend bleibt, sobald E freigegeben ist, werden die beiden Steuereingänge S 1 und S 2 geerdet, also die Masse gelegt. Es ist dann der Ausgang von G 1 und damit der erste Eingang 1 des Schaltungsteils DS auf dem Pegel "H", der Ausgang der beiden Komparatoren K 1 und K 2 auf dem Pegel "H", der Ausgang des zweiten AND-Gatters G 3 und des OR-Gatters G 4 ebenfalls auf "H" sowie der Ausgangstransitor AT leitend. Hingegen befindet sich der Ausgang des NOR-Gatters G 2 sowie der Q-Ausgang von FF, der Ausgang des zweiten NOR-Gatters G 5 auf "L" und der Transistor T 1 ist gesperrt.

Die beiden Transistoren AT und T 1 können in Abwandlung der beschriebenen und bevorzugt anzuwendenden Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltung auch als pnp-Transistoren ausgestaltet werden. Zu erwähnen ist noch, daß (vergleiche Fig. 3) der Nullspannungsschalter NS, als auch bei den drei Betriebsarten gemäß Fig. 4 bis Fig. 6 der eine stromführende Anschluß des Triacs Tr mit dem Bezugspotential, also Masse, verbunden ist.

Claims (8)

1. Integrierbare Halbleiterschaltung zur Ansteuerung von Triacs, deren Steuereingang über einen Nullspannungsschalter zu einem einen Komparator enthaltenden Schaltungsteil führt, der seinerseits zur Steuerung des durch einen mit der Zündelektrode des Triacs verbundenen Ausgangstransistors führt, dadurch gekennzeichnet, daß der zwischen dem Nullspannungsschalter (NS) und dem Ausgangstransistor (AT) liegende Schaltungsteil aus einem drei Signaleingänge (1, 2, 3) und zwei Signalausgänge (4, 5) aufweisenden digitalen Bestandteil (DS) und einem zwei Komparatoren (K 1, K 2) sowie einen weiteren Transistor (T 1) aufweisenden analogen Bestandteil (AS) gebildet ist, daß dabei ein erster Signaleingang (1) des digitalen Schaltungsteils (DS) durch den Nullspannungsschalter (NS) gesteuert und ein zweiter Signalausgang (5) des digitalen Schaltungsteils (DS) zur Steuerung des Ausgangstransistors (AT) vorgesehen ist, daß ferner der Transistor (T 1) des analogen Schaltungsteils durch den ersten Ausgang (4) des digitalen Schaltungsteils (DS) gesteuert ist, während der Ausgang dieses Transistors (T 1) - insbesondere unter Vermittlung eines Widerstands (R) - zusammen mit einer Konstantstromquelle (J 1) mit dem einen Eingang (+) jedes der beiden - am anderen Eingang (-) durch je eine Referenzspannung (U 1, U 3) beaufschlagten - Komparatoren (K 1, K 2) des analogen Schaltungsteils (AS) verbunden ist, daß außerdem der zweite und dritte Signaleingang (2 bzw. 3) des digitalen Schaltungsteils (DS) durch je einen der beiden Komparatoren (K 1, K 2) des analogen Schaltungsteils (AS) gesteuert ist, und daß schließlich der digitale Schaltungsteil (DS) derart ausgebildet ist, daß bei Anwesenheit eines L-Signals an sämtlichen Eingängen (1, 2, 3) des digitalen Schaltungsteils (DS) dessen erster Signalausgang (4) den Pegel "L" und dessen zweiter Signalausgang (5) den Pegel "H" führt, daß bei gleichzeitiger Anwesenheit des Pegels "H" an den drei Signaleingängen (1, 2, 3) der erste Signalausgang (4) den Pegel "L" und der zweite Signalausgang (5) den Pegel "H" führt, daß bei Anwesenheit des Pegels "L" am ersten und dritten Signaleingang (1, 3) und des Pegels "H" am zweiten Signaleingang (2), bei Anwesenheit des Pegels "L" am ersten und zweiten Signaleingang (1, 2) und des Pegels "H" am dritten Signaleingang (3), sowie bei Anwesenheit des Pegels "H" am ersten und dritten Signaleingang (1, 3) und des Pegels "L" am zweiten Signaleingang (2) an den Signalausgängen (4, 5) ein beliebiger Pegel anliegt, daß bei Anwesenheit des Pegels "H" am zweiten und dritten Signaleingang (2, 3) und des Pegels "L" am ersten Signaleingang (1) an beiden Signalausgängen der Pegel "L" anliegt, daß bei Anwesenheit des Pegels "H" am ersten und zweiten Signaleingang (1, 2) und des Pegels "L" am dritten Signaleingang am ersten Signalausgang (4) der Pegel "H" und am zweiten Signalausgang (5) der Pegel "L" anliegt, daß bei Anwesenheit des Pegels "L" am zweiten und dritten Signaleingang (2, 3) und des Pegels "H" am ersten Signaleingang (1) die Signalausgänge (4, 5) ihren vorherigen Zustand beibehalten, und daß die durch den Transistor (T 1) im analogen Schaltungsteil (AS) gesteuerten Informationseingänge (+) der beiden Komparatoren (K 1, K 2) gemeinsam an einen zusätzlichen Steuereingang (S 2) für den analogen Schaltungsteil (AS) gelegt sind, der entweder an das Bezugspotential oder über einen Kondensator an das andere Betriebspotential (U) der Schaltung gelegt ist.

2. Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signaleingang (1) des digitalen Schaltungsteils (DS) mit dem einen Eingang eines AND-Gatters (G 3) sowie mit dem einen Eingang eines ersten NOR-Gatters (G 2) verbunden ist, daß der andere Eingang des ersten NOR-Gatters (G 2) sowie der Reseteingang (R) eines statischen Flip-Flops, insbesondere RS-Flip-Flop (FF), durch den Ausgang des ersten Komparators (K 1) sowie der andere Eingang des AND- Gatters (G 3) durch den Ausgang des zweiten Komparators (K 2) im analogen Schaltungsteil (AS) gesteuert ist, daß ferner der Setzeingang (S) des Flip-Flops (FF) an den Ausgang des ersten NOR-Gatters (G 2) und der informationsführende Ausgang (Q) dieses Flip-Flops (FF) sowohl an den einen Eingang eines OR-Gatters (G 4) als auch an den einen Eingang eines zweiten NOR-Gatters (G 5) gelegt ist, daß außerdem der Ausgang des das AND-Gatter (G 3) im digitalen Schaltungsteil (DS) steuernden Komparators (K 2) auch zur Steuerung des anderen Eingangs des zweiten NOR-Gatters (G 5) sowie der Ausgang des AND-Gatters (G 3) zur Steuerung eines zweiten Eingangs des OR-Gatters (G 4) vorgesehen ist und daß schließlich der Ausgang (5) dieses OR-Gatters (G 4) zur Steuerung des Ausgangstransistors (AT) und der Ausgang (4) des zweiten NOR-Gatters (G 4) zur Steuerung des Transistors (T 1) im analogen Schaltungsteil (AS) vorgesehen ist.

3. Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Beaufschlagung des ersten Signaleingangs (1) des digitalen Schaltungsteils (DS) unter Vermittlung eines weiteren AND-Gatters (G 1) erfolgt, das durch ein über einen weiteren Steuereingang (E) zugeführtes Signal sowie durch den Ausgang des Nullspannungsschalters (NS) gesteuert ist.

4. Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl der Ausgangstransistor (AT) als auch der Transistor (T 1) im analogen Schaltungsteil (AS) als Bipolartransistoren, insbesondere vom npn-Typ, ausgebildet und mit ihrem Basisanschluß an den den betreffenden Transistor steuernden Ausgang (5 bzw. 4) des digitalen Schaltungsteils (DS) gelegt sind.

5. Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die die stromführenden Elektroden des Triacs beaufschlagende Spannung, insbesondere Wechselspannung (UW), unter Verwendung eines Vorwiderstandes (RL) an den Triac angeschlossen ist und daß außerdem in der Verbindung zwischen der Zündelektrode des Triacs (Tr) und dem Kollektor des Ausgangstransistors (AT) ein weiterer Widerstand (RG) vorgesehen ist.

6. Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuereingang (S 1) des Nullspannungsschalters (NS) über einen Widerstand (RV) an die eine Klemme für die den Triac (Tr) beaufschlagende Spannung (UW) angeschlossen ist.

7. Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuereingang (S 2) für den analogen Schaltungsteil (AS) über einen Kondensator (C) an das erste Betriebspotential (U) und der Kollektor (A) des Ausgangstransistors über einen Widerstand (RG) an die Zündelektrode des Triacs (Tr) gelegt ist, daß außerdem der Steuereingang (S 1) des Nullspannungsschalters über einen Vorwiderstand (RV) mit dem einen stromführenden Anschluß des Triacs (Tr) als auch über einen Widerstand (RL) mit der einen Klemme für die Versorgungswechselspannung (UW) verbunden ist, während die andere Klemme der Versorgungswechselspannung an den anderen stromführenden Anschluß des Triacs (Tr) gelegt ist.

8. Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuereingang (S 1) des Nullspannungsschalters (NS) an das Bezugspotential, also Masse, gelegt ist.