DE3012812C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen elektronischen Schalter mit einem Signaleingang, einem Signalausgang und einem Schalteingang, einem ersten Transistor, dessen Emitter-Elektrode mit dem Signaleingang verbunden ist, dessen Basis-Elektrode mit dem Schalteingang gekoppelt ist, um den ersten Transistor wahlweise in den leitenden Zustand und aus dem leitenden Zustand zu schalten, und dessen Kollektor-Elektrode mit einem Strompunkt verbunden ist, sowie einem einen gleichrichtenden Halbleiterübergang enthaltenden Schaltelement, das zwischen den Signaleingang und dem Signalausgang aufgenommen ist, um einen dem Signaleingang zugeführten Strom zu leiten, wenn der erste Transistor nichtleitend ist, wobei dieses Schaltelement mit einem ein konstantes Potential führenden Punkt derart gekoppelt ist, daß, wenn dieses Schaltelement infolge des Ausschaltens des ersten Transistors leitend wird, die Emitter-Elektrode des ersten Transistors ein vorher bestimmtes erstes Potential führt, während dann, wenn dieses Schaltelement infolge des Einschaltens des ersten Transistors nichtleitend wird, die Emitter-Elektrode des ersten Transistors ein vorher bestimmtes zweites Potential führt.

Derartige Schalter werden u. a. in Digital/Analog-Umsetzern dazu benutzt, in Abhängigkeit von dem digitalen Signal eine Anzahl sich als eine binäre Reihe verhaltender Ströme auf einen Ausgang zu schalten (siehe dazu u. a. "Elektronic Products", 18. Dezember 1972, S. 57-63, insbesondere Fig. 4). Der kleinste zu schaltende Strom im Verhältnis zu dem größten zu schaltenden Strom wird dann durch die Anzahl Bits des digitalen Signals und somit durch das Maximum des analogen Signals bestimmt. Bei z. B. einem maximalen Ausgangsstrom von 4 mA ist bei einem 14-Bit-D/A-Umsetzer der kleinste Strom gleich ± 250 nA. Dies bedeutet, daß an die Genauigkeit des elektronischen Schalters hohe Anforderungen gestellt werden. Ein geeigneter Schaltertyp ist der eingangs genannte Typ, bei dem vorzugsweise das genannte Schaltelement eine Diode ist, während die genannte Kopplung mit dem ein konstantes Potential führenden Punkt dadurch hergestellt werden kann, daß der Signalausgang mit dem Eingang eines gegengekoppelten Operationsverstärkers verbunden wird, wobei dieser Eingang einen virtuellen Erdungspunkt bildet.

Es stellt sich aber heraus, daß der genannte Schalter in z. B. der genannten Anwendung nicht genügend schnell ist. Nach einer der Erfindung zugrunde liegenden Erkenntnis beruht dies auf der Tatsache, daß, um das genannte Schaltelement, insbesondere eine Diode, in den leitenden Zustand und aus dem leitenden Zustand zu steuern, ein Spannungshub an der Emitter-Elektrode des ersten Transistors und somit am Signaleingang erforderlich ist. Mit dem Signaleingang ist eine Eingangsstromquelle verbunden, die eine Streukapazität, in den meisten Fällen eine Kollektorkapazität, eines in der Stromquelle vorhandenen oder mit dieser Quelle in Reihe liegenden Transistors aufweist. Diese Streukapazität muß dem genannten Spannungshub folgen und wird dazu von der Eingangsstromquelle aus beim Einschalten des Schaltelements entladen. Eine solche Streukapazität kann z. B. 3 pF betragen, während der Spannungshub infolge des Schaltens z. B. 400 mV betragen kann. Wenn der Signalstrom klein ist und z. B. den genannten Wert von 250 nA aufweist, beansprucht dieses Auflagen verhältnismäßig viel Zeit, weil der Ladestrom höchstens gleich dem Signalstrom und die Einschaltzeit also mindestens gleich

ist, wobei C diesen Kapazitätswert, Δ V den Spannungshub und I _s die Signalstromstärke darstellen. Im genannten Zahlenbeispiel beträgt diese maximale Einschaltzeit denn auch 5 µsec; dies ist in vielen Anwendungen viel zu lang.

Die Erfindung hat die Aufgabe, einen elektronischen Schalter der eingangs erwähnten Art zu schaffen, dessen Einschaltzeit wesentlich kürzer ist, und ist dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Widerstand zwischen den Signaleingang und den Verbindungspunkt der Emitter-Elektrode des ersten Transistors und des Schaltelements aufgenommen ist; und daß der Signaleingang mit einer synchron mit dem ersten Transistor geschalteten Stromquelle verbunden ist, die im leitenden Zustand des ersten Transistors einen zusätzlichen Strom, der über den ersten Widerstand und den ersten Transistor fließt, dem Signaleingang mit einer derartigen Stärke zuführt, daß der von diesem Strom über dem ersten Widerstand erzeugte Spannungsabfall im wesentlichen den Unterschied zwischen dem genannten ersten und dem genannten zweiten Potential ausgleicht.

Durch die Maßnahme nach der Erfindung tritt der genannte Spannungshub am Signaleingang nicht auf und damit ist das genannte Problem gelöst.

Um eine gute Synchronisation der geschalteten Stromquelle und des Schaltens des ersten Transistors sicherzustellen, kann die Erfindung weiter dadurch gekennzeichnet sein, daß die geschaltete Stromquelle einen zweiten und einen dritten Transistor enthält, deren Emitter-Elektroden gemeinsam mit einer Stromquelle verbunden sind, während die Kollektor-Elektrode des zweiten Transistors mit dem Signaleingang und die Kollektor-Elektrode des dritten Transistors mit der Basis-Elektrode verbunden ist, wobei diese Basis-Elektrode über einen zweiten Widerstand mit einem Punkt verbunden ist, der ein derartiges Potential führt, daß der erste Transistor, wenn der dritte Transistor nicht-leitend ist und, wenn dieser dritte Transistor leitend ist, nichtleitend ist.

Eine Ausführungsform der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 einen bekannten Analog/Digital-Umsetzer mit elektronischen Schaltern,

Fig. 2 die Schaltdurchlaßkennlinie der in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwendeten elektronischen Schalter,

Fig. 3 einen nach der Erfindung verbesserten elektronischen Schalter, und

Fig. 4 eine Schaltung, die zwischen den Punkten 10 und 11 in der Kollektorleitung des Transistors T₅ in der Schaltung nach Fig. 3 zur Verbesserung der Schaltgeschwindigkeit angeordnet werden kann.

Fig. 1 zeigt ein Beispiel der Anwendung eines elektronischen Schalters S in einem Digital/Analog-Umsetzer. Dieser enthält eine Anzahl genauer Stromquellen CS, die Ströme führen, deren Stärken sich zueinander gemäß der Reihe 1 : 2 : 4 : . . . 2 ⁿ verhalten, von denen Fig. 1 der Einfachheit halber drei mit Stromstärken I _s , 2 I _s und 4 I _s darstellt. Für z. B. einen 14-Bit-A/D-Umsetzer sind vierzehn Stromquellen erforderlich. Jede Stromquelle ist über einen elektronischen Schalter (S₁, S₂ und S₃) mit einer Summierschaltung verbunden, die aus einem zwischen dem Ausgang (4) und dem invertierenden Eingang (-) über einen Widerstand 5 mit einem Wert R₁ gegengekoppelten Operationsverstärker A besteht, dessen nichtinvertierender Eingang (+) mit Masse verbunden ist. Der invertierende Eingang (-) führt also eine Gleichspannung gleich 0 V und die Ausgangsspannung ist gleich R₁. (K₁+2 K₂+4 K₃ . . . nK _{n ) I s , wobei K₁, K₂, . . . bzw. K n gleich 1 oder 0 ist, in Abhängigkeit davon, ob der Schalter S₁, S₂, S₃ . . . bzw. S n geschlossen oder geöffnet ist. Zwischen jeweils der Eingangsstromquelle CS und dem zugehörigen Schalter S ist eine Darlingtonkonfiguration mit Transistoren T₂ und T₃ als Trennung zwischen den Schaltern S und der Stromquelle CS angeordnet; diese Darlingtonkonfiguration ist für die Wirkung der Schaltung weiter nicht besonders interessant. Jeder der elektronischen Schalter S₁ bis S n enthält einen Transistor T₁, dessen Emitter mit einem Signaleingang 2 verbunden ist, der über die Darlingtonkonfiguration T₂, T₃ mit der zugehörigen Signalstromquelle CS verbunden ist, während der Kollektor des zuerst genannten Transistors mit einem Speiseanschlußspunkt +V B und seine Basis mit einem Schalteingang 1 verbunden ist. Der Signaleingang 2 ist über eine Diode D₁ mit einem Signalausgang 3 verbunden, der mit dem invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers A verbunden ist. Wenn die Schaltspannung am Schalteingang 1 genügend hoch ist, ist die Diode D₁ gesperrt und fließt der Signalstrom I s über den Transistor T₁ zu dem positiven Speiseanschlußpunkt +V B . Wenn die Schaltspannung am Schalteingang 1 genügend niedrig ist, ist der Transistor T₁ gesperrt und leitet die Diode D₁ den Signalsstrom I s zu dem Operationsverstärker A. Die Diode D₁ wirkt also tatsächlich als Schalter und wird vom Transistor T₁ gesteuert. Insbesondere für sehr kleine Signalströme I s , die vor allem in sehr genauen Digital/Analog-Umsetzern auftreten können, stellt sich heraus, daß sich der in der Schaltung nach Fig. 1 verwendete elektronische Schalter S nicht bewährt, weil die Schaltgeschwindigkeit, wie gefunden wurde, zu niedrig ist. Dies ist auf die am Signaleingang 2 vorhandene Streukapazität C zurückzuführen, die im vorliegenden Beispiel im wesentlichen durch die Kollektorkapazitäten der Transistoren T₂ und T₃ gebildet wird, die aber beim Fehlen der Darlingtonkonfiguration T₂, T₃ durch die Ausgangskapazität der Signalstromquelle CS gebildet wird. Fig. 2 zeigt die Zeitbeziehung zwischen der Schaltspannung V S am Schalteingang 1 des Schalters S₁ und dem Strom I₃ am Ausgang 3 des Schalters S₁. Wenn zum Zeitpunkt t₀ die Spannung V S am Schalteingang 1 vom Pegel H auf den Pegel L herabgesetzt wird, wird der Transistor T₁ gesperrt. Damit die Diode D₁ leitend werden kann, soll dann die Spannung am Signaleingang 2 abnehmen, was nur durch Entladung der Streukapazität C erzielt werden kann, die, solange die Diode D₁ noch nicht leitend ist, von der Stromquelle CS mit einem Strom I s entladen wird. Die günstigste Situation ist dabei diejenige, in der der Pegel H derart ist, daß, wenn der Transistor T₁ leitend ist, die Spannung am Signaleingang 2 gerade derart ist, daß die Diode D₁ eben nicht leitend ist. In diesem Falle ist der Spannungshub am Eingang 2 beim Umschalten minimal. Die Schaltzeit T s kann einfach dadurch berechnet werden, daß angenommen wird, daß während der Umschaltung die Kapazität C vom vollständigen Strom I s entladen wird, was tatsächlich nicht der Fall ist, weil, je nachdem die Diode D₁ weiter in den leitenden Zustand gelangt, ein zunehmender Teil des Stroms I₃ durch die Diode D₁ fließt. Für diese so definierte Umschaltzeit T s gilt: wobei C s der Kapazitätswert der Streukapazität C und Δ V der Spannungshub am Eingang 2 sind. In der Praxis kann Δ V einen Wert von 400 mV, I₃ einen Wert gleich 250 nA und C s einen Wert gleich 3 pF aufweisen, was einen Wert gleich 4,8 µsec für die Schaltzeit T s ergibt; dieser Wert ist für schnelle D/A-Umsetzer viel zu groß. Fig. 3 zeigt einen Schalter S nach der Erfindung. Dieser enthält, wie der Schalter S in Fig. 1, den Transistor T₁, die Schaltdiode D₁, den Signaleingang 2 und den Signalausgang 3. Nach der Erfindung ist ein Widerstand 8 zwischen den Signaleingang 2 und den Verbindungspunkt des Emitters des Transistors T₁ und der Diode D₁ aufgenommen. Nach der Erfindung soll durch den Widerstand 8 ein Strom I₀ geschaltet werden, wobei zu gleicher Zeit der Transistor T₁ in den leitenden Zustand geschaltet wird, und wobei dieser Strom einen derartigen Wert aufweist, daß die Spannung am Signaleingang 2 sich im wesentlichen nicht ändert. Um die Gleichzeitigkeit des Schaltens des Stroms I₀ durch den Widerstand 8 mit einem Wert R₂ und des Schaltens des Transistors T₁ sicherzustellen, ist in der Schaltung nach Fig. 3 ein Differenzpaar mit Transistoren T₄ und T₅ angeordnet, deren gemeinsamer Emitteranschluß mit der Stromquelle 7, die einen Strom I₀ führt, verbunden ist. Die Basis-Elektroden der Transistoren T₄ und T₅ führen zu einem Schalteingang (5 und 6). Der Kollektor des Transistors T₅ ist mit dem Signaleingang 2 und der Kollektor des Transistors T₄ ist mit der Basis des Transistors T₁ verbunden, die über einen Widerstand 9 mit einem Wert R₃ mit einem an einer Bezugsspannung V₀ liegenden Punkt verbunden ist. Wenn die Spannung an der Basis des Transistors T₄ gegenüber der an der Basis des Transistors T₅ hoch ist, fließt der Strom I₀ über den Transistor T₄ und den Widerstand 9 zu V₀ und ist der Transistor T₁ bei einer richtigen Bemessung des Widerstandes 9, des Stroms I₀ und der Spannung V₀ gesperrt, wodurch der Signalstrom I s über die Diode D₁ fließt. Wenn die Spannung an der Basis des Transistors T₄ genügend niedrig gegenüber der Spannung an der Basis des Transistors T₅ ist, fließt kein Strom (abgesehen von dem Basisstrom des Transistors T₁) durch den Widerstand 9 und ist bei einem richtigen Wert der Spannung V₀ der Transistor T₁ leitend. Der Strom I₀ fließt dann durch den Transistor T₅, den Wiederstand 8 und den Transistor T₁, während der Signalstrom I s durch Widerstand 8 und den Transistor T₁ fließt. Wenn der Widerstand 8 einen richtigen Wert R₂ aufweist, ist die Spannung am Eingang 2 von dem Schaltzustand des Transistors T₁ unabhängig und fließt der Signalstrom I s beim Ausschalten des Transistors T₁ nahezu sofort über die Diode D₁ zum Signalausgang 3, weil beim Fehlen eines Spannungshubs am Signaleingang 2 die Streukapazität C am Eingang nicht aufgeladen oder entladen wird. Dabei sei bemerkt, daß eine etwaige Streukapazität am Kollektor des Transistors T₄ die Schaltgeschwindigkeit nahezu nicht beeinflußt, weil diese Streukapazität genügend schnell entladen werden kann, wenn der Strom I₀ genügend groß gewählt wird. Für die Bemessung der Widerstände 8 und 9, des Stromes I₀ und der Spannung V₀ können die folgenden Regeln gegeben werden: Die Spannung am Eingang 2 muß konstant bleiben, was zu der Gleichung führt: 1. V 0=V be -V d +I 0 R 2, in der V be die Spannung über dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors T₁ bei der Leitung des Stromes I ₀+I s und V d die Spannung über der Diode D₁ bei der Leitung des Stromes I s darstellen. Weiter muß gelten, daß die Spannung V₀ genügend hoch sein muß, damit bei leitendem Transistor T₅ auch der Transistor T₁ leitend oder die Diode D₁ nichtleitend ist, was zu der Anforderung führt:2. V 0 V be . Wenn der Transistor T₄ leitend ist, müssen der Transistor T₁ nichtleitend und die Diode D₁ leitend sein, was zu der Forderung führt:3. V 0 I 0 R 3-V d . Diese Forderungen werden z. B. dadurch erfüllt, daß: V 0= V be I 0 R 2= V d I 0 R 3 V be +V d gewählt werden.Bei der obenstehenden Betrachtung wurde davon ausgegangen, daß die Diode D₁ nichtleitend ist, wenn die Spannung V d über der Diode D₁ gleich 0 V ist, und daß es weiter für den nichtleitenden Zustand des Transistors T₁ erforderlich ist, daß die Basis-Emitter-Spannung V be gleich 0 V ist. Daraus folgt für V₀ ein Mindestwert gleich der Basis-Emitter-Spannung V be und ein Mindestspannungshub gleich V be +V d über dem Widerstand 9. Die Spannung V₀ und der Spannungshub I₀R₃ können in der Praxis erheblich kleiner gewählt werden, wenn im ausgeschalteten Zustand des Transistors T₁ oder der Diode D₁ noch ein gewisser Reststrom durch den Transistor T₁ oder die Diode D₁ zugelassen wird. Im allgemeinen kann statt der Diode D₁ zwischen den Eingang 2 und den Ausgang 3 auch der Hauptstromweg eines Transistors, dessen Steuerelektrode mit einem Punkt konstanten Potentials verbunden ist, aufgenommen werden, wodurch dann der Signalstrom I s an einem hochohmigen Ausgang 3 zur Verfügung steht. Im dargestellten Ausführungsbeispiel kann, weil der Ausgang 3 mit dem virtuellen Erdungspunkt (dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers) verbunden ist, eine Diode verwendet werden, was zu bevorzugen ist, weil, wenn ein Bipolartransistor statt einer Diode D₁ verwendet werden würde, der Basisstrom dieses Transistors eine Ungleichheit zwischen den Strömen am Eingang 2 und am Ausgang 3 herbeiführen würde. Wenn für die Strommessung statt des Operationsverstärkers A z. B. ein Widerstand zwischen der Diode D₁ und einem Punkt konstanten Potentials verwendet werden würde, kann die am Eingang 2 auftretende Spannungsänderung über dem Widerstand infolge des geschalteten Signalstroms I s ebenfalls durch passende Wahl des Widerstandes 8 ausgeglichen werden. Die Schaltgeschwindigkeit der Schaltung nach Fig. 3 wird noch dadurch beschränkt, daß eine Umschaltung des Stromes I₀ von dem Transistor T₄ auf den Transistor T₅ direkt am Punkt 2 über den Kollektor des Transistors T₅ erscheint und über die Basisdiffusionskapazität des Transistors T₁ und des Widerstandes 8 in ausgleichendem Sinne verzögert wird. Dieses Problem kann dadurch gelöst werden, daß in der Kollektorleitung des Transistors T₅ zwischen den Punkten 10 und 11 ein zusätzlicher Transistor T₆ angeordnet wird. Da die Basisdiffusionskapazität des Transistors T₁ von dem Emitterstrom abhängig ist, kann diese dadurch verkleinert werden, daß der Kollektorstrom des Transistors T₅ verkleinert wird. Wegen der Schaltgeschwindigkeit kann jedoch der Strom I s nicht verkleinert werden. Eine Lösung besteht darin, den genannten Transistor T₆ durch einen Stromteiler zu ersetzen. Dieser Stromteiler, der zwischen den Punkten 10 und 11 in der Schaltung nach Fig. 3 angeordnet werden kann, ist in Fig. 4 dargestellt. Dabei ist der Kollektor des Transistors T₇ mit der Speisespannung verbunden und sind die Basis-Elektroden der Transistoren T₆ und T₇ mit einem an der Bezugsspannung V ref liegenden Punkt (z. B. dem Punkt V ref in Fig. 1) verbunden. Die beschriebene Bemessung des Widerstandes 8 soll bei Anwendung dieser Maßnahme um einen Faktor, der die Inverse des Stromteilungsfaktors der Transistoren T₆ und T₇ ist, vergrößert werden.}

Claims (4)

1. Elektronischer Schalter mit einem Signaleingang, einem Signalausgang und einem Schalteingang, einem ersten Transistor, dessen Emitter-Elektrode mit dem Signaleingang verbunden ist, dessen Basis-Elektrode mit dem Schalteingang gekoppelt ist, um den ersten Transistor wahlweise in den leitenden Zustand und aus dem leitenden Zustand zu schalten, und dessen Kollektor-Elektrode mit einem Strompunkt verbunden ist, und einem einen gleichrichtenden Halbleiterübergang enthaltenden Schaltelement, das zwischen den Signaleingang und den Signalausgang aufgenommen ist, um einen dem Signaleingang zugeführten Strom zu leiten, wenn der erste Transistor nichtleitend ist, wobei dieses Schaltelement mit einem ein konstantes Potential führenden Punkt derart gekoppelt ist, daß, wenn dieses Schaltelement infolge des Ausschaltens des ersten Transistors leitend wird, die Emitter-Elektrode des ersten Transistors ein vorher bestimmtes erstes Potential führt, während, wenn dieses Schaltelement infolge des Einschaltens des ersten Transistors nichtleitend wird, die Emitter-Elektrode des ersten Transistors ein vorher bestimmtes zweites Potential führt, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Widerstand (8) zwischen den Signaleingang (2) und den Verbindungspunkt der Emitter-Elektrode des ersten Transistors (T₁) und des Schaltelements (D₁) aufgenommen ist; und daß der Signaleingang (2) mit einer synchron mit dem ersten Transistor (T₁) geschalteten Stromquelle verbunden ist, die im leitenden Zustand des ersten Transistors (T₁) einen zusätzlichen Strom, der über den ersten Widerstand (8) und den ersten Transistor (T₁) fließt, dem Signaleingang (2) mit einer derartigen Stärke zuführt, daß der von diesem Strom über dem ersten Widerstand (8) erzeugte Spannungsabfall im wesentlichen den Unterschied zwischen dem ersten und dem zweiten Potential ausgleicht.

2. Elektronischer Schalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die geschaltete Stromquelle einen zweiten (T₄) und einen dritten (T₅) Transistor enthält, deren Emitter-Elektroden gemeinsam mit einer Stromquelle (7) verbunden sind und deren Basis-Elektroden den genannten Schalteingang (5, 6) bilden, wobei die Kollektor-Elektrode des zweiten Transistors (T₅) mit dem Signaleingang (2) und die Kollektor-Elektrode des dritten Transistors (T₄) mit der Basis-Elektrode des ersten Transistors (T₁) verbunden ist, wobei diese Basis-Elektrode über einen zweiten Widerstand (9) mit einem Punkt verbunden ist, der ein derartiges Potential führt, daß der erste Transistor (T₁) im nichtleitenden Zustand des dritten Transistors (T₄) leitend und im leitenden Zustand dieses dritten Transistors nichtleitend ist.

3. Elektronischer Schalter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors und dem Signaleingang die Hauptstrombahn eines vierten Transistors, dessen Emitter-Elektrode mit der Kollektor-Elektrode des zweiten Transistors und dessen Basis-Elektrode mit einem an der Bezugsspannung liegenden Punkt verbunden ist, angeordnet ist.

4. Elektronischer Schalter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der vierte Transistor zusammen mit einem fünften Transistor als Stromteilerschaltung geschaltet ist, wobei die Emitter- bzw. Basis-Elektrode dieses fünften Transistors mit der Emitter- bzw. Basis-Elektrode des vierten Transistors verbunden ist.