DE2941870C2 - Logikschaltung mit einem Strommodlogikkreis - Google Patents
Logikschaltung mit einem StrommodlogikkreisInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Logikschaltung mit einem Strommodlogikkreis. der wenigstens einen Eingangsanschluß
für die Anlage eines Eingangssignals, einen Ausgangsanschluß für die Abgabe eines Ausgangssignals
und einen als Konstantstromquelle arbeitenden Transistor enthält und mit einem an die Basis des
Transistors der Konstantstromquelle angeschlossenen Nebensehlußregelkreis für die Zuführung einer unabhängig
von Schwankungen in der Speisespannung konsi.inten Basisvorsprung, der einen zwischen Quellen
für unterschiedliche Potentiale angeschlossenen und mit seiner Kollektor/Emitter-Strecke an der Basis des
Transistors der Konstantstromquelle liegenden ersten Transistor und eine erste Vorspannungsstufe zum Teilen
der Kollektor/Emitter Spannung des ersten Transistors für die Erzeugung einer Basisvorspannung für diesen
Transistor aufweist.
Logikschaltungen dieser Art sind in der DE-AS 62 809 und auf den Seiten 168 und 169 von 1973 IEEE
International Solid-State Circuit Conference, DIGEST OFTECHNICAL PAPERS, beschrieben.
Bei diesen bekannten Schaltungen ist nun zwar Unabhängigkeit von Schwankungen in der Versorgungsspannung
gewährleistet, es verbleibt jedoch ein unkompensierter Einfluß von Änderungen in der
Grenzschichttemperatur, die im Ergebnis ungünstige Auswirkungen auf die Rauschgrenze der gesamten
Schaltung haben.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Logikschaltung der eingangs erwähnten Art so auszubilden,
daß eine Kompensation sowohl von Schwankungen in der Versorgungsspannung als auch von Temperaturänderungen
erreicht wird, so daß die Arbeitsweise der Schaltung weder eine Temperaturabhängigkeit noch
eine Speisespannungsabhängigkeit zeigt.
Die gestellte Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch eine Logikschaltung, wie sie im Patentanspruch
1 angegeben ist; vorteilhafte Weiterbildunger, der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Gemäß der Erfindung enthält eine Logikschaltung für kleine Amplituden einen Transistor, der als Konstantstromquelle
arbeitet, wobei diese Konstantstromquelle durch Vorspannungsstufen vorgespannt gehalten wird,
die sowohl die Speisespannungsabhängigkeii als auch die Temperaturabhängigkeit des Strommodlogikkreises
zu kompensieren vermögen. Dabei kommt eine Gegenkopplung auf den Transistor der Konstantstromquelle
zur Anwendung, um die Speisespannungsabhängigkeit zu kompensieren, während die Differenz
zwischen der Temperaturabhängigkeit der Sperrschichtspannung
an einem von zwei Transistoren in einer Steuerstufe und der des zweiten Transistors
infolge der unterschiedlichen Emitterstromdichten ausgenutzt wird, um die Abhängigkeit des Konstantstromquellentransistors
von der Sperrschicnttemperatur zu kompensieren.
Für die weitere Erläuterung der Erfindung wird nunmehr auf die Zeichnung Bezug genommen; in dieser
zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild für eine direkt gekoppelte Strommodlogikschaltung für kleine Amplituden,
F i g. 2 ein Schaltbild für oinen vrher für eine solche
Schaltung üblichen Vorspannungsgenerator,
F1 g. 3 bis 5 verschiedene Kennlinien für einen Betrieb der Schaltung von Fig. 1 in Verbindung mit
dem Vorspannungsgenerator nach F i g. 2,
F i g. 6 ein Schaltbild für ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel für die Vorspannungserzeugung gemäß
der Erfindung, und
F i g. 7 bi«. 9 die Fig. 3 bis 5 entsprechenden
Kennlinien für den Betrieb der Schaltung von Fig. I in
Verbindung mit der Vorspannungserzeugung gemäß Fig. 6.
In F i g. 1 sind Transistoren Qn. Q\ und Qj. welche die
Grundschaltungselemente eines im folgenden kurz als CML-Anordnung bezeichneten Strommodlogikkreises
bilden, über ihre Emitter mit dem Kollektor eines weiteren Transistors Q>
verbunden, der zusammen mit einem Emitterwiderstand Rf eine Konstantstromquelle
darstellt. Die Kollektoren der Transistoren Qx und Q2
sind über einen gemeinsamen Widerstand Rr ν mit einer
Konstantpotentialquelle einer Spannung V(( verbunden,
während der Kollektor des Transistors Qq über einen weiteren Widerstand Rco an diese Konstantpotentialquelle
angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors Qi ist über den Widerstand Re mit einer
anderen Konstantpotentialquelle einer Spannung VEE
verbunden, und die Basis des Transistors Qi ist an einen
Vorspannungsgenerator 14 angeschlossen, die eine Spannung Vcsabgibt, die höher ist als die Spannung Vee-
Der Vorspannungsgenerator 14 legt außerdem eine Bezugsspannung Kremn die Basis des Transistors Qa.
Wenn im Betrieb der dargestellten CML-Anordnung
eines der Eingangssignale IN\ und INi, die an den
Basisanschlüssen des Transistors Q\ bzw. des Transistors Q>
liegen, den Pegel der vom Vorspannungsgenerator 14 der Basis des Transistors Q>
zugeführten Bezugsspannung Vre/überschreitet, wird ein Strom vom
Transistor Qa zum Transistor Qi oder Q2 geschaltet.
Folglich tritt ΐίη die NOR-Logik der beiden Eingangssignale IN\ und IN2 darstellendes Ausgangssignal Voim
an den zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren Q\ und Qi auf, während ein die ODER-Logik der
beiden Eingangssignale IN\ und IN2 darstellendes Ausgangssignal Voirrj am Kollektor des Transistors Qo
vorliegt
In einer derartigen KJeinamplituden-CM L-Anordnung
sind eine Kompensation für die Versorgungsspannungen Vee und Vcc sowie eine Kompensation für die
Sperrschichttemperatur erforderlich, um die gewünschte Rauschgrenze zu gewährleisten. Die Hauptfaktoren
zur Erfüllung dieser Forderung umfassen den Betrieb der Konstantstromquelle aus dem Transiskor Qs und
dessen Emitterwiderstand Re und den Betrieb des
Vorspannungsgenerators 14, der die Spannung VCs an
den Transistor Qi legt Die Grundidee einer Kompensation
einer Änderung in den Versorgungsspannungen und einer Änderung in der Temperatur in der in Fi g. 1
gezeigten CML-Anordnung liegt in der Verhinderung jeder Veränderung im Potentialpegel jedes Ausgangssignals
Vo(Ti und Voi/T2 ohne Beachtung der Änderungen
in den Versorgungsspannungen und der Temperatur. Hierzu muß die vom Vorspannungsgenerator 14 an
die Basis des Transistors Qi gelegte Spannung VCs so
sein, daß der zum Transistor Qi gespeiste Strom keine
Veränderung aufgrund einer Veränderung in der Versorgungsspannung Vee und einer Veränderung in
der Temperatur unterworfen ist
F i g. 2 zeigt eine herkömmliche Ausführungsform für den Vorspannungsgenerator 14. Die in Fig. 2 dargestellte
Anordnung ist ein Nebenschlußregler, in dem ein Widerstand Rj am Kollektor und der Basis eines
Transistors Qt und ein weiterer Widerstand Rt an der
Basis und am Emitter des Transistors Qt liegen und eine Gegenkopplungsschaltung für den Transistor Qa bilden.
Der durch diese Gegenkopplungsschaltung fließende Strom wird durch zwei in Reihe geschaltete Widerstände
Λι und R2 begrenzt Die am Kollektor und am Emitter
des Transistors Qa auftretende Spannung Vf 5 ir.t durch
die folgende Gleichung (1) gegeben:
VU
mit Vbf<= Emitter-Basis-Spannung des Transistors Qi.
In Gleichung (1) wird der Basisstrom des Transistors Qt nicht berücksichtigt.
Wenn diese Spannung Vcs an der Basis des Transistors Qi liegt und der Widerstand Re mit dem
Emitter des Transistors Qi in Fig. 1 verbunden ist, ist
der Kollektorstrom des Transistors Qi, d. h. der Schaltstrom Ics durch die folgende Gleichung (2)
gegeben:
its
Vr, - V*
BEi
Es wird dabei angenommen, daß Vbei= Vbe4= Vbe
gilt und der durch die Gleichung (1) gegebene Wert von VtI- in die Gleichung (2) eingesetzt wird. Das
Änderungsmaß des Schaltstromes Ics bezüglich der Änderung der Versorgungsspannung Vee und das
Änderungsmaß des Schaltstromes Ics bezüglich der Änderung der Sperrschichttemperatur T1 ist durch die
Gleichungen (3) bzw. (4) gegeben:
A VE
AT1
Aus der Gleichung (3) folgt, daß die Verwendung des in F i g. 2 gezeigten Vorspannungsgenerators 14 die
Abhängigkeit der Ausgangssignalt Vouti und Voisri
von der Versorgungsspannung Vee ausschließt, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist Jedoch ist die gewünschte
Kompensaiion für die Sperrschicht smperatur T1 noch
nicht ausreichend, wie dies der Gleichung (4) entnommen werden kann. Es sei z. B. angenommen VOr=O V,
VfE=-2 V, Amplitudenwert = 0,4 V, Spannung an
Widerstand Re =0,4 V und VS£=0,8 V. Dann gilt
± + A Vb1 =
= 0.4V + VBt = 1,2V,
und in diesem Fall ist —- =0.5 gewählt. Daher kann die
Gleichung (4) ausgedrückt werden durch:
A h ν 0,5
A h ν 0,5
AT.
AVuf.
Da die Kollektorwiderstände Rcn und Rco in F i g. 1
RcoaRegewählt sind, ist das Änderungsmaß des
Ausgangssignales Völ bezüglich der Änderung der
Temperatur T1 durch die folgende Gleichung (5) gegeben:
AV111 _ Ah, ,
AT, AT1 '
AT, AT1 '
Ä,„oderß(V = 0.5 Δ VB,.
mit Vbej= Basis-Emitwr-Spannung des Transistors Q3.
Das durch die Gleichung (5) gegebene Änderungsmaß ist beträchtlich groß. Der Wert von Δ Vql beträgt
4VOt=IOOmV. wenn z.B. Δ VBC/ATj= -2 mV/°C bei
einer üblichen Sperrschichtspannung und zJ7}=50°C
vorliegen.
F i f.. 5 zeigt die Temperaturabhängigkeit eines
derartigen Ausgangssignales Vour· Fig.3 zeigt die
Übertragungskennlinie der in F i g. 1 dargestellten CML-Anordnung bei Anschluß an den in Fig. 2
gezeigten Vorspannungsgenerator 14.
Daraus folgt also, daß der in F i g. 2 dargestellte
Vorspannungsgrnerator 14 aie Temperaturabhängigkeit nich' vollständig kompensieren kann. Wenn das
Verhältnis von R3 zu Ra in der Gleichung (4) ausreichend
klein gewählt wird, kann das ÄnderurgsihaÖ von Ics
bezüglich 7} klein gemacht werden; jedoch ändert sich der Ausgangspegel nicht zwischen dem niederen Pegel
und dem hohen Pegel aufgrund der Zunahme im Verhältnis von Rc Re (&cn zu Re oder Rco zu Re)-Weiterhin
kann diese Zunahme im Verhältnis von
Re und damit der erhöhte Verstärkungsfaktor zu einer unerwünschten Schwingung der Schaltung führen.
Weiterhin wird der Schallungsbetrieb stark durch die Herstellungstoleranzen dieser Widerstände beeinflußt.
Fig.6 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Vorspannungsgeneralors. In
Fig.6 ist der Schaltungsteil einschließlich des Transistors
Qa im wesentlichen mit dem in F i g. 2 dargestellten Schaltungsteil vergleichbar, mit der Ausnahme, daß der
Widerstand R3 für die Vorspannung des Transistors Qa,
d. h. in der Gleichstrom-Gegenkopplungsschaltung für den Transistor Qi, in zwei in Reihe geschaltete
Widerstände Ria und /?3b geteilt ist. Ein Mehrfachemilter-Transistor
Qe ist an seinem Kollektor mit dem Verbindungspunkt der beiden Widerstände Ria und Rw is
verbunden und an seinen Emittern an die Spannungsquelle für die Versorgungsspannung VVf über einen
gemeinsamen Widerstand Ri angeschlossen. Der Transistor
Qe ist an seiner Basis mit dem Kollektor des
Transistors Qa über einen Widerstand Rt und weiterhin S
mit der Spannungsquelle für die Versorgungsspannung Vee über einen Transistor Dx verbunden, der als Diode
arbeitet und daher im folgenden auch als Diode bezeichnet wird. Der Widerstand /?e und die Diode Dx
bilden eine Basis-Vorschaltung für den Transistor Qe.
Damit der in F i g. 6 gezeigte erfindungsgemäße Vorspannungsgenerator die Versorgungsspannungsabhängigkeit
und die Temperaturabhängigkeit der in ^
Fig. 1 dargestellten CML-Anordnung vollständig ko'mpensieren
kann, wenn er in diese CML-Anordnung eingesetzt wird, werden die Kollektorwiderstände Rcn,
Rco und der Emitterwiderstand Re so gewählt, daß sie den gleichen Widerstandswert besitzen, um einen
konstanten Strom in den Transistor Qi zu speisen. Das heißt, hinsichtlich der Spannung Vcs müssen für die 35 mit
obige vollständige Kompensation folgende Gleichungen erfüllt sein:
die Diode D1 fließende Strom bzw. der zum Kollektor
des Mehrfachemitler-Transistors Qt gespeiste Strom
bzw. der durch den Widerstand Ra fließende Strom sind
mit Ix bzw. h bzw. Λ bezeichnet. Weiterhin wird zur
Vereinfachung der Basisstrom jedes einzelnen Transistors nicht berücksichtigt, da er vernachlässigbar ist.
Die Basis-Emitter-Spannung des Mehrfachemitter-Transistors Qi bzw. die Vorwärts- oder Durchlaßspannung
der Diode Dx bzw. die Basis-Emitter-Spannung des
Transistors Qi, sind mit Vbes bzw. Vbei bzw. Vbe4
bezeichnet. Dann gelten die folgenden Gleichungen (8), (9) und (10):
AV.
CS _
A Vn
= 0
Λ V1
AT,
es _
yBE}
AT1
(6)
(7)
h =
BEA
Λ4
-
Vhf.6
= Ruh +
+ R}B)h + VBEA.
(10)
Wenn die durch die Gleichungen (8) und (9) gegebenen Werte von h und h in die Gleichung (10)
eingesetzt werden, ergibt sich für Vcs:
Rs
\'bex - VBEi) -
R4
40 Jx
Jz Boltzmann-Konstante,
Elementarladung,
absolute Temperatur,
Emitterstromdichte in Diode Dx,
Emitterstromdichte in Transistor Qe.
Elementarladung,
absolute Temperatur,
Emitterstromdichte in Diode Dx,
Emitterstromdichte in Transistor Qe.
Aus der Gleichung (11) folgt, daß die die Abhängig-.
keit der Stromquellen-Spannung Vcs von der
Änderung der Versorgungsspannung Vee darstellende
Gleichung (6) nunmehr erfüllt isL Dagegen ist die
mit Vfl£= Basis-Emitter-Spannung des Transistors O3. — . ,,_ . , .. u -es
Im folgenden wird der Betrieb des erfindungsgemä- Temperaturabhang.gke.t -^-
ßen Spannungsgenerators näher erläutert. Der durch 50 Gleichung(12) gegeben:
durch die folgende
AV1
AT1
es =
— In
AT1
(12)
Die EmitteTflache der Diode Dx und die Emitterfläche des Transistor? Q6 werden nun mit AEt bzw. AFi bezeichnet.
Dann folgt für /i/A:
Mit ΑειΙΑελ = η folgt aus Gleichung (12):
-i ΈΤ D V f T V I? -i- I?
^LIS. = "3Λ . _^-in f-y--n ) +
AT, R5 q \h J iU
AT1
Daher kann die Temperaturabhängigkeit der CML-Anordnung
Vollständig kompensiert werden, wenn die Widerstandswerte der Widerstände R3,\, R3B, Ra, Rs, die
Werte der Ströme I1,11 und der Wert des Verhältnisses
Λε^Αει^η so gewählt werden, daß der durch
Δ V es
Gleichung (13) festgelegte Wert von j T gleich ist dem durch die Gleichung (7) festgelegten Wert von ,4 vbei
Gleichung (13) festgelegte Wert von j T gleich ist dem durch die Gleichung (7) festgelegten Wert von ,4 vbei
Der Transistor Q6 muß nicht, wie dargestellt, ein
Mehrfachemitter-Transistor sein, und die Emitterfläche des als die Diode D\ wirkenden Transistors D\ kann von
der Emilterfläche des Transistors Q& verschieden sein,
um die Temperatufänderung des Transistors Q3 in einer
ähnlichen Weise zu kompensieren, wie dies oben beschrieben wurde.
Die Fig.-7j 8 Und 9 zeigen die Übertragungs-Kennlinie
bzw. die Vorspannungsabhängigkeit-Kennlinie bzw. die ■Teinpefatüfäbfiähgigkek-Renhiinie der in Kig. i
dargestellten Kleinamplituden-CML-Anordnung, wenn der in Fig.6 dargestellte erfindungsgemäße Spannungsgenerator
verwendet wird.
Aus den obigen Erläuterungen der Erfindung folgt, daß die Gegenkopplung am Transistor Q3 über dessen
Nebenschlußregler liegt, um die Abhängigkeit des Transistors Q3 von der Vefsorgungsspannung Vee zu
kompensieren, und die Differenz zwischen der Temperaturabhängigkeit
der Übergangsspannung des Mehrfächeniilter-Transislors
Qi und derjenigen der Diode D\ aufgrund der verschiedenen Emitterstromdichten dient
zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Transistors Q3. Daraus folgt, daß die Versörgungsspannungsabhängigkeit
und die Temperaturabhängigkeit
der Kleinarnplitudeh-CML-AnordriUrtg vollständig
kompensierbar sind, wenn der erfindungsgemäße Spannungsgenerator verwendet wird, um die Basis-Vorspannung
für den Konstantstrom-Transistor Q3 in der CM L-Anordnung zu gewinnen.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
130223/432
Claims (4)
1. Logikschaltung mit einem Strommodlogikkreis, der wenigstens einen Eingangsanschluß für die
Anlage eines Eingangssignals, einen Ausgangsanschluß für die Abgabe eines Ausgangssignals und
einen als Konstantstromquelle arbeitenden Transistor enthält, und mit einem an die Basis des
Transistors der Konstantstromquelle angeschlossenen Nebenschlußregelkreis für die Zuführung einer
unabhängig von Schwankungen in der Speisespannung konstanten Basisvorspannung, der einen
zwischen Quellen für unterschiedliche Potentiale angeschlossenen und mit seiner Kollektor/Emitter- ι Strecke
an der Basis des Transistors der Konstantstromquelle liegenden ersten Transistor und eine
erste Vorspannungstufe zum Teilen der Kollektor/ Emitter-Spannung des ersten Transistors für die
Erzeugung einer Basisvorspannung für diesen Transistor aufweist, dadurch gekennzeichnet,
daß weiter ein mit der ersten Vorspannungsstufe (RjA, RiB) verbundener zweiter Transistor (Q6)
als Nebenschluß für einen Teil der durch die erste Vorspannungsstufe fließenden Stromes und eine 2=>
zweite Vorspannungsstute (Rb, D\) zum Erzeugen einer Basisvorspannung für liesen zweiten Transistor
mit einem als Diode arbeitenden dritten Transistor (!^vorgesehen sind.
2. Logikschaltung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor (Qi,) und
der dritte "ransistor (D;) zur Kompensation der Ternperaturabhängigkeit für den Transistor (Oi,)der
Konstantstromquelle bei unterschiedlicher Emitterstromdichte arbeiten. a
3. Logikschaltung nach Anspruch 1 oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor
) Mehrenittertransistor ist.
4. Logikschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis
3. dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistör
(Qk)und der dritte Transistor (D\)unterschiedliche
Emitterflächen aufweisen.
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ID=14962212
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