DE3110355C2 - Gleichspannungsgenerator zur Lieferung einer temperaturabhängigen Ausgangs-Gleichspannung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Gleichspannungsgenerator der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.

Viele Schaltungen, die in Informationsübertragungssystemen verwendet werden, benötigen zum Betrieb eine Vorspannung in Form einer Gleichspannung. Viele der Gleichspannungsgeneratoren zur Lieferung dieser Vorspannung erzeugen (aufgrund der Bauteilkonstruktion der einzelnen Bauteile dieser Vorspannungsquellen) Ausgangs-Gleichspannungen, die sich mit der Umgebungstemperatur ändern. Wenn die Beziehung zwischen Änderungen der Ausgangs- Gleichspannung und Änderungen der Temperatur eine im wesentlichen lineare Funktion ist, so kann diese Beziehung als Definition eines Temperaturkoeffizienten für diesen Gleichspannungsgenerator betrachtet werden. In manchen Fällen haben die Änderungen der Ausgangs-Gleichspannung aufgrund von Änderungen der Umgebungstemperatur nur geringe Auswirkungen auf das übertragene Signal, das durch eine Schaltung hindurch übertragen wird, mit der der Gleichspannungsgenerator verwendet wird. Andererseits kann die Änderung der Ausgangs-Gleichspannung erhebliche Auswirkungen auf Fehler haben, die am Ausgang der Schaltung auftreten.

Es ist ein Gleichspannungsgenerator der eingangs genannten Art bekannt (US-PS 3 701 004), bei dem Einrichtungen zur Erzeugung einer ersten temperaturabhängigen Bezugsspannung vorgesehen sind, die eine Stromquelle und ein mit dieser Stromquelle in Reihe geschaltetes Halbleiterelement, z. B. eine Diode mit vorgegebener Temperaturabhängigkeit der Durchlaßspannung aufweisen. Die so gebildete Bezugsspannung wird in einem Transistor mit dem längs eines Emitterwiderstandes auftretenden Spannungsabfall verglichen und damit zur Steuerung des Kollektorstromes dieses Transistors verwendet. Der Kollektor ist mit einem Kollektorwiderstand verbunden, dessen Spannungsabfall die durch die Temperaturänderung hervorgerufene Änderung der Durchlaßspannung der Diode multipliziert mit der Spannungsverstärkung des Transistors darstellt, so daß erheblich größere Temperaturkoeffizienten der Kollektorspannung erzielbar sind, als dies der Spannungsabhängigkeit des Durchlaßspannungsabfalls der Diode in Abhängigkeit von der Temperatur entspricht. Um vorgegebene Spannungspegel bei einer vorgegebenen Ausgangstemperatur, beispielsweise bei Raumtemperatur zu erzielen, kann dem Kollektorwiderstand eine Zenerdiode in Reihe geschaltet werden, wobei allerdings die Temperaturabhängigkeit der Zenerdiode ggf. der Temperaturabhängigkeit des Spannungsabfalls längs des Kollektorwiderstandes entgegenwirkt. Weiterhin kann auf diese Weise die erzeugte Ausgangs- Gleichspannung mit vorgegebener Temperaturabhängigkeit lediglich sehr grob durch Auswahl der Zener-Spannung ausgewählt werden, was für viele Fälle nicht ausreichend ist.

Dies gilt insbesondere dann, wenn in der Lastschaltung durch die Ausgangs-Gleichspannung ein sehr genauer Vorstrom erzeugt werden soll, der einen von der Temperatur abhängigen Spannungsabfall in der Lastschaltung ergibt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungsgenerator der eingangs genannten Art zu schaffen, der eine vorgebbare Spannungs-Temperaturfunktion aufweist und bei dem der Pegel der Ausgangs-Gleichspannung ohne Änderung des Temperaturverhaltens genau einstellbar ist, um eine Anpassung der Spannungs-Temperaturfunktion an die Spannungs- Temperaturfunktion der Lastschaltung zu ermöglichen.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Der erfindungsgemäße Gleichspannungsgenerator weist eine Spannungs-Temperaturfunktion auf, die vorgebbar ist, so daß sich die Ausgangs-Gleichspannung mit der Temperatur in einer vorhersehbaren Weise ändert. Die Spannungs-Temperaturfunktion ist in einfacher Weise dadurch festgelegt, daß ein vorgegebenes Verhältnis für Widerstandswerte von zwei Widerständen verwendet wird.

Bei Anwendungsfällen, bei denen die Schaltung, mit der der erfindungsgemäße Gleichspannungsgenerator verbunden ist, charakteristische Änderungen in Abhängigkeit von Temperaturänderungen aufweist, ist es möglich, die Spannungs-Temperaturfunktion des Gleichspannungsgenerators an die Spannungs-Temperaturfunktion der Lastschaltung anzupassen, so daß Änderungen der Vorspannung bei Änderungen der Umgebungstemperatur durch Änderungen in der Lastschaltung aufgrund der gleichen Temperaturänderungen ausgeglichen werden.

Es sind verschiedene Schaltungen bekannt, bei denen Gleichspannungsgeneratoren verwendet werden, um eine vorgegebene Vorspannung zu erzeugen, die einen Vorstrom in der Schaltung hervorruft, mit dem eine vorgegebene Betriebsweise erzielt wird. Eine derartige Schaltung ist der Klasse-A- Verstärker, der eine derartige Vorspannung benötigt, daß er in der Klasse-A-Betriebsart arbeitet. In ähnlicher Weise kann ein Vorstrom von einer Vorspannung derart hervorgerufen werden, daß ein Verstärker im AB-Betrieb arbeitet. Andere Arten von Verstärkern, die Vorströme benötigen, sind für den Fachmann gut bekannt. Bei allen diesen Verstärkern kann es wünschenswert sein, die Spannungs-Temperaturfunktion des Gleichspannungsgenerators an die Spannungs-Temperaturfunktion der Verstärkerschaltung anzupassen.

Ein weiteres Beispiel für eine Schaltung, die ein Vorspannungssignal benötigt, ist die Gleichrichterschaltung, wie sie in der US-Patentschrift 4 097 767 beschrieben ist. Bei dieser Schaltung kann eine Vorspannung dazu verwendet werden, einen Vorstrom hervorzurufen, um auf diese Weise die Anstiegsgeschwindigkeit des Signals einer Operationsverstärkerstufe in der Gleichrichterschaltung zu verringern. Durch die Verwendung des erfindungsgemäßen Gleichspannungsgenerators kann eine verbesserte Gleichrichterschaltung geschaffen werden.

Die Vorspannung des Gleichspannungsgenerators ändert sich in allen Fällen bei Temperaturänderungen entsprechend einer vorgegebenen Spannungs-Temperaturfunktion, die genau vorherbestimmbar ist.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen noch näher erläutert.

In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 eine Schaltung der in der US-Patentschrift 4 097 767 beschriebenen Art,

Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsform des Gleichspannungsgenerators zur Verwendung mit der Schaltung nach Fig. 1.

Die Gleichrichterschaltung gemäß Fig. 1 ist von der in der US-Patentschrift 4 097 767 beschriebenen Art. Wie in dieser Patentschrift beschrieben ist, kann diese Schaltung einfach mit Hilfe von integrierten Schaltungstechniken hergestellt werden, weil sie lediglich NPN-Transistoren verwendet, sie benötigt weiterhin keine angepaßten Widerstände oder genaue Widerstandsverhältnisse. Weiterhin verwendet sie lediglich einen Operationsverstärker, so daß keine Anpassung der Verstärker oder ein Abgleich erforderlich ist. Die Schaltung wird weiterhin nicht durch irgendwelche Spannungsunterschiede beeinflußt, die zwischen den Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers vorhanden sein können und sie ergibt bei einer bevorzugten Ausführungsform eine Breitbandgleichrichtung im nA- bis mA-Bereich. Schließlich arbeitet die Schaltung nahezu als Klasse-A-Schaltung für Eingangssignale mit niedrigen Spannungen und hohen Frequenzen, wobei sich relativ geringe Anforderungen an die Signalanstiegsgeschwindigkeiten des Operationsverstärkers ergeben.

Die in Fig. 1 gezeigte Gleichrichterschaltung schließt einen eine hohe Verstärkung aufweisenden invertierenden Verstärker 10 ein. Der Verstärker 10 weist einen nichtinvertierenden Eingangsanschluß 12 auf, der mit der Systemerde verbunden ist, während der invertierende Eingangsanschluß mit dem Eingangsanschluß 16 der Schaltung verbunden ist und ein Wechselstrom-Eingangssignal I_IN empfängt. Der Verstärker 10 wird als Verstärkerstufe verwendet.

Ein erster Übertragungspfad wird durch einen Transistor Q₁ gebildet, der bei der dargestellten Ausführungsform ein NPN-Transistor ist, dessen Basisanschluß 18 über einen Vorspannungsgenerator 19 mit dem Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10 verbunden ist, während sein Emitter- Anschluß 22 direkt mit dem Eingangsanschluß 16 der Schaltung und sein Kollektoranschluß 24 mit dem Ausgangsanschluß 26 der Schaltung verbunden ist. Es sind Einrichtungen zur Verbindung des Ausgangsanschlusses 26 mit einer virtuellen Operationsverstärker-Erde vorgesehen, die schematisch bei 28 gezeigt ist und die auf einen vorgegebenen Gleichspannungspegel bezüglich der Systemerde eingestellt ist, so daß ein Strom I₂ in der gezeigten Weise geliefert wird. Der Gleichspannungspegel weist einen positiven Wert in der Nähe von Erdpotential auf. Beispielsweise wurde festgestellt, daß ein Wert des Spannungspegels für die virtuelle Erde 28, die befriedigenden Eigenschaften ergab, +0,5 Volt Gleichspannung gegenüber der Systemerde beträgt.

Aus noch näher erläuterten Gründen weist der Transistor Q₁ eine hohe Verstärkung auf. Beispielsweise ist eine Verstärkung von 100 ausreichend, obwohl höhere Verstärkungen von bis zu 300 unter Verwendung üblicher integrierter Schaltungstechniken erzielt werden können.

Ein zweiter Übertragungspfad wird durch Transistoren Q₂ und Q₃ gebildet, die jeweils als NPN-Transistoren gezeigt sind, deren jeweilige Basisanschlüsse 30 und 32 mit der Systemerde verbunden sind, während ihre Emitter-Anschlüsse 34 und 36 miteinander und mit dem Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10 verbunden sind. Der Kollektor 38 des Transistors Q₂ ist mit dem invertierenden Eingangsanschluß 14 des Verstärkers 10 verbunden. Der Kollektor 40 des Transistors Q₃ ist mit dem Ausgangsanschluß 26 verbunden. Vorzugsweise sind die Transistoren Q₂ und Q₃ geometrisch zur Erzielung einer gleichen Verstärkung, Größe usw. aneinander angepaßt, so daß, wenn die beiden Transistoren auf der gleichen Basis-Emitterspannung gehalten werden, gleiche Kollektorströme erzielt werden.

Im Betrieb ist, wenn I_IN eine positive Polarität aufweist, das Ausgangssignal des Verstärkers 10 eine negative Spannung. Wenn die Basis des Transistors Q₂ dann positiv gegenüber seinem Emitter ist, so leitet der Transistor Q₂ einen Strom I_IN (+) von dem invertierenden Eingangsanschluß 14 des Verstärkers 10 zum Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers. Weil der Emitter des Transistors Q₂ mit dem Emitter des Transistors Q₃ verbunden ist und weil die Basisanschlüsse dieser Transistoren ebenfalls miteinander (und mit Erde) verbunden sind, weist die Basis 32 des Transistors Q₃ eine positive Spannung gegenüber dem Emitter 36 auf, so daß der Transistor Q₃ ebenfalls einen Strom I_2A leitet. Weil die Transistoren Q₂ und Q₃ aneinander angepaßt sind und immer die gleiche Basis-Emitterspannung aufweisen, ist der momentane Pegel von I_IN (+) gleich dem momentanen Pegel von I_2A. Entsprechend ist I_2A das gespiegelte Stromsignal von I_IN (+). Weil gemäß dem Kirchhoffschen Gesetz gilt, daß in einen Knoten fließende Ströme gleich den Strömen sind, die aus dem Knoten herausfließen, ist der momentane Pegel des vom Ausgang des Verstärkers 10 fließenden Stromes gleich der Summe der momentanen Werte von I_IN (+) und I_2A.

Weil der momentane Pegel von I_IN (+) gleich dem momentanen Pegel von I_2A ist, folgt der Ausgangsstrom dem Eingangsstrom, wenn der letztere eine positive Polarität aufweist. Während dieser Periode ist, weil das Ausgangssignal des Verstärkers 10, das der Basis des Transistors Q₁ zugeführt wird, negativ ist, der Transistor Q₁ nicht leitend.

Wenn der Eingangswechselstrom I_IN eine negative Polarität aufweist, so liefert der Verstärker 10 eine positive Ausgangsspannung. Der Emitter 34 des Transistors Q₂ ist dann gegenüber seiner Basiselektrode 30 positiv und der Emitter 36 des Transistors Q₃ ist positiv gegenüber seinem Basisanschluß 32, so daß weder der Transistor Q₂ noch der Transistor Q₃ leitet. Der Kollektor 24 des Transistors Q₁ ist jedoch positiv gegenüber seinem Emitter 22, so daß ein Kollektor-Emitter-Strom durch den Transistor Q₁ fließt. Dieser Strom ist derart, daß der Emitter-Strom I_IN (-), der von den Emitter des Transistors Q₁ zum invertierenden Eingangsanschluß 14 fließt, gleich dem vom Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10 zur Basis des Transistors Q₁ fließenden Basisstrom I_b plus dem Kollektorstrom I_2B ist, der von der virtuellen Erde 28 fließt. Der Wert des Basisstroms I_b hängt von der Verstärkung des Transistors Q₁ ab, und durch die Auswahl eines eine hohe Verstärkung aufweisenden Transistors für den Transistor Q₁ ist der durch I_b eingeführte Fehler vernachlässigbar. Beispielsweise ist bei einer Verstärkung von 100 der Wert von I_b angenähert gleich 1% von I_IN (-), oder I_2B = 99% von I_IN (-). Damit ist dem angegebenen Beispiel der momentane Pegel des Ausgangsstromes, der am Anschluß 26 erscheint, im wesentlichen gleich dem momentanen Pegel des Eingangsstromes I_in, wenn der letztere positiv ist, während er angenähert 99% des momentanen Pegels des Eingangsstromes I_in (und von entgegengesetzter Polarität) ist, wenn der Eingangsstrom negativ ist. Wie dies in der US-Patentschrift 4 097 767 beschrieben ist, kann der durch I_b eingeführte Fehler dadurch korrigiert werden, wenn dies erwünscht ist, daß in geeigneter Weise die Basisvorspannung an den Transistoren Q₂ und Q₃ abgeglichen wird.

Ohne den Vorspannungssignalgenerator 19, d. h. bei direkter Verbindung des Basisanschlusses 18 des Transistors Q₁ mit dem Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10, bestimmt die Signalanstiegsgeschwindigkeit und das Verstärkungs-Bandbreitenprodukt des Verstärkers 10 die Zeitdauer, die auftritt, wenn ein Übertragungspfad seinen leitfähigen Zustand beendet und der andere Übertragungspfad zu leiten beginnt, wenn eine Änderung der Polarität am Ausgangssignal des Verstärkers 10 auftritt. Diese Signalanstiegsgeschwindigkeit kann von geringer Bedeutung sein, wenn das Eingangssignal I_IN zwischen relativ großen positiven und negativen Pegeln schwingt. Wenn jedoch das Eingangssignal I_IN eine relativ geringe Größe und eine relativ hohe Frequenz aufweist, kann die Zeit, die erforderlich ist, damit das Ausgangssignal am Anschluß 20 des Verstärkers 10 von einer derart ausreichenden Größe mit einer Polarität, das ein Übertragungspfad leitet, auf eine ausreichende Größe mit der anderen Polarität überwechselt, damit der andere Übertragungspfad leitet, von Bedeutung sein, weil die Information, die in dem Eingangssignal während dieser Zeit enthalten ist, verloren geht.

Entsprechend ist der Vorspannungsgenerator 19 zwischen dem Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10 und der Basis 18 des Transistors Q₁ angeordnet, um die Anforderungen an die Signalanstiegsgeschwindigkeit zu verringern. Der Generator 19 ist in der US-Patentschrift 4 097 767 als Gleichspannungsbatterie oder als Einrichtung zur Lieferung eines Stromes durch einen festen Widerstand beschrieben, der mit der Basis 18 des Transistors Q₁ verbunden ist. Die Basis des letzteren ist mit der Anode einer Diode verbunden, während die Kathode dieser Diode mit dem Ausgangsanschluß 20 des Verstärkers 10 verbunden ist. Diese Anordnung liefert im Ergebnis eine positive Vorspannung an die Basis des Transistors Q₁ und eine negative Vorspannung an die Emitter der Transistoren Q₂ und Q₃. Die Vorspannung ruft einen umlaufenden Strom I_CIRC durch den Basis-Emitter-Kreis des Transistors Q₁ hervor, der über den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₂ übertragen wird. Dies führt zu einem umlaufenden Strom I_circ, der keine Auswirkung auf den Wert des Signals hat, das dem Eingang der Schaltung am Anschluß 16 zugeführt wird, jedoch einen Stromfehler am Ausgangsanschluß 26 der Schaltung hervorruft, der gleich dem doppelten der Größe von I_circ ist. Der Vorspannungsgenerator 19 stellt daher einen Kompromiß dar. Durch Erzeugung einer Übergangs-Vorspannung arbeitet die Schaltung weiter angenähert an eine Klasse-A-Schaltung, wenn das Eingangssignal von einer Polarität zur anderen übergeht, wodurch ein besserer Hochfrequenzbetrieb ermöglicht wird, weil die anfängliche Leitfähigkeit durch entweder den Transistor Q₁ oder die Transistoren Q₂ und Q₃ nicht von dem Spannungspegel am Ausgang des Verstärkers 10 abhängig ist. Die Einführung des umlaufenden Stromes I_circ führt jedoch zu der Einführung eines Fehlersignals am Ausgangsanschluß 26 der Schaltung. Eine Vergrößerung des Vorspannungspegels von dem Vorspannungsgenerator 19 verringert die Forderungen bezüglich Signalanstiegsgeschwindigkeit und Verstärkungsbandbreite an den Verstärker 10 für vorgegebene Betriebseigenschaften der Schaltung, führt jedoch gleichzeitig zu einem vergrößerten Fehlersignal am Anschluß 26, das durch I_circ hervorgerufen wird.

Es ist daher wünschenswert, das von dem Vorspannungsgenerator 19 gelieferte Vorspannungspotential bis zu dem Punkt zu vergrößern, bei dem der durch die I_circ hervorgerufene Fehler am Anschluß 26 den maximal annehmbaren Pegel erreicht. Dieser Pegel muß 5-10mal kleiner als das kleinste Signal sein, für das eine genaue Gleichrichtung erwünscht ist. Wenn der Eingangsstrom ansteigt, verringert sich der durch I_circ hervorgerufene Fehler. Entsprechend ist der durch I_circ hervorgerufene Fehler bei kleinen Signalpegeln von Bedeutung. Die Verwendung von Vorspannungsgeneratoren der in der US- Patentschrift 4 097 767 beschriebenen Art kann jedoch Probleme ergeben. Änderungen der Umgebungstemperatur können den Vorspannungsgenerator 19 so beeinflussen, daß sich das Vorspannungspotential ändert, und damit der I_circ-Fehler am Anschluß 26. Änderungen der Temperatur können daher unerwünschte Änderungen des I_circ-Fehlers bis zu einem Punkt hervorrufen, bei dem I_circ so groß wie oder größer als kleine interessierende Signalpegel wird. Weiterhin kann selbst dann, wenn der Vorspannungsgenerator 19 temperaturunabhängig ausgebildet ist, so daß die Vorspannung temperaturunabhängig ist, die Temperaturabhängigkeit der Transistoren Q₁ und Q₂ und insbesondere die Basis-Emitter-Spannungs-/Kollektorstrom-Beziehung dieser beiden Transistoren zu dramatischen Änderungen (auf einen Faktor von mehreren Hundert über einen Bereich von 50°C) des Kollektorstromes bei Temperaturänderungen führen.

Diese Tatsache ist aus der folgenden Diskussion noch klarer ersichtlich. Wie dies in der Technik gut bekannt ist, beträgt bei Fehlen des Vorspannungsgenerators 19 die notwendige Basis-Emitter-Spannung, die erforderlich ist, damit die Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ vollständig bei Raumtemperatur leitend sind, ungefähr 0,6 Volt. Wenn daher das Ausgangssignal des Verstärkers 10 einen Wert von -0,6 Volt aufweist, so beträgt die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q₂ und Q₃ ungefähr +0,6 Volt. In gleicher Weise beträgt, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 10 einen Wert von +0,6 Volt hat, die Basis-Emitter- Spannung des Transistors Q₁ ungefähr +0,6 Volt. In beiden Fällen ruft ein starker Anstieg der Größe des Eingangssignalpegels an den Operationsverstärker keine wesentliche Änderung in den Basis-Emitter-Spannungen der entsprechenden Transistoren hervor. Es ist zu erkennen, daß beim Übergang zwischen den positiven und negativen Bereichen des Eingangssignals an den Verstärker 10 ohne den Generator 19 der Verstärker eine Signalnachführung zwischen -0,6 Volt und +0,6 Volt oder eine gesamte Signalspannungsänderung von 1,2 Volt liefern muß. Die von den Generator 19 gelieferte Vorspannung wird jedoch von den 1,2 Volt subtrahiert, so daß das Ausgangssignal des Verstärkers keine derartig große Signaländerung durchführen muß. Der Wert der Vorspannung wird üblicherweise durch den maximalen Wert von I_circ bestimmt. Ein geeigneter Wert für I_circ, der befriedigende Eigenschaften bei der Schaltung nach Fig. 1 ergab, betrug 1 nA. Dieser Wert von I_circ ermöglicht eine Vorspannung von ungefähr 600 mV für viele Transistoren (obwohl diese Vorspannung sich von Transistor zu Transistor ändern kann), damit sich eine Basis-Emitter-Ruhespannung von ungefähr 0,3 Volt an jeder Basis-Emitterstrecke der Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ ergibt. Es ist zu erkennen, daß andere Werte von maximal annehmbaren Strömen I_circ verwendet werden können, obwohl für viele Anwendungen der Wert von 1 nA optimale Ergebnisse zu liefern scheint. Daher muß bei einer Vorspannung von 0,6 Volt der Verstärker lediglich eine Spannungsänderung zwischen -0,3 Volt und +0,3 Volt für insgesamt 0,6 Volt durchführen. Wenn der Ruhestrompegel I_circ 1 nA beträgt, so ist ein Beispiel für den durch I_circ hervorgerufenen Fehler durch den Transistor Q₁ oder Q₂, der scheinbar gesperrt ist, gleich 0,1 nA, wenn das Eingangssignal 10 nA beträgt. Wenn beispielsweise I_in = +10 nA ist, so beträgt der Kollektor- Emitter-Strom durch den Transistor Q₂ angenähert 10 nA (ein Faktor von 10 oberhalb des Ruhestrompegels). Aufgrund der exponentiellen Beziehung zwischen V_be und I_c liegt dann der durch I_circ hervorgerufene Fehler durch den Kollektor- Emitterkreis des Transistors Q₁ um einen Faktor von 10 unter dem Ruhestrom oder 0,1 nA. Weil das Kirchhoffsche Stromgesetz fordert, daß die Summe der Ströme in einen Knoten gleich der Summe der Ströme aus einem Knoten ist, so ist der Strom durch den Kollektor-Emitterkreis des Transistors Q₂ tatsächlich dann 10,1 nA. Diese Werte des Stromes liefern ein Ausgangssignal am Anschluß 20 des Verstärkers 10, das um -60 mV gegenüber dem Ruhepegel versetzt ist. In ähnlicher Weise ist, wenn I_IN = -10 nA ist, der Kollektor-Emitterstrom durch den Transistor Q₁ angenähert gleich 10,1 nA und der I_circ- Fehler durch den Transistor Q₂ beträgt ungefähr 0,1 nA. Das Ausgangssignal am Anschluß 20 des Verstärkers 10 verschiebt sich dann um +60 mV gegenüber dem Ruhestrompegel. Der Verstärker ergibt damit lediglich eine Signaländerung über 120 mV bei einer Änderung des Eingangsstromes von +10 nA auf -10 nA. Dies stellt eine erhebliche Verringerung gegenüber den ungefähr 900 mV dar, über die sich das Ausgangssignal des Verstärkers bei einer Änderung des Eingangsstromes von +10 nA auf -10 nA ändern muß, wenn keine Vorspannung vorgesehen ist. Es sei bemerkt, daß der 120-mV-Pegel eine Funktion der Temperatur ist und sich ausgehend von einem Wert 120 mV bei Raumtemperatur (300 K) auf den Wert von (375/300) multipliziert mit 120 mV bei 100°C (375 K) ändert. Der durch I_circ am Ausgangsanschluß 26 hervorgerufene Fehler ist gleich dem doppelten des I_circ-Fehlers, weil das Fehlersignal in beiden Übertragungspfaden gleichzeitig vorhanden ist. Im einzelnen ist bei dem vorstehend angegebenen Beispiel bei einem Eingangssignal von 10 nA der Strom durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₂ angenähert 10,1 nA. Der I_2A-Strom durch den Transistor Q₃ ist angenähert 10,1 nA. Gleichzeitig ist der I_circ-Fehler durch den Kollektor- Emitter-Kreis des Transistors Q₁ = 0,1 nA. Unter Verwendung der Kirchhoffschen Stromgesetze unterscheidet sich der Strom am Ausgangsanschluß 26 um 0,2 nA von dem Eingangsstrom. Diese 0,2 nA stellen daher den resultierenden Fehler von I_circ dar.

Wenn I_IN = 100 mA ist, so ist der Kollektor- Emitter-Strom durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₂ angenähert 100 nA und der I_circ-Strom durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₁ beträgt ungefähr 0,01 nA. Wenn I_IN = -100 nA ist, so beträgt der Kollektor-Emitter-Strom durch den Kollektor-Emitter- Kreis des Transistors Q₁ angenähert 100 nA und der I_circ-Strom durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₂ beträgt 0,01 nA. In ähnlicher Weise rufen Eingangsströme I_IN von +1 mA und -1 mA einen I_circ-Strom von 1 pA hervor. Es kann daher verallgemeinert gesagt werden, daß unter den angegebenen Bedingungen ein Anstieg des Stromes durch die leitende Hälfte des Gleichrichters um 1 dB einer Verringerung des Stromes I_circ durch die scheinbar abgeschalteten Transistoren um 1 dB entspricht. Entsprechend ist der Fehler (gleich dem doppelten des Stromfehlers I_circ) am Ausgangsanschluß 26 mit ansteigendem Ausgangssignal zunehmend weniger von Bedeutung, wobei der maximale Fehler beim Nulldurchgang oder bei sehr niedrigen Eingangsströmen auftritt.

Die Verwendung der in der US-Patentschrift 4 097 767 beschriebenen Vorspannungsgeneratoren ergab keine zuverlässig reproduzierbare Schaltung, bei der durch den I_circ-Fehler am Ausgangsanschluß 26 hervorgerufene Fehler konstant bei dem gleichen maximal annehmbaren Pegel reproduziert wurde. Wenn beispielsweise die Schaltung in Form einer integrierten Schaltung ausgeführt wird, so kann der maximal zulässige I_circ-Fehler typischerweise 100 nA betragen. Die Vorspannung zur Erzeugung dieses maximal annehmbaren I_circ-Fehlers kann sich um bis zu 100 mV von einer Schaltung zur anderen ändern, insbesondere wenn diese Schaltungen auf integrierten Halbleiterplättchen ausgebildet sind. Diese Änderung der Vorspannung zur Erzielung des gewünschten maximalen Pegels für den I_circ-Fehler ergibt sich aufgrund von Unterschieden der Transistoreigenschaften der verwendeten Transistoren von Halbleiterplättchen zu Halbleiterplättchen.

Entsprechend kann die erfindungsgemäße Ausführungsform des Gleichspannungsgenerators nach Fig. 2 für den Vorspannungsgenerator 19 nach Fig. 1 verwendet werden, um ein geeignetes Vorspannungspotential derart zu liefern, daß der I_circ-Fehler von Halbleiterplättchen zu Halbleiterplättchen reproduzierbar ist und weiterhin temperaturunabhängig ist, wenn die Schaltung in Form einer integrierten Schaltung ausgeführt ist.

Der Generator nach Fig. 2 weist Anschlüsse 100 und 102 zur Verbindung mit der Lastschaltung, d. h. jeweils mit der Basis des Transistors Q₁ und dem Emitter 34 des Transistors Q₂ auf. Zu Erläuterungszwecken sind der Basis-Emitter-Kreis des Transistors Q₁ und der Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₂ in Fig. 2 in Form von Dioden dargestellt. Der Anschluß 100 ist mit der Basis eines Transistors Q₄ verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₄ ist mit der Stromquelle 104 verbunden, die einen Strom I_B mit fester Amplitude liefert, während der Emitter des Transistors Q₄ mit der Anode einer Diode Q₅ verbunden ist. Die Kathode der Diode Q₅ ist mit einem eine niedrige Impedanz aufweisenden Knotenpunkt, wie z. B. dem Ausgang eines Operationsverstärkers, oder in der gezeigten Weise mit der Systemerde verbunden. Der Anschluß 100 ist weiterhin mit der Anode einer Diode Q₆ verbunden, die ihrerseits sowohl mit der Basis des Transistors Q₄ als auch mit dem Ausgang einer Stromquelle 106 verbunden ist, die den Strom I_A mit einem festen Pegel liefert. Die Kathode der Diode Q₆ ist mit der Anode einer Diode Q₇ verbunden, deren Kathode mit einem Verbindungspunkt 144 von 2 Widerständen 110 und 112 verbunden ist. Der von dem Verbindungspunkt 114 abgewandte Anschluß des Widerstandes 110 ist mit dem Eingangsanschluß 102 verbunden, während der entgegengesetzte Anschluß des Widerstandes 112 mit Systemerde verbunden ist. Der Verbindungspunkt 114 ist weiterhin mit dem Eingang einer Stromquelle 108 zur Lieferung des Stromes I_A verbunden, wobei der Ausgang der Quelle geerdet ist. Der Ausgang der Stromquelle 104 ist weiterhin mit einem Darlington-Paar von Transistoren Q₈ und Q₉ verbunden. Im einzelnen ist der Ausgang der Stromquelle 104 mit der Basis des Transistors Q₈ verbunden, dessen Emitter mit der Basis des Transistors Q₉ verbunden ist. Die Kollektoren der Transistoren Q₈ und Q₉ sind miteinander und mit einer positiven Gleichspannungsquelle verbunden, während der Emitter des Transistors Q₉ mit dem Eingangsanschluß 102 und damit mit dem Widerstand 110 verbunden ist. Schließlich ist ein Transistor Q₁₀ mit seiner Basis mit dem Emitter des Transistors Q₉ verbunden, während sein Kollektor mit der Basis des Transistors Q₈ und sein Emitter über eine Diode Q₁₁ mit Erde verbunden ist. Es ist zu erkennen, daß bei der dargestellten Ausführungsform die Dioden Q₅, Q₆ und Q₇ durch NPN-Transistoren gebildet sind, die jeweils in der Diodenbetriebsart geschaltet sind, d. h. der Kollektor jedes Transistors ist mit dem zugehörigen Basisanschluß verbunden. Die richtige Betriebsweise des Generators nach Fig. 2 hängt davon ab, daß die Transistoren Q₄, Q₅, Q₆ und Q₇ aneinander angepaßte Vbe/Ic-Charakteristiken aufweisen, und zwar ebenso wie die Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ der Operations-Gleichrichterschaltung nach Fig. 1, wobei als Bedingung vorausgesetzt wird, daß alle Transistoren der gleichen Temperatur ausgesetzt sind. Diese Anordnung kann ohne weiteres mit Hilfe heutiger IC-Technologien erreicht werden. In ähnlicher Weise sind die Transistoren Q₈, Q₉ und Q₁₀ alle NPN-Transistoren, so daß die gesamte Schaltung in üblicher IC-Technik hergestellt werden kann.

Im Betrieb liefert die Stromquelle 104 einen Strom I_B, der von dem Strom I_A abweicht, der von jeder der Stromquellen 106 und 108 geliefert wird. Bei geeigneter Auswahl der Widerstands- und Stromwerte fließt im wesentlichen der gesamte Strom der Stromquelle 104 durch den Transistor Q₄ und die Diode Q₅. In ähnlicher Weise ist der von der Stromquelle 106 an die Operations- Gleichrichterschaltung abgeleitete Strom vernachlässigbar (was noch erkennbar wird), so daß im wesentlichen der gesamte aus der Stromquelle 106 herausfließende Strom über die Dioden Q₆ und Q₇ fließt. Im allgemeinen ergibt sich bei Raumtemperatur für jedes dB-Unterschied im Strom zwischen I_B und I_A ein Unterschied von 3 Millivolt in dem Diodenspannungsabfall (d. h. der Basis-Emitter-Spannung der als Diode geschalteten Transistoren) entlang jeder Diode Q₆ und Q₇ gegenüber dem Diodenspannungsabfall (d. h. der Basis-Emitter-Spannung der als Diode geschalteten Transistoren) längs jedes Transistors Q₄ und der Diode Q₅. Wenn beispielsweise I_B = 10 · I_A ist, so ist die Differenz im Spannungsabfall längs jeder Diode Q₆ und Q₇ ungefähr -60 mV oder insgesamt ungefähr -120 mV längs beider Dioden, verglichen mit den Spannungsabfällen längs der Transistoren Q₄ und der Dioden Q₅. Entsprechend dem Kirchhoffschen Spannungsgesetz ist der Spannungsabfall längs des Widerstandes 112 daher die Spannungsdifferenz zwischen dem gesamten Spannungsabfall längs der Dioden Q₆ und Q₇ und dem gesamten Spannungsabfall der Basis-Emitter-Grenzschicht des Transistors Q₄ und der Diode Q₅. Daher beträgt bei einem Strom von I_B = 10 · I_A der Spannungsabfall längs des Widerstandes 112 etwa 120 mV.

In diesem Beispiel entspricht daher die Spannung längs des Widerstandes 112 der Dekadendifferenz in dem Strom, der durch die beiden Dioden Q₆ und Q₇ fließt, und in dem Strom, der durch sowohl den Emitter des Transistors Q₄ als auch die Diode Q₅ fließt. Wenn daher I_B = 10 · I_A ist, so beträgt der Spannungsabfall bei Raumtemperatur längs des Widerstandes 112 120 mV. In ähnlicher Weise beträgt bei I_B = 100 · I_A der Spannungsabfall längs des Widerstandes 112 bei Raumtemperatur 240 mV.

Der Strom durch den Widerstand 112 ist daher gleich der Differenz in dem Spannungsabfall der Dioden Q₆ und Q₇ und der Basis- Emitter-Spannung des Transistors Q₄ plus dem Spannungsabfall der Diode Q₅ dividiert durch den Wert des Widerstandes 112. Entsprechend dem Kirchhoffschen Stromgesetz ist der Strom durch den Widerstand 110 gleich dem Strom durch den Widerstand 112, weil der Strom durch die Dioden Q₆ und Q₇, d. h. I_A, gleich dem Strom, der von der Quelle 108 aus dem Verbindungspunkt 114 bezogen wird, d. h. ebenfalls I_A ist. Die Spannung längs des Widerstandes 110 ist gleich dem Strom durch den Widerstand 110 multipliziert mit dem Widerstandswert des Widerstandes 110.

Die zwischen den Anschlüssen 100 und 102 gelieferte Vorspannung ist gleich dem Spannungsabfall der Diode Q₆ plus dem Spannungsabfall der Diode Q₇ abzüglich des Spannungsabfalls längs des Widerstandes 110. Dieser letztgenannte Spannungsabfall entspricht einer ausreichenden Spannung zur Änderung des Stromes durch die Transistoren Q₁ und Q₂ um k Dekaden weniger als I_A, wobei k eine konstante (nicht notwendigerweise eine ganze) Zahl ist, die gleich dem Verhältnis des Widerstandswertes des Widerstandes 110 zum Widerstandswert des Widerstandes 112 ist.

Mit I_B = nI_A ist die Spannung längs des Widerstandes 112 derart, daß sie, von der Spannung längs der Diodenkette subtrahiert, bewirkt, daß der Strom durch die Diodenkette um einen Faktor von n verringert wird. Die Spannung längs des Widerstandes 110 ist dann derart, daß sie bei einer Subtraktion von der Spannung längs der Diodenkette eine Verringerung des Stromes durch die Diodenkette um einen Faktor von n zur k-ten Potenz bewirkt. Weil die Spannung längs der Ausgangsanschlüsse 100 und 102 gleich dem Spannungsabfall längs der aus den Dioden Q₆ und Q₇ bestehenden Diodenkette abzüglich des Spannungsabfalls längs des Widerstandes 110 ist, und weil die Dioden Q₆ und Q₇ hinsichtlich ihrer Charakteristik an die Transistoren Q₁ und Q₂ angepaßt sind, ist der Strom durch die letztgenannte Diodenkette um einen Faktor von n zur k-ten Potenz kleiner als I_A.

Wenn beispielsweise I_A = 10 Mikroampere ist, I_B = 50 Mikroampere ist, der Widerstand 112 einen Wert von 1 kOhm und der Widerstand 110 einen Wert von 6 kOhm aufweist, so beträgt der Wert von I_circ gleich 640 pA, in diesem Fall ist n = 5, k = 6 und der Strom I_circ durch die Transistoren Q₁ und Q₂ ist

von 10 Mikroampere.

Es ist ohne weiteres zu erkennen, daß der Spannungsabfall längs des Widerstandes 110 entsprechend einem vorgegebenen Temperaturkoeffizienten temperaturabhängig ist, weil die Spannung proportional zu dem durch die Widerstände 110 und 112 fließenden Strom ist, der seinerseits proportional zum Spannungsabfall längs des Widerstandes 112 ist. Der Spannungsabfall längs des Widerstandes 112 ist gleich der Differenz der Spannungsabfälle längs der Dioden Q₆ und Q₇ und der Spannungsabfälle längs des Transistors Q₄ und der Diode Q₅. Das Spannungsdifferential längs des Widerstandes 112 steht in linearer Beziehung zur Temperatur, weil die Differenz zwischen dem Spannungsabfall längs des Diodenpaares Q₆ und Q₇ und dem Spannungsabfall längs des Transistors Q₄ und der Diode Q₅ in linearer Beziehung zur Temperatur stehen. Es ist zu erkennen, daß, wenn der Transistor Q₄ und die Dioden Q₆, Q₇ und Q₅, die als Diode geschaltete Transistoren sind, hinsichtlich ihrer Vbe/Ic-Charakteristik an die Transistoren Q₁ und Q₂ angepaßt sind und der gleichen Umgebungstemperatur unterworfen werden, eine Temperaturänderung die Vorspannung längs der Anschlüsse 100 und 102 um einen Betrag verändert, der gleich der Änderung des Spannungsabfalls längs der Dioden Q₆ und Q₇ sowie der Änderung des Spannungsabfalldifferentials längs des Widerstandes 110 ist. Hinsichtlich der Änderung des Spannungsabfalls längs der Dioden Q₆ und Q₇ ist jedoch eine identische Änderung des Basis-Emitter-Spannungsabfalls in den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q₁ und Q₂ abzüglich der Spannungsänderung längs des Widerstandes 112 für einen konstanten Wert von I_circ erforderlich, weil diese Halbleiterbauelemente hinsichtlich ihrer Vbe/Ic-Charakteristiken angepaßt sind. Auf diese Weise wird der Temperaturkoeffizient des Vorspannungsgenerators 19 an den Temperaturkoeffizienten der Schaltung angepaßt. Wenn daher der Wert des Widerstandes 110 gleich dem Wert des Widerstandes 112 ist, sind die Spannungsabfälle längs dieser Widerstände gleich. In dem Fall, in dem I_B = 10 I_A ist, beträgt der Spannungsabfall längs jedes Widerstandes 110 und 112 bei Raumtemperatur 120 mV. Wenn der Wert des Widerstandes 110 gleich dem Doppelten des Wertes des Widerstandes 112 ist, so ist der Spannungsabfall längs des Widerstandes 110 doppelt so groß wie der Spannungsabfall längs des Widerstandes 112. In dem Fall, indem I_B = 10 I_A ist, beträgt der Spannungsabfall längs des Widerstandes 110 dann +240 mV.

Der durch die Transistoren Q₁ und Q₂ hindurch hervorgerufene Strom I_circ ist daher um n Dekaden kleiner als I_A, wobei n das Verhältnis (nicht notwendigerweise eine ganze Zahl) des Widerstandswertes des Widerstandes 110 zum Widerstandswert des Widerstandes 112 ist. Entsprechend ist I_circ um eine Dekade kleiner als I_A oder gleich , wenn der Widerstand 112 gleich dem Widerstand 110 ist. In ähnlicher Weise ist, wenn der Widerstand 110 den doppelten Widerstandswert wie der Widerstand 112 aufweist, der Strom I_circ um zwei Dekaden kleiner als I_A, oder gleich , usw.

In gleicher Weise bleibt I_circ eine Funktion des Verhältnisses der Widerstände 110 und 112, so daß sich I_A nicht mit der Temperatur verändert. Daher beeinflußt die Änderung der Vorspannung mit der Temperatur den Wert des Stromes I_circ, der auf den maximal annehmbaren Pegel eingestellt ist, nicht.

Die Transistoren Q₈ und Q₉ liefern den für den erforderlichen Spannungsabfall erforderlichen Strom an die Widerstände 110 und 112. Die Transistoren Q₈ und Q₉ ergeben eine Gegenkopplung und dienen als Puffer zwischen der Stromquelle 104 und den Widerständen 110 und 112. Wenn der Strom durch den Widerstand 112 nicht ausreicht, um den gemessenen Spannungsabfall zu erzeugen, so wird Strom von der Stromquelle 104 an die Basis des Transistors Q₈ abgeleitet, wodurch der Transistor Q₉ ausreichend leitend wird, um den erforderlichen Strom an die Widerstände 110 und 112 zu liefern. Der Transistor Q₁₀ begrenzt den der Stromquelle 104 von den Transistoren Q₈ und Q₉ entnommenen Strom, so daß eine Verriegelungssituation, die unter bestimmten Bedingungen aufgrund bestimmter Eigenschaften der Last längs der Anschlüsse 100 und 102 und der Form des eine niedrige Impedanz aufweisenden Knotenpunktes, mit der die Diode Q₅ verbunden ist (der in Fig. 2 schematisch als Erde dargestellt ist), auftreten kann, vermieden wird.

Obwohl der Vorspannungsgenerator anhand einer bevorzugten Ausführungsform beschrieben wurde, können verschiedene Änderungen an diesem Vorspannungsgenerator durchgeführt werden. Beispielsweise kann die Anzahl der Referenzdioden, die zwischen der Stromquelle 106 und dem Verbindungspunkt 114 eingeschaltet sind, und die Anzahl der Dioden zwischen dem Emitter des Transistors Q₄ und dem als Erdanschluß gezeigten, eine niedrige Impedanz aufweisenden Knotenpunkt von der jeweiligen in Fig. 2 gezeigten Anzahl abweichen. Im einzelnen ist die Anzahl der Referenzdioden, die zwischen der Stromquelle 106 und dem Verbindungspunkt 114 zur Bildung einer Diodenkette verwendet werden, gleich der Anzahl der Halbleiterelemente der Lastschaltung, die längs der Anschlüsse 100 und 102 angeschaltet ist. In ähnlicher Weise ist die Anzahl der Dioden, die zwischen dem Emitter des Transistors Q₄ und dem als Erde dargestellten, eine niedrige Impedanz aufweisenden Knotenpunkt angeordnet sind, um die zweite Diodenkette zu bilden, um den Wert 1 kleiner als die Anzahl der Halbleiterelemente der Lastschaltung, die längs der Anschlüsse 100 und 102 angeschaltet ist, weil die Basis-Emitterstrecke des Transistors Q₄ als Referenzdiode wirkt. Zusätzlich sind die Referenzdioden in jeder Diodenkette von der gleichen Art und an die der Lastschaltung angepaßt, die längs der Anschlüsse 100 und 102 angeschaltet ist. Wenn daher die Lastschaltung in der gezeigten Weise zwei NPN-Transistoren aufweist, so sind die Dioden Q₅, Q₆, Q₇ und der Transistor Q₄ angepaßte NPN-Transistoren, wie dies weiter oben beschrieben wurde. Wenn die Lastschaltung jedoch einen NPN-Transistor und einen PNP-Transistor aufweisen würde, so würden die Dioden Q₆ und Q₇ NPN- bzw. PNP-Transistoren sein, die Diode Q₅ würde ein PNP-Transistor sein, wobei sowohl die PNP- als auch die NPN-Transistoren jeweils aneinander angepaßt wären. In dieser Hinsicht ist festzustellen, daß, wenn die Lastschaltung insgesamt nur PNP-Transistoren aufweist, der Vorspannungsgenerator offensichtlich dadurch modifiziert wird, daß die Transistoren Q₄, Q₈, Q₉ und Q₁₀ als PNP-Transistoren ausgebildet werden, und zwar ebenso wie die Dioden in jeder Diodenkette aus PNP-Transistoren gebildet würden, und alle Transistoren wären aneinander angepaßt ausgebildet. Entsprechende Änderungen der Polarität der Stromquellen 104, 106 und 108 wären selbstverständlich erforderlich. Schließlich ist es nicht erforderlich, daß alle NPN-Transistoren oder alle PNP- Transistoren aneinander angepaßt sind, sofern jedes Halbleiterelement in der Lastschaltung an ein Halbleiterelement mit der gleichen Art in jeder Diodenkette angepaßt ist.

Claims (5)

1. Gleichspannungsgenerator zur Lieferung einer temperaturabhängigen Ausgangs-Gleichspannung an die Anschlüsse einer Lastschaltung, mit einer Reihenschaltung aus einer ersten Konstantstromquelle (106) und mindestens einer Halbleiterdiode (Q₆, Q₇), die eine erste Bezugsspannungsquelle bildet und an der eine temperaturabhängige erste Bezugsspannung abfällt, mit einem Transistor (Q₄), dessen Basis mit dem ersten Anschluß der ersten Bezugsspannungsquelle (Q₆, Q₇) verbunden ist und dessen Emitter über einen ersten Widerstand (112) mit dem zweiten Anschluß (114) der ersten Bezugsspannungsquelle verbunden ist, und mit einem zweiten Widerstand (110), der mit dem ersten Widerstand (112) in Reihe liegt, dadurch gekennzeichnet,
daß eine zweite Konstantstromquelle (104) mit dem Kollektor-Emitterkreis des Transistors (Q₄) derart in Reihe geschaltet ist,
daß eine zweite Bezugsspannung längs des Basis-Emitterkreises des Transistors (Q₄) erzeugt wird, wobei am ersten Widerstand (112) eine der Differenz zwischen der ersten und zweiten Bezugsspannung entsprechende Differenzspannung abfällt,
daß der zweite Widerstand (110) mit seinem ersten Anschluß mit dem zweiten Anschluß (114) der ersten Bezugsspannungsquelle (Q₆, Q₇) verbunden ist,
daß der erste Anschluß (100) der Lastschaltung mit der Basis des Transistors (Q₄) und der zweite Anschluß (102) der Lastschaltung mit dem zweiten Anschluß des zweiten Widerstandes (110) verbunden ist, so daß der Strom der Lastschaltung in Reihe durch den zweiten und den ersten Widerstand (110, 112) fließt, und
daß die sich an den Anschlüssen der Lastschaltung einstellende Ausgangs-Gleichspannung gleich der Summe der mit einer Konstanten k multiplizierten Differenzspannung und der ersten Bezugsspannung ist, wobei das Verhältnis der Widerstandswerte des zweiten Widerstandes (110) zum ersten Widerstand (112) die Konstante k bildet.

2. Generator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastschaltung durch eine Anzahl von Basis-Emitter-Grenzschichten (Q₁, Q₂) gebildet ist, und daß die Anzahl der Halbleiterdioden (Q₆, Q₇) der ersten Bezugsspannungsquelle sowie die Anzahl der Basis-Emitter-Grenzschichten und/oder Halbleiterdioden der zweiten Bezugsspannungsquelle gleich der Anzahl der Grenzschichten der Lastschaltung ist, so daß bei einer mehr als eine Basis-Emitter-Grenzschicht enthaltenden Lastschaltung eine entsprechende Anzahl von Halbleiterdioden in Serie zwischen den Emitter des Transistors (Q₄) und den ersten Widerstand (112) geschaltet ist.

3. Generator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Konstantstromquelle (106) einen Strom I_A liefert, daß die zweite Konstantstromquelle (104) einen Strom I_B liefert und daß I_B = n · I_A ist, wobei n eine von 1 abweichende Konstante ist, so daß der Strom durch die Lastschaltung gleich I_A/n^k ist.

4. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß Gegenkopplungseinrichtungen (Q₈, Q₉) zur Erzeugung eines Stromes durch den ersten und den zweiten Widerstand (112, 110) vorgesehen sind.

5. Generator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine oder mehrere Halbleiterdioden (Q₆, Q₇) der ersten Bezugsspannungsquelle durch Basis-Emitter-Grenzschichten eines oder mehrerer Transistoren gebildet sind.