DE2253636A1

DE2253636A1 - Temperaturabhaengige stromversorgung

Info

Publication number: DE2253636A1
Application number: DE2253636A
Authority: DE
Inventors: Yasuhiro Nanba; Masayoshi Sahara
Original assignee: Minolta Co Ltd
Current assignee: Minolta Co Ltd
Priority date: 1971-11-11
Filing date: 1972-11-02
Publication date: 1973-05-17
Also published as: JPS4854460A; US3831040A

Description

Minolta Gamera Kabushiki Kaisha

Toyota Building 18, 4-chome Shiomachidori, Minami-ku,

Osaka (Japan)

Temperaturabhängige Stromversorgung

Die Erfindung bezieht sich auf eine temperaturabhängige
Stromversorgung/ die unabhängig von Schwankungen der
Stromquellenspannung in der Lage ist, eine stabile Stromabgabe zu erbringen, die proportional zur absoluten Temperatur ist.

Bei elektrischen Stromkreisen, die - anders als bei Vakuumröhren - Transistoren enthalten, ist es immer erforderlich, einen Stromkreis zum Ausgleich von Schwankungen der Transistor-Charakteristik infolge von Temperaturänderungen vorzusehen. Es ist allgemein bekannt, daß, falls die Charakteristik einer solchen Kompensationsschaltung zur Aufrecht erhaltung eines Stromes ausgelegt ist, der gegen
Schwankungen der Stromquellenspannung konstant, proportional zur absoluten Temperatur jedoch variabel ist, der
Aufbau der Schaltung vereinfacht sein und wirksam die
Schaltkreis-Temperaturkompensation bewirken wird. Eine
solche Temperaturkompensation wurde bereits praktisch bei der Verwertung von Thermistor-Elementen oder anderen thermisch-variablen Widerstandselementen aus Kupferdraht usw. angewendet. Jedoch sind bei Verwendung monolithisch inte-

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grierter Schaltkreise beim Aufbau der Schaltung die oben genannten Elemente nicht brauchbar, so daß die spezielle Charakteristik der thermisch-variablen Natur eines Transistors oder einer Diode ausgenutzt werden muß. Hierzu wird weitgehend ein KonstantStromkreis, wie in Fig. 1 dargestellt, verwendet. Bei solchen herkömmlichen KonstantStromkreisen wird bei einer Schwankung in der Stromquellenspannung E jedoch eine, wenn auch geringe Spannungsänderung zwischen beiden Anschlüssen der Diode D und ebenso im Basispotential des Transistors Q auftreten. Dadurch wird eine Änderung in der Stromabgabe IO verursacht, die in der Last L fließt, so daß man das gewünschte Ziel, Konstantstrom zu erhalten, nicht völlig erreicht. Ferner ist es, obwohl ein solcher Schaltungsaufbau eine temperaturabhängige Charakteristik aufweist, unmöglich, eine Stromabgabe proportional zur absoluten Temperatur stabil abzunehmen.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine temperaturabhängige Stromversorgung für einen integrierten Schaltkreis zu schaffen, die nicht mit den vorstehend beschriebenen Nachteilen behaftet ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, eine temperaturabhängige Stromversorgung zu schaffen, bei der die Basis eines ersten Transistors mit einem Anschlußpunkt zwischen zwei Widerständen verbunden ist, die zueinander in Reihe geschaltet sind im Kollektorstromkreis des ersten Transistors, wobei die Spannung zwischen Basis und Kollektor

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des ersten Transistors derart gewählt ist, .daß sie etwa kT/q "beträgt, wobei q. die Ladungsmenge, k die Boltzraann-Konstante und T die absolute Temperatur bedeuten, die Basis eines zweiten Transistors mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, wobei die Temperatur-Koeffizienten der Basis-Emitter-Spannungen des ersten und zweiten Transistors von einander abweichend gewählt sind, und bei dem die Stromabgaben der zur absoluten Temperatur proportionalen Menge dem KollektorStromkreis des zweiten Transistors entnommen werden können. .Die Verschiedenheit der Temperatur-Koeffizienten der Transistoren wird dadurch erreicht, daß eine Differenz in der Stromdichte der jeweiligen Emitterschicliten des ersten und zweiten Transistors vorgesehen ist.

Die Erfindung wird im folgenden¹ anhand der anhängenden Zeichnung -näher beschrieben. Es zeigen:

Pig. 1 einen Schaltplan einer herkömmlichen Stromversorgung;

Pig. 2 einen Gchaltplan gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegendon Erfindung;

"Fig. 3 eir Diagramm allgemeiner Charakteristika eines Transistors;

Fig. -1 ein Diagramm charakteristischer Kurven zur ⁷Srläuterung einer Anlage mittels dieser Erfindung;

Fig. 5 und 6 Schaltpläne anderer erfindungsgemäßer Beispiele.

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Es bedeuten:

Q1 einen ersten Transistor (NPN-Typ);

Q2 einen zweiten Transistor (NPN-Typ);

L eine Last, zu welcher der temperaturabhängige

Strom geliefert wird;

Q3 einen ersten zusammengesetzten Schaltkreis, der

einem PNP-Transistor äquivalent ist;

Q4 einen a\eiten zusammengesetzten Schaltkreis,

der einem PNP-Transistor äquivalent ist.

Eine Schaltung der erfindungsgemäßen temperaturabhängigen Stromversorgungumfasst, wie beispielsweise in Fig. 2 dargestellt, ein Paar Transistoren des gleichen Typs, z. B. NPN-Transistoren Q1 und Q2. In diesem Fall, wenn eine Stromquellenspannu' E abnimmt (oder zunimmt), sinkt (bzw. steigt) ein Strom 11, der durch die Widerstände R1 und R2 und einen ersten,Transistor 01 fließt. Durch die Abnahme (bzw. Steigen) dieses Stromes 11 sinkt (bzw. steigt) die Basis-Emitter-Spannung VBE(QI) des Transistors Q1. Ebenso durch Abnahme (bzw. Zunahme) des Stromes 11 sinkt (bzw,, steigt) die Spannung über beiden Enden des Widerstandes R2. Folglich kann das Basis-Potential des Transistors C2 konstant gehalten werden, indem der Widerstandswert des Widerstands R2 so gewählt wird, daß der abgefallene (bzw. angestiegene) Teil der Spannung VBE(QI) und der abgefallene (bzw. angestiegene) Teil der Spannung am Widerstand H2 sich gegenseitig kompensieren. Polglich

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kann ein Strom 12, der durch die Last L fließt, konstant gehalten werden, und zwar unabhängig von Schwankungen in der StrOmquellenspannung. Y/enn man die Verstärkungsfaktoren beider Transistoren Q1 und Q2 entsprechend hoch annimmt und die Sättigungsströme der Transistoren Q1 und Q2 mit Ts1 bzw, Is2 definiert,, ferner die Ladungsmenge mit q, die Boltzmann-Konstante mit k und die absolute Temperatur mit T bezeichnet, so folgt aus den Beziehungen zwischen der Basis-Emitter Spannung VBE(Ql) des Transistors Q1 und der Basis-Emitter Spannung VBE(Q2) des Transistors Q2 :

VBE(QJ) = ^~ -Λητίτ- = H2-I1 + VBS(Q2) + R3*I2

_{= Λ2}.Ι1 + ψ .A₁II- + R3-I2 (1>,.

Aus vorgenannter Gleichung ergibt sich:

_TO kT // 11 ./ Is2 \ R2

Die Bedingung "zur Konstanthaltung des Stromes 12 gegen die Änderung des Stromes 11 als Folge der Änderung der Quellenspannung ist, daß

9 12 kT 1 Π2

11 - q«R3 H R3

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d. h. R2-E1=— (3).

Dementsprechend kann durch Anordnen des Wertes des Widerstands 1*2, so daß er die Bedingung obiger Gleichung erfüllt, der Strom I? konstant gehalten werden, Lind zrar unabhängig von Schwankungen des Stroms 11. Nimmt man z. B. eine Temperatur von 25° G, so kann der Wert des Widerstands R2 derart bemessen werden, daß 26 mV über den beiden Anschlüssen des V/iderstands R2 erzeugt werden, so daß die Bedingung der obigen Gleichung erfüllt wird.

Beziehungen zwischen der absoluten Temperatur in dieser Schaltung und dem Kollektorstrom des Transistors Q2 werden im folgenden beschrieben. Allgemein bestehen folgende Beziehungen zwischen der Basis-Emitter Spannung VBE eines Transistors und dem Emitter-Strom Ie:

Durch Differenzierung beider Seiten der Gleichung, in Bezug auf die absolute Temperatur I, kann der Temperaturkoeffizient von VBE wie folgt erhalten werden:

dVBE kl _T k# _To kT

VBE

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— 1 —

Wie in der Kurve von Fig. 3 gezeigt wird, die die vorstehende Charakteristik angibt, beweist der Temperaturkoeffizient von VBE, daß,je größer VBE ist, umso kleiner der absolute Wert des Temperaturkoeffizienten dVBE/dT ist. liun wird in Pig. 2 eine Differenz in der Stromdichte in jeder Emitter-Schicht beider Transistoren Q1 und Q2 geschaffen, indem man die Werte des Ströme 11 und 12 durch richtige Auswahl des Wertes jedes der Widerstände R1 und R2 reguliert oder indem man eine Differenz in dem Bereich jeder Emitter-Region der Transistoren Q1 und Q2 schafft. Durch Erzeugung solcher Differenzen in den Stromdichten wird jede Basis-Emitter-Spannung VBE einen stets vonein-ander unterschiedlichen Wert zeigen, und zwar abhängig von Schwankungen jeder absoluten Temperatur. Man nehme z. B. die Transistoren Q1 und Q2 mit ausreichend hohen Verstärkungsfaktoren und gleichen Charakteristika und stelle jeden Wert der Widerstände R1, R2 und R3 so ein, daß bei der Temperatur von 25 C der Strom 11 den Wert von 160 kA, die Spannung über den beiden Anschlüssen des Widerstandes R2 den v/ert 26 mV und der Strom 12 den Wert 10/cA ergibt. Man setze den VBE-Wert des Transistors Q1 so ein, daß er um etwa 71»2 mV größer ist als der von Q2, und die Spannung über beiden Anschlüssen des Widerstandes R3 auf etwa 45,2 mV,. Als Ergebnis dieser Einstellungen ist die VBE des Transistors Q2 niedriger als die des Transistors Q1. Folglich,wie in Fig. 3 dargestellt wird, weist der Transistor Q2 einen höheren absoluten Wert des Temperaturkoeffizienten auf. Auf Grund dieser Unterschiede in den Temperaturkoeffizienten entsprechend den jeweiligen Basis-Emitter-Spannungen VBE

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der Transistoren Q1 und Q2, wobei die Differenz in den VBE-Spannungen 71,2 mV beträgt, differieren die Ströme 11 und 12 beträchtlich. Als eine erreichbare Charakteristik für den Fall, daß R3=0 ist, d. h. wenn ein Spannungsunterschied entsprechend der Spannung über beiden Anschlüssen- des Widerstandes R2 zwischen jeder VBE der Transistoren Q1 und Q2 erscheint, zeigen die Relationen zwischen Strom 12 und absoluter Temperatur eine fast proportionale Charakteristik, wie in Fig. 4 durch die strichlierte Linie gegen die ausgezogene Linie mit exakt-proportionaler Charakteristik dargestellt ist, wobei die größte Variation bei 243*K gesehen etwa 15 '/? beträgt. Wie in den vorhergehenden Fällen von Zahlenwerten, wenn der Unterschied zwischen jeter VBE der Transistoren Q1 und 02 auf mehrere 10 mV und die Spannung über beiden Anschlüssen des Widerstands Π3 auf etwa 30 mV eingestellt wird, so wird die Variation etwa 1 fi bei 243*K. Auf diese V/ei se kann man im üblichen Temperaturbereich von - 20 C bis + 60 C eine Charakteristik hoher Präzision erhalten. Insbesondere wenn die oben erwähnte Differenz von VBE auf etwa 100 mV und die Spannung über den beiden Anschlüssen des V/iderstands R3 auf etwa 75 mV eingestellt wird, kann der Kollektorstrom des Transistors Q2 zur absoluten Temperatur mit einem weiten Bereich von etwa - 30 C bis 60° C proportional gehalten werden.

Die obige Beschreibung bezieht sich auf ein Beispiel unter Verwendung von NPK-Transistoren. Jedoch kann man auch beim

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erfindungsgemäßen Einsatz von PHP-Transistoren eine der absoluten Temperatur proportionale Stromabgabe stabil erzielen, und zwar unabhängig von Schwankungen der Quellenspannung.

Im folgenden wird ein Beispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung unter Verwendung von PNP-Transistoren in einer monolithisch integrierten Schaltung (im folgenden als monolithischer IC bezeichnet) näher erläutert.

Im allgemeinen sind die St ron/stärkungs faktor en von PHP-Transistoren im monolithischen IG sehr niedrig, meist nur 2 bis 5. Wenn daher eine Schaltung gemäß Fig. 2 ledige lieh mit derartigen Elementen aufgebaut ist, kann sie nicht zulänglich funktionieren» Daher wird in den Beispielen der Fig. 5 und 6 ein Aufbau gebildet, worin der Emitter und der Kollektor eines PHP-Transistors eines monolithischen IC mit dem Kollektor bzw, der Basis eines anderen HPN-Transistors verbunden sind, wobei sowohl der PHP- als auch der HPH-Transistor dicht beieinander auf demselben monolithischen IO angeordnet sind. Da ein solcher Aufbau eine der Funktion eines PHP-Transistors hoher Leistung äquivalente Funktion erfüllt, werden die Schaltungen von Fig. 5 und 6 unter Berücksichtigung dieses Aufbaus als einem PHP-Transistor äquivalent angesehen.

In Fig. 5 werden Teile, die denen von Fig. 2 entsprechen, mit denselben Symbolen bezächnet. Mit dem-Kollektor des

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- ίο -

äquivalenten PITP-Transistors Q3 (d. h, dem Emitter des Grund-Elements (oonstituent-element) NPN-Transistor Q14) ist der Kollektor des in Fig. 2 dargestellten Transistors Q2 verbunden. Andererseits ist der Emitter des äquivalenten PNP-Transistors Q3 (d. h. der Punkt, der üblicherweise den Emitter des Grund-Elements PNP-Transistor Q13 und den Kollektor des Elements NPN-Transistor Q14 verbindet) mit dem Anschluß einer positiven Stromquelle E über den Widerstand R4 geschaltet.

Ein PNP-Transistor Q16 und ein NPN-Transistor Q17, die nahe bei dem PNP-Transistor 013 bzw. dem NPII-Transistor Q14 vorgesehen sind, jeweils auf demselben monolithischen 10, bilden einen zv/eiten Aufbau, nämlich einen zweiten äquivalenten PNP-Transistor Q4. Beide Basen beider äquivalenten PNP-Transistoren Q13 und Q16 sind gemeinsam mit dem Emitter eines PNP-Transistors Q5, der sich gleichfalls auf demselben monolithischen IG befindet, verbunden, und die Basis dieses Transistors Q5 ist mit dem Kollektor des Transistors Q2 verbunden.

Der Emitter des zweiten äquivalenten Transistors Q4 ist über einen Widerstand 115 an den Stromquellen-Anschluß E geschaltet, und der Kollektor des äquivalenten Transistors Q4 (nämlich der Emitter eines NPN-Tr am stors Q17 als Bestandteil) ist über die Last L an den negativen Stroraquellenanschluß geschaltet. Der Emitter des Transistors Q17 ist gleichfalls mit dem Kollektor des PNP-Transistors Q5 verbunden.

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Da die ersten und zweiten äquivalenten Transistoren Q3 und Q4 in diesem Schaltkreis in gleicher Vifeise durch die nahe beieinander angeordneten Transistoren auf demselben monolithischen IC gebildet sind, werden die Stromverstärkungsfaktoren zwischen beiden PNP Transistoren bzw. diejenigen zwischen beiden NPN-Transistoren als gleich angesehen. Daraus ergeben sich folgende Beziehungen:

V34b = VBEQ(13) + R4 (l2' + IBQ(I 3))

= VBEQ(16) + R5 (l3* + IBQ(16)) . Hieraus folgt:

13· = M 12' + |i IBQO3) - IBQ(16) + VBEQ(13) - VBEQ(16), wobei bedeuten:

IBQ(I3) und IBQ(I6) Basisstrom der Transistoren

Q13 bzw. Q16,

IBEQ(13) und IBEQ(I6) Basis-Emitter-Spannungen der

Transistoren Q13 bzw. Q16,

12' und 13* Kollektorströme der äquivalenten

Transistoren Q3 und Q4,

R4 und R5 Widerstandswerte der Widerstände

R4. und R5 in Emitter-Schaltungen der äquivalenten Transistoren 03 bzw. Q4.

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Andererseits fließen die Basisströme des ersten und zweiten äquivalenten PNP-Transistors Q3 bzw. Q4 im Transistor Q5. Da jedoch diese Ströme sehr klein sind, beträgt der Verstärkungsfaktor des Transistors Q5 nur etwa 1 bis 2. Desweiteren teilt sich der zusammengesetzte Basisstrom des ersten und zweiten äquivalenten PNP-Transistors Q3 und Q4 etwa gleichmäßig, und jeder wird ein Teil des Stroms 12 des Transistors Q2 bzw. 13 der Last L.

Wenn man nun H4 = H5 definiert, und wenn der Verstärkungsfaktor jedes Transistors des gleichen Typs als gleich groß angesehen wird, so sind die Arbeitsströme der Transistoren Q13 und Q16 gleich groß. Folglich gilt

VBEQ(13) - VBEQ(16), IBQ(I3) = IBQ(16) und 12» = 13'.

Ebenfalls

12 = I2^f + \ (lBQ(13) + IBQ(16))

13 = 13'

ibq(16)) .

Infolgedessen ist 13 = 12, und eine der Stromabgabe des Transistors Q2 genau entsprechende Leistung, die der absoluten Temperatur proportional ist, wird der Kollektor schaltung dec zweiten äquivalenten PNP-Transistors Q4 als ein durch die Last L fließender Laststrom entnommen.

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Im erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6, einer Variation des Beispiels von Fig. 5, ist die Basis des Transistors Q5 mit der Basis des Transistors Q2 verbunden, der Emitter des Transistors Q5 ist über den Widerstand 116 geerdet, die Basis des Transistors Q14 im ersten äquivalenten PNP-Transistör Q3 int mit der Basis des NPlT-Transistors Q6 verbunden,' der Transistor Q6 ist mit seinem Emitter mit dem Kollektor des Transistors Q5 verbunden und mit seinem Kollektor mit der positiven Stromqulle E; die normalerweise verbundenen Basen des ersten und zweiten äquivalenten PNP-Transistors Q3 und Q4 sind mit dem Emitter des Transistors Q6 über Dioden D1 bzw. D2 verbunden.

ungs Gemäß einem wie oben geschilderten Schalfaufbaü wird der zusammengesetzte Basisstrom des ersten und zweiten äquivalenten PNP-Transistors Q3 und Q4 zu einem Teil^des Kollektorstroms des Transistors Q5 über die Dioden D1· und D2. Folglich, fließt die Differenz zwischen dem Kollektorstrom des Transistors Q5 und den Basisströmen der äquivalenten Transistoren Q3 und Q4 durch den Transistor Q6. Da jedoch der Transistor Q6 ein NPN-Transistor ist, ist sein Verstärkungsfaktor hoch und sein Basisstrom sehr klein; infolgedessen hat er fast keinen Einfluß auf den otrom 12. Da ferner die Banioströme des ersten und zweiten äquivalenten PITP-Transistorn Q3 und Q4 in den Kollektor des Transistors QiJ fließen, haben sie fast keinen Effekt auf die Ströme 12 und 13. Folglich fluk-

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tuiert der Strom 1.3 in gleicher Weise wie der Strom 12, daher kann eine Stromabgabe (1.3)» die der absoluten Temperatur proportional Lot, der Last L sugoführt werden.

Wie durch obige Erläuterungen klargestellt werden konnte, kann erfindungsgemäß eine Strornabgabe proportional zur absoluten Temperatur stabil erhalten werden, unabhängig von Schwankungen in der Stromquellen-Spannung (R), und es kann nicht nur der Ausgleich eines Stromkreises, in welchem z. D. ein Transistor verwendet wird, sehr präzise vorgenommen werden, sondern eo können auch ausgezeichnete Werte insbesondere bex der Anwendung in einer integrierten Schaltung erzielt werden.

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Claims

/Γ Pat entansprüehe

1.J Temperaturabhängige Stromversorgung, dadurch gekennzeichnet,

daß die Basis eines ersten Transistors (Q1) mit einem Anschlußpunkt (P) zwischen zwei Widerständen (R1 und H2) verbunden ist, die zueinander in einem Kollektor-Stromkreis des ersten Transistors (Qi) in Reihe geschaltet sind, wobei die Spannung zwischen Basis und Kollektor des ersten Transistors (Q1) bei etwa kT/q (k Boltzmann-Konstante, T absolute Temperatur, q Ladungsmenge) gewählt wird, daß die Basis eines zweiten Transistors (Q2) mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q1) verbunden ist, wobei die Temperatur-Koeffizienten der Basis-Emitter-Spannungen des ersten und zweiten Transistors (Q1 und Q2) von einander abweichend gewählt sind, und daß die Stromabgaben der zur absoluten Temperatur proportionalen Menge dem Kollektorstromkreis des zweiten Transistors (Q2) entnehmbar sind.

2. Temperaturabhängige Stromversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß die Differenz der Temperatur-Koeffizienten der Transistoren dadurch erzielbar ist, daß eine Differenz in der Stromdichte der .jeweiligen Emitter-Schichten des ersten und zweiten Transistors (Q1 und 02) vorgesehen ist.

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