JPS6340900Y2

JPS6340900Y2 -

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Publication number: JPS6340900Y2
Application number: JP1985156990U
Authority: JP
Priority date: 1980-04-04
Filing date: 1985-10-14
Publication date: 1988-10-26
Also published as: CA1173119A; US4329598A; FR2480004B1; FR2480004A1; GB2073520A; GB2140637A; DE3110355C2; GB2140637B; JPS56141608A; GB2073520B; AU538550B2; JPS6164724U; GB8413222D0; AU6205480A; DE3110355A1; NL8006615A

Description

【考案の詳細な説明】本考案はバイアス信号発生器に関し、特に所定
の電圧・温度関数に従つて温度と共に変わるバイ
アス電圧をうる電源に関するものである。

情報伝送装置に用いられる多くの回路は動作用
のバイアスを必要とする。バイアスを与えるため
の電源の多くは雰囲気温度が変わるとその電源の
特定の部品のために出力バイアス信号も変化す
る。バイアス電圧の変化と温度の変化との間の関
係が事実上１次関数である場合には、この関係は
このバイアス信号発生器のための温度係数を定め
るものとして考えることができる。ある場合に
は、雰囲気温度の変化によるバイアス信号出力の
変化は、この電源が用いられている回路を通る伝
送信号にほとんど影響を与えない。他方、回路の
出力に現われる誤差に重大な影響を与える場合も
ある。

したがつて、本考案の一般的な目的は、予め決
定することのできる電圧・温度関数をもつたバイ
アス信号発生器をうることである。したがつて、
予測可能なように温度と共にバイアス出力が変わ
るバイアス信号発生器をうることである。

本考案の別の目的は、２つの抵抗器の抵抗値の
予め決定された比を与えることによりまたは抵抗
値を与えることにより、容易に予め決定できる電
圧・温度関数をもつたバイアス信号発生器をうる
ことである。

ある場合には、本考案のバイアス信号発生器が
接続されている回路の負荷が、回路の設計による
温度変化に従つて、特徴的な変化をすることがあ
る。発生器の電圧・温度関数をこの回路によつて
えられる負荷の電圧・温度関数とを整合させるこ
とが望ましい。すると雰囲気温度の変化によるバ
イアス電圧の変化が同じ温度変化による回路負荷
の変化によつて相殺されるであろう。

例えば、予め定められた動作モードをうるため
に、この回路内にバイアス電流を誘起するべく予
め定められたバイアス電圧を発生するのにバイア
ス電圧発生器が用いられる回路はいろいろと知ら
れている。１つのこのような回路はＡ級モードで
動作するＡ級増幅器であるであろう。同様にAB
級モードで増幅器が動作するように、バイアス電
圧でバイアス電流を誘起することができる。バイ
アス電圧によつて誘起されたバイアス電流を必要
とする他のタイプの増幅器は当業者には周知であ
る。これらの増幅器はいずれも、バイアス発生器
の電圧・温度関数と増幅器回路の電圧・温度関数
とを整合することが望ましい。

バイアス信号を必要とする回路の別の例は、
1978年６月27日にDavid E.BlackmerとC.Rene
Jaegerに許可され公布された米国特許第4097767
号明細書に記載されてそして請求されているよう
な演算整流回路である。この特許の回路では、整
流回路内の演算増幅段階のスリユー率を小さくす
るために、バイアス電圧がバイアス電流を誘起す
るのに用いることができる。本考案の原理を用い
ることにより、改良された演算整流回路をうるこ
とができる。

したがつて、本考案の別の目的は、このバイア
ス発生器が用いられる回路の電圧・温度関数に整
合した電圧・温度関数をもつた改良されたバイア
ス信号発生器をうることである。

本考案の別の目的は米国特許第4097767号明細書に記載されているタイプの
改良された演算整流回路をうることである。

本考案のこれらの目的は、予め定められた電
圧・温度関数に従つて温度が変わると変わるバイ
アス電圧出力を供給する改良されたバイアス信号
発生器によつて達成される。

本考案の他の目的及び特徴は以下の記載から明
らかとなるであろう。

図面中の類似した部品には同じ参照番号および
同じ文字が用いられている。

第１図は本考案によるバイアス信号発生器を適
用すべき演算整流回路を示し、それは米国特許第
4097767号明細書に記載されているものである。
前記米国特許に記載されているように、この回路
は、(1)NPNトランジスタだけを用いることがで
きるため集積回路技術によつて製造することが容
易である、(2)整合した抵抗器が必要でなく、ある
いは精密な抵抗値比が必要でない、(3)１個の演算
増幅器だけを用い、したがつて増幅器の整合やト
リミングが必要ない、(4)演算増幅器の入力端子間
に存在するオフセツト電圧によつて影響されな
い、(5)好適例において、ナノアンペアからミリア
ンペアの範囲の広帯域整流がえられる、(6)演算増
幅器として比較的緩和したスリユー（slew）率
をもち低電圧高周波入力に対しほぼＡ級増幅器と
して動作する。

第１図に示されているように、この演算整流回
路は高利得反転増幅器１０を有している。増幅器
１０はアースに接続された非反転入力端子１２
と、この回路の入力端子である交流電流入力信号
I_ioを受信するための入力信号端子１６に接続され
た反転入力端子１４とを有している。増幅器１０
は演算整流回路の増幅段階として用いられる。

第１伝送路はトランジスタQ₁によつて与えら
れる。このトランジスタQ₁は、例示された実施
例ではNPN形トランジスタであり、そのベース
１８はバイアス発生器１９を通して増幅器１０の
出力端子２０に接続され、エミツタ２２は入力信
号端子１６に直接に接続され、そしてコレクタ２
４はこの演算整流回路の出力端子２６に接続され
る。出力端子２６を演算増幅器の見かけのアース
に接続するための装置２８が備えられる。この見
かけのアースは演算整流回路のアースに対して予
め定められた直流電圧レベルに設定され、したが
つて、図示されているように、電流I₂がえられ
る。この直流電圧はアース電圧に近い正の値であ
る。例えば、見かけのアースの電圧レベルの１つ
の値は演算整流回路のアースに対し直流電圧で＋
0.5ボルトで十分であることがわかつた。トラン
ジスタQ₁は、後に明らかとなる理由により、高
利得トランジスタであることが望ましい。例え
ば、電流IC技術を用いて300という高い利得をう
ることができるけれども、利得100で十分である。

第２伝送路はトランジスタQ₂およびQ₃によつ
て与えられる。これらのトランジスタはNPNト
ランジスタとして示されており、それらのベース
３０および３２はアースに接続され、それらのエ
ミツタ３４および３６は相互に接続され、かつ増
幅器１０の出力端子２０に接続される。トランジ
スタQ₂のコレクタ３８は増幅器１０の反転入力
端子１４に接続される。トランジスタQ₃のコレ
クタ４０は出力端子２６に接続される。トランジ
スタQ₂およびQ₃は利得、大きさ等が十分に整合
していることが望ましく、したがつて、２つのト
ランジスタを同じベース・エミツタ間電圧に保て
ば、同じコレクタ電流がえられるであろう。

動作のさいに、I_ioが正の極性をもつならば、増
幅器１０の出力は負電圧である。この時トランジ
スタQ₂のベースがそのエミツタに対して正であ
ると、トランジスタQ₂は増幅器１０の反転入力
端子１４からこの増幅器の出力端子２０に電流I_io
（＋）を流す。トランジスタQ₂のエミツタはトラ
ンジスタQ₃のエミツタに接続され、またそれら
のベースが相互に接続されている（いずれもアー
スに接続されている）ため、トランジスタQ₃の
ベース３２はエミツタ３６に対して正であり、し
たがつて、トランジスタQ₃は電流I_2Aを流す。ト
ランジスタQ₂，Q₃は整合しており、かつ常に同
じベース・エミツタ間電圧をもつているから、I_io
（＋）の瞬時値はI_2Aの瞬時値に等しい。したがつ
て、I_2AはI_io（＋）と鏡像の関係にある電流信号で
ある。キルヒホツフの法則によれば、１つの接続
点に流れ込む電流はその接続点から流れ出る電流
に等しいから、増幅器１０の出力に流れ込む電流
の瞬時値はI_io（＋）とI_2Aの瞬時値の和に等しいで
あろう。

I_io（＋）の瞬時値はI_2Aの瞬時値に等しいから、
入力電流が正の極性である時、出力電流は入力電
流に追随する。この時間内において、トランジス
タQ₁のベースに加えられる増幅器１０の出力信
号は負であるから、トランジスタQ₁は導電状態
にならないであろう。

交流入力電流I_ioが負極性である時、増幅器１０
は正の出力電圧を生ずる。その時、トランジスタ
Q₂のエミツタ３４はそのベース３０に対し正で
あり、そしてトランジスタQ₃のエミツタ３６は
そのベース３２に対し正であり、したがつて、ト
ランジスタQ₂，Q₃はいずれも導電状態にならな
いであろう。けれども、トランジスタQ₁のコレ
クタ２４はそのエミツタ２２に対して正であり、
したがつて、コレクタ・エミツタ間電流がトラン
ジスタQ₁を通して流れるであろう。トランジス
タQ₁のエミツタから反転入力端子１４に流れる
このエミツタ電流I_io（−）は、増幅器１０の出力
端子２０からトランジスタQ₁のベースに流れる
ベース電流I_bと見かけのアース２８から流れるコ
レクタ電流I_2Bとの和に等しいであろう。ベース
電流I_bの大きさはトランジスタQ₁の利得によつて
変わる。トランジスタQ₁として高利得トランジ
スタを選ぶことにより、I_bによつてもたらされる
誤差は無視できるであろう。例えば、利得が100
の場合、I_bはI_io（−）の約１％であり、またI_2Bは
I_io（−）の99％となるであろう。したがつて、こ
の実施例において、端子２６に現われる出力電流
の瞬時値は、入力電流I_ioが正の場合、入力電流I_io
の瞬時値に事実上等しく、入力電流I_ioの瞬時値の
約99％となるであろう（入力電流が負の場合、反
対の極性をもつ）。米国特許第4097767号明細書に記載されているように、
I_bによつて導入される誤差は、もし必要ならば、
トランジスタQ₂およびQ₃のベース電圧バイアス
を適切に調節することにより補正することができ
る。

バイアス信号発生器１９がない場合、すなわ
ち、トランジスタQ₁のベース１８が増幅器１０
の出力端子２０に直接に接続される場合、増幅器
１０のスリユー率および利得・バンド幅積が、増
幅器１０の出力の極性の変化に応答して１つの伝
送路が導電を停止し他の伝送路が導電を開始する
までに必要な時間を決定する。スリユー率は、入
力信号I_ioが比較的大きな正値と負値の間を動く時
には、あまり重要ではない。けれども、入力信号
I_ioが比較的小さな場合そして比較的高い周波数の
場合、増幅器１０の出力端子２０の出力信号が、
一方の伝送路が導通して一方極性の充分に大きい
値から揺動を開始し、他方の伝送路が導通して他
方極性の充分大きい値に達するのに必要な時間
は、この時間内では入力信号に含まれている情報
が失われるため、重要である。

したがつて、要求されるスリユー率を小さくす
るため、増幅器１０の出力端子２０とトランジス
タQ₁のベース１８の間に、バイアス信号発生器
１９が備えられる。バイアス信号発生器１９は、
米国特許第4097767号明細書では、直流電池とし
て、即ちトランジスタQ₁のベース１８に接続さ
れた固定抵抗器を介して電流を供給するための装
置として記載されている。トランジスタQ₁のベ
ースは増幅器１０の出力端子にそのカソードが接
続されたダイオードのアノードに接続されてい
る。このような構成により、トランジスタQ₁の
ベースに正のバイアス電圧が、そしてトランジス
タQ₂およびQ₃のエミツタに負のバイアス電圧が
実効的にえられる。このバイアス電圧により、ト
ランジスタQ₁のベース・エミツタ路を流れる循
環電流I_circが得られる。この循環電流はトランジ
スタQ₂のコレクタ・エミツタ路に送られる。こ
のことにより、循環電流I_circは端子１６において
入力される信号値には影響を及ぼさないが、回路
の出力端子２６のところでI_circの大きさの２倍の
電流誤差を生ずることになる。したがつて、バイ
アス発生器１９により１つの取決めがなされる。
即ち、バイアス信号として交差バイアス電圧を供
給することにより、入力信号が１つの極性から他
の極性へ変わる時、この演算整流回路はほぼＡ級
装置として動作し、よりよい高周波動作がえられ
るであろう。それはトランジスタQ₁の経路また
はトランジスタQ₂およびQ₃の経路のいずれかの
初期導通が増幅器１０の出力の電圧レベルに依存
しないからである。しかし、循環電流I_circが誘起
するとまたこの回路の出力端子２６の誤差信号も
増すことになる。バイアス信号発生器１９によつ
てえられるバイアス電圧レベルが増すと回路の所
与の性能増幅器１０のスリユ率と利得・バンド幅
の要求量が減少し、また循環電流I_circによつても
たらされる端子２６における誤差信号が増す。

したがつて、バイアス信号発生器１９によつて
えられるバイアス電位を、端子２６におけるI_circ
誤差が許容できる最大レベルに達するまで増加す
ることが望ましい。この最大レベルは、精密な整
流が望まれる場合には、I_circの最小信号レベルの
１／５から1/10でなければならない。入力電流が増
すと、I_circ誤差は減少するであろう。したがつ
て、I_circ誤差は小さな入力信号レベルにおいて問
題となる。

ところで、米国特許第4097767号明細書に記載
された形のバイアス信号発生器を用いることには
問題がある。即ち、雰囲気温度が変わるとバイア
ス信号発生器１９に影響を与え、バイアス電位が
変わり、端子２６のところのI_circ誤が変わること
である。したがつて、温度が変わるとI_circ誤差に
望ましくない変化の生ずる可能性があり、I_circが
大きくなりそして着目している小さな信号レベル
（許容レベル）を越えて大きくなる可能性がある。
さらに、バイアス信号発生器１９が温度の影響を
受けなくてバイアス電圧出力が温度に無関係であ
つても、トランジスタQ₁およびQ₂が温度の影響
を受け、そして特に、これらのトランジスタのベ
ース・エミツタ間電圧のコレクタ電流に対する関
係が温度の影響を受け、温度が変わつたさいにコ
レクタ電流が大きく変わる（50℃の変化で100倍）
ことがある。

上記事実は次の考案からより明らかとなるであ
ろう。当業者には周知であるように、バイアス信
号発生器１９がない場合、室温においてトランジ
スタQ₁，Q₂およびQ₃を完全に導電状態にするの
に必要なベース・エミツタ間電圧は約0.6ボルト
である。したがつて、増幅器１０の出力が−0.6
ボルトである時、トランジスタQ₂およびQ₃のベ
ース・エミツタ間電圧は約0.6ボルトである。同
様に、増幅器１０の出力が＋0.6ボルトである時、
トランジスタQ₁のベース・エミツタ間電圧は約
＋0.6ボルトである。これらのいずれの場合にお
いても、この演算増幅器１０への入力信号レベル
の大きさが大きく増しても、対応するトランジス
タのベース・エミツタ間電圧に大きな変化は生じ
ないであろう。増幅器１０の入力の正領域と負領
域の間を横切る時、バイアス信号発生器１９がな
い場合、この増幅器は−0.6ボルトと＋0.6ボルト
の間で変化しなければならず、すなわち、全体で
1.2ボルト変化しなければならないことは明らか
である。しかし、バイアス信号発生器１９によつ
て供給されるバイアス電圧により1.2ボルト差引
かれるため、増幅器の出力はそれ程変化する必要
はない。バイアス電圧の値は通常I_circの最大値に
よつて決定される。第１図に示された演算整流回
路に対し満足なI_circの適切な値は1nAである。I_circ
をこの値に設定すると、トランジスタQ₁，Q₂お
よびQ₃の各ベース・エミツタ間について約0.3ボ
ルトの非活性化ベース・エミツタ電圧を与えるた
めに、多くのトランジスタに対し（ただしトラン
ジスタにより異なるが）約600mVのバイアス電
圧を許容するであろう。多くの応用に対してI_circ
を1nAとすることは最良の結果を与えるけれど
も、I_circとして別の最大許容値を用いることもで
きる。したがつて、0.6ボルトバイアスの場合、
この増幅器は−0.3ボルトと＋0.3ボルトの間で変
化し、全体として0.6ボルト変化するだけでよい。
I_circの非活性化電流レベルが1nAである場合、見
かけ上オフであるトランジスタQ₁またはQ₂を流
れて発生しI_circ誘起誤差の例は、入力信号が10nA
である時、0.1nAとなるであろう。特に、I_io＝＋
10nAとなるであろう。特に、I_io＝＋10nAである
時、トランジスタQ₂を流れるコレクタ・エミツ
タ間電流は約10nAである（これは非活性化レベ
ルの10倍である）。ベース・エミツタ電圧Vbeと
コレクタ電流I_cの間の指数関数的関係により、ト
ランジスタQ₁のコレクタ・エミツタ間を流れる
電流I_circの誤差はその非活性化電流の1/10、すな
わち、0.1nAである。キルヒホツフの電流法則に
よれば、１つの接続点に流れ込む電流の和はその
接続点から流れ出る電流の和に等しいから、トラ
ンジスタQ₂のコレクタ・エミツタ間を流れる電
流は実際には10.1nAとなるであろう。この電流
の値は、増幅器１０の端子２０に非活性化レベル
から−60mVずれた出力を生ずる。同様にして、
I_io＝−10nAである時、トランジスタQ₁を流れる
コレクタ・エミツタ間電流は約10.1nAであり、
そしてトランジスタQ₂を流れる電流I_circの誤差は
約0.1nAである。したがつて、増幅器１０の端子
２０における出力は非活性化レベルから＋60mV
移動する。したがつて、増幅器の出力は入力電流
が＋10nAから−10nAまで変化すると120mVだけ
変化する。バイアス電圧がない場合には、入力電
流が＋10nAから−10nAまで変化した時、増幅器
の出力は約900mV変化しなければならない。注
意しなければならないことは、120mVという出
力電圧レベルは温度の関数であり、即ち、室温
（300K）で120mVであるが100C（375K）では
120mVに因子375/300を掛けたものに変わること
である。出力端子２６で電流I_circの誤差が原因で
生じる誤差は、電流I_circによる誤差が両方の伝送
路で同時に存在するため、I_circ誤差の２倍となる
であろう。具体的にいえば、前記実施例では、入
力が10nAである時、トランジスタQ₂のコレク
タ・エミツタ間を流れる電流は約10.1nAである。
トランジスタQ₃を流れるI_2A電流は約10.1nAであ
る。同時に、トランジスタQ₁のコレクタ・エミ
ツタ間を流れるI_circ誤差は0.1nAである。キルヒ
ホツフの電流法則を用いれば、出力端子２６にお
ける電流は入力電流とは0.2nA異なることとなる
であろう。したがつて、この0.2nAは電流I_circの
誤差の結果として生ずる誤差である。

I_io＝100nAである時には、トランジスタQ₂のコ
レクタ・エミツタ間を流れるコレクタ・エミツタ
電流は約100nAであり、そしてトランジスタQ₁
のコレクタ・エミツタ間を流れる電流I_circは約
0.01nAである。

I_io＝−100nAである時には、トランジスタQ₁の
コレクタ・エミツタ間を流れるコレクタ・エミツ
タ電流は約100nAであり、そしてトランジスタ
Q₂のコレクタ・エミツタ間を流れるI_circは0.01nA
である。同様に、＋1mAと−1mAのI_io電流は1pA
のI_circ電流を生ずる。したがつて、前記条件の下
において、演算整流回路の導電中においてその半
分を流れる電流が1dB増大することは見かけ上オ
フであるトランジスタを流れる電流I_circが1dB降
下することに対応するであろう。したがつて、出
力端子２６における誤差（I_circ誤差の２倍）は入
力が大きくなると減少し、最大誤差は入力がゼロ
を横切る時または入力電流が非常に小さい時に起
こる。

米国特許第4097767号明細書に記載されたバイ
アス信号発生器を使うと、出力端子２６において
発生するI_circ誤差に起因する誤差が常に同じ最大
許容レベルとなるような信頼性のあるものは実現
できなかつた。例えば、この回路が集積回路の形
につくられた場合、最大許容I_circ誤差は典型的に
は100ピコアンペアである。この最大許容循環誤
差を生ずるためのバイアス電圧は回路毎に
100mV位変化するかも知れない。特に、これら
の回路がチツプ上にある時はそうである。所望の
I_circ誤差最大レベルをうるためのバイアス電圧の
変化はチツプ毎に用いられるトランジスタの特性
の差によるものである。

したがつて、本考案の原理に従う第２図に示さ
れたバイアス信号発生器を第１図のバイアス信号
発生器１９として用いることができ、このバイア
ス信号発生器により、この回路がIC化された時、
I_circ誤差が温度に無関係であると共にチツプ毎に
再現可能な適切なバイアス電位をうることができ
る。

第２図のバイアス信号発生器は回路負荷に接続
するための端子、すなわち、トランジスタQ₁の
ベース１８に接続するための端子１００とトラン
ジスタQ₂のエミツタ３４に接続するための端子
１０２を有している。図示の都合上、トランジス
タQ₁のベース・エミツタ路およびトランジスタ
Q₂のコレクタ・エミツタ路は第２図においてダ
イオードの形で示されている。端子１００はトラ
ンジスタQ₄のベースに接続される。トランジス
タQ₄のコレクタは一定振幅の電流I_Bを供給する電
流源１０４に接続され、一方、トランジスタQ₄
のエミツタはダイオードQ₅の陽極に接続される。
ダイオードQ₅の陰極は演算増幅器の出力のよう
な低インピーダンス接続点に接続されるか、また
は図示されているように本回路のアースに接続さ
れる。端子１００はまたダイオードQ₆の陽極に
接続され、そしてこのダイオードQ₆の陽極は、
トランジスタQ₄のベースと、一定レベルの電流I_A
を供給する電流源１０６の出力とに接続される。
ダイオードQ₆の陰極はダイオードQ₇の陽極に接
続され、そしてこのダイオードQ₇の陰極は２つ
の抵抗器１１０および１１２の接続点１１４に接
続される。抵抗器１１０の接続点１１４とは反対
の側は入力端子１０２に接続され、一方、抵抗器
１１２の接続点１１４と反対の側は本回路のアー
スに接続される。接続点１１４はまた電流I_Aを生
ずるための電流源１０８の入力に接続され、そし
てこの電流源の出力はアースに接続される。電流
源１０４の出力はまたトランジスタQ₈およびQ₉
のダーリントン対に接続される。即ち電源１０４
の出力はトランジスタQ₈のベースに接続され、
トランジスタQ₈のエミツタはトランジスタQ₉の
ベースに接続される。トランジスタQ₈およびQ₉
のコレクタは互いに接続されていてそしてこの接
続点が正の直流電源に接続され、一方、トランジ
スタQ₉のエミツタは入力端子１０２に接続され、
したがつて抵抗器１１０に接続される。最後に、
トランジスタQ₁₀のベースはトランジスタQ₉のエ
ミツタに接続され、トランジスタQ₁₀のコレクタ
はトランジスタQ₈のベースに接続され、そして
トランジスタQ₁₀のエミツタはダイオードQ₁₁を
通してアースに接続される。図示された実施例に
おいて、ダイオードQ₅，Q₆およびQ₇はいずれも
ダイオードモードで接続されたNPNトランジス
タである。すなわち、各トランジスタのコレクタ
がそのベースに接続されたトランジスタである。
第２図のバイアス信号発生器の正しい動作は、第
１図に示された演算整流回路のトランジスタQ₁，
Q₂およびQ₃に依存すると共に、互いに整合した
Vbe／I_c特性をもつたトランジスタQ₄，Q₅，Q₆お
よびQ₇に依存する。これらのすべてのトランジ
スタは同じ温度にあることが必要である。この構
造体は電流IC技術において公知のものである。
同様に、トランジスタQ₈，Q₉およびQ₁₀はNPN
トランジスタであり、したがつて、全回路はIC
技術によつてつくることができる。

動作のさい、電源１０６および１０８のおのお
のによつて供給される電源I_Aとは異なつた電流I_B
が電源１０４から供給される。抵抗器の抵抗値お
よび電流源の電流値を正しく選定すると、電源１
０４からの電流のほぼ全部がトランジスタQ₄お
よびダイオードQ₅を通つて流れる。同様に電源
１０６から演算増幅回路に流れる電源は（後で明
らかになるように）無視でき、したがつて、電源
１０６から流れる電流のほぼ全部がダイオード
Q₆およびQ₇を流れる。一般に、室温において、
I_BとI_Aの間の1dB差毎に、３ミリボルトのダイオ
ード電圧降下（すなわち、ダイオード接続された
トランジスタのベース・エミツタ間電圧）が、ト
ランジスタQ₄およびダイオードQ₅のおのおのの
両端（すなわち、ダイオード接続されたトランジ
スタのベース・エミツタ間）に比べ、各ダイオー
ドQ₆およびQ₇の両端にえられる。したがつて、
例えばI_B＝10I_Aの場合、各ダイオードQ₆およびQ₇
の両端の電圧降下の差は、トランジスタQ₄およ
びダイオードQ₅の両端の電圧降下と比べた時、
約−60ミリボルトであり、または２つのダイオー
ドの両端で合計約−120ミリボルトである。キル
ヒホツフの電圧法則により、抵抗器１１２の両端
の電圧降下は、ダイオードQ₆およびQ₇の両端の
合計電圧降下と、トランジスタQ₄のベース・エ
ミツタ間のダイオードQ₅との合計電圧降下との
間の電圧差である。したがつて、I_B＝10I_Aである
場合、抵抗器１１２の両端の電圧降下は120ミリ
ボルトである。

したがつて、この実施例において、抵抗器１１
２の両端の電圧は、２重ダイオードQ₆およびQ₇
を流れる電流と、トランジスタQ₄のエミツタと
ダイオードQ₅の両方を流れる電流との桁の差に
対応する。したがつて、I_B＝10I_Aである時、抵抗
器１１２の両端の室温における電圧降下は120ミ
リボルトである。同様に、I_B＝100I_Aである場合、
抵抗器１１２の両端の室温における電圧降下は
240ミリボルトである。

したがつて、抵抗器１１２を流れる電流は、ダ
イオードQ₆およびQ₇の電圧降下と、トランジス
タQ₄のベース・エミツタ間電圧とダイオードQ₅
の電圧降下との和との差を、抵抗器１１２の抵抗
値で割つたものに等しい。キルヒホツフの電流法
則により、接続点１１４から流出される電流は電
源１０８によりダイオードQ₆およびQ₇を流れる
電流に等しくされるから、すなわち、I_Aに設定さ
れるから抵抗１１０を流れる電流は抵抗１１２を
流れる電流に等しい。抵抗器１１０の両端の電圧
は抵抗器１１０を流れる電流と抵抗器１１０の抵
抗値との積に等しい。

端子１００および１０２間にえられるバイアス
電圧は、ダイオードQ₆の電圧降下とダイオード
Q₇の電圧降下との和から抵抗器１１０の両端の
電圧降下を引いたものに等しい。抵抗器１１０の
両端の電圧降下はI_Aよりもｋ桁だけ小さいトラン
ジスタQ₁およびQ₂を流れる電流を変えるのに十
分な電圧に等しい。ここで、ｋは定数（必らずし
も整数である必要はない）であり、抵抗器１１２
の抵抗値に対する抵抗器１１０の抵抗値の比に等
しい。

一般に、もしI_B＝nI_Aであるならば、抵抗器１
１２の両端の電圧は、ダイオード列の両端の電圧
を引くと、このダイオード列を流れる電流のｎ分
の１の値となる。この時、抵抗器１１０の両端の
電圧は、ダイオード列の両端の電圧を引くと、こ
のダイオード列を流れる電流はｎのｋ乗分の１と
なるであろう。出力端子１００およびび１０２の
両端の電圧は、ダイオードQ₆およびQ₇から成る
ダイオード列の両端の電圧降下から抵抗器１１０
の両端の電圧降下を引いたものであり、ダイオー
ドQ₆およびQ₇はトランジスタQ₁およびQ₂に整合
しているので、トランジスタ列Q₁およびQ₂を流
れる電流はI_Aのｎ分の１となる。

さらに詳細に説明すれば、抵抗１１０の電圧は
この抵抗１１０に発生する電流に応じて発生し、
この電流は抵抗１１２に発生する電流に応じて発
生する。抵抗１１２に発生する電流はこの抵抗１
１２に発生する電圧に応じて発生しこの抵抗１１
２の電圧はダイオードQ₆およびQ₇の回路の電圧
とトランジスタQ₄とダイオードQ₅の回路の電圧
との差に等しい。

ダイオードとトランジスタは整合、すなわち同
一抵抗を有しているので、抵抗１１２の電圧はこ
れらの半導体素子を有する上記の２つの回路の電
圧の差に等しく、すなわち電流の差（I_B＝nI_A）に帰一する。このように、抵抗１
１２の電圧がダイオードQ₆およびQ₇を有する回
路の電圧から引かれると、等しい電圧が上記の２
つの回路に印加される。したがつて、等しい電流
（I_Aに等しい）が両回路に発生することになり、
I_BはI_B/o、すなわち１／ｎになる。

抵抗１１０および１１２には同一の電流が流
れ、抵抗１１０は抵抗１１２のｋ倍であるので、
抵抗１１０の電圧は抵抗１１２の電圧のｋ倍とな
る。端子１００および１０２のバイアス電圧、す
なわち負荷Q₁およびQ₂のバイアス電圧はダイオ
ードQ₆およびQ₇の電圧と抵抗１１０の電圧との
差に等しい。抵抗１１０およ１１２の値が等しい
とすると、抵抗１１０の電圧はこの電圧がトラン
ジスタQ₁およびQ₂の電圧から引かれればトラン
ジスタQ₁およびQ₂の電流を１／ｎに減少させる。
抵抗１１０の値を抵抗１１２よりｋ倍だけ大きく
することにより、トランジスタQ₁およびQ₂の電
流は電圧と電流の対数的関係により指数的に影響
を受ける。特に、抵抗１１２の電圧のｋ倍の抵抗
１１０の電圧はQ₆およびQ₇の電圧とトランジス
タQ₁およびQ₂の電圧との差を示す。対数関係は
トランジスタQ₁およびQ₂に関する電圧と電流間
に存在するので、トランジスタQ₁およびQ₂の電
圧をｋを増加してさらに減少することにより電流
をｋ桁だけ、すなわちｎのｋ乗分の１に減少する
ことができる。

たとえば、もしI_A＝10マイクロアンペア、I_B＝
50マイクロアンペア、抵抗器１１２の抵抗値＝１
キロオーム、および抵抗器１１０の抵抗値＝６キ
ロオームであるならば、I_circの値は640ピコアン
ペアとなるであろう。この場合に、ｎ＝５、ｋ＝
６であり、そしてトランジスタQ₁およびQ₂を流
れるI_circ電流は10マイクロアンペアの5⁶（＝15625）
分の１となる。

抵抗器１１０の両端の電圧降下は、抵抗器１１
０および１１２を流れる電流に比例しかつこの電
流は抵抗器１１２の両端の電圧降下に比例するた
め、予め定められた温度係数に従つて温度に依存
する。

抵抗１１０の電圧が温度に依存するのは、これ
がダイオードQ₆およびQ₇の電圧とトランジスタ
Q₁およびQ₂の電圧との差に等しいからである。
トランジスタのベース−エミツタの電圧は温度に
依存する。温度が変化するにつれて、トランジス
タQ₁，Q₂およびダイオードQ₆，Q₇の電圧が変化
し抵抗１１０の差電圧が変化する。抵抗器１１２
の両端の電圧降下は、ダイオードQ₆およびQ₇の
両端の電圧降下と、トランジスタQ₄およびダイ
オードQ₅の両端の電圧降下との差に等しい。抵
抗器１１２の両端の電圧変化は、ダイオードQ₆
およQ₇の両端の電圧降下とトランジスタQ₄とダ
イオードQ₅の両端の電圧降下との差が温度に対
し１次関数的に変化するため、同様に温度に対し
１次関数的に変化する。トランジスタQ₄および
ダイオードQ₆，Q₇およびQ₅（ダイオードQ₅，Q₆
およびQ₇はダイオードモードに接続されたトラ
ンジスタである）がトランジスタQ₁およびQ₂と
それらのVbe／I_c特性に対し整合している場合、
そしてこれらが同じ雰囲気温度内にある場合、温
度が変わると、抵抗器１１０の両端の電圧降下の
変化とダイオードQ₆およびQ₇の両端の電圧降下
の変化とに等しい量だけ、端子１００および１０
２の間のバイアス電圧が変化するということが理
解されよう。

しかし、ダイオードQ₆およびQ₇の両端の電圧
降下の変化に対して、同じ変化が一定I_circに対し
抵抗器１１２の両端の電圧降下を引いたトランジ
スタQ₁およびQ₂のベース・エミツタ間電圧にお
いて要求される。それはこれらがVbe／I_c特性に
おいて整合しているからである。このように、バ
イアス信号発生器１９の温度係数は回路の温度係
数と整合している。したがつて、抵抗器１１０の
抵抗値が抵抗器１１２の抵抗値に等しい場合、こ
れらの抵抗器の両端の電圧降下は等しいであろ
う。I_B＝10I_Aである場合には、各抵抗器１１０お
よび１１２の両端の電圧降下は室温において120
ミリボルトとなるであろう。抵抗器１１０の抵抗
値が抵抗器１１２の抵抗値の２倍である場合、抵
抗器１１０の両端の電圧降下は抵抗器１１２の両
端の電圧降下の２倍であるであろう。I_B＝10I_Aで
ある場合には、抵抗器１１０の両端の電圧降下は
＋240ミリボルトとなるであろう。

トランジスタQ₁およびQ₂を流れるI_circ電流はI_A
よりｎ桁小さい値にとなるであろう。ここで、ｎ
は抵抗器１１２の抵抗値に対する抵抗器１１０の
抵抗値の比（必らずしも整数ではない）に等し
い。したがつて、抵抗器１１２の抵抗値が抵抗器
１１０の抵抗値に等しい時、I_circはI_Aより１桁小
さい、すなわち、I_A／10に等しい。同様に、抵抗
器１１０の抵抗値が抵抗器１１２の抵抗値の２倍
である場合、I_circはI_Aより２桁小さい、すなわち、
I_A／100に等しい、等々である。

同じように、I_circは抵抗器１１０および１１２
の抵抗値の比とI_Aの関数のままであり、そして温
度が変わつても変化しないであろう。したがつ
て、温度によるバイアス電圧の変化は最大許容レ
ベルに設定されたI_circに影響を及ぼさないであろ
う。

トランジスタQ₈およびQ₉によつて抵抗器１１
０および１１２に対し必要な電圧降下を生ずるた
めの電流が供給される。特に、トランジスタQ₈
およびQ₉によつて、電流源１０４と抵抗器１１
０および１１２の間のバツフアがえられると共
に、負帰還がえられる。抵抗器１１２を流れる電
流が測定された電圧降下を与えるのに不十分であ
る時、電流源１０４からトランジスタQ₈のベー
スに電流が転向され、トランジスタQ₉を十分に
導電状態にして、抵抗器１１０および１１２に必
要な電流を供給するトランジスタQ₁₀は電源１０
４からトランジスタQ₈およびQ₉への電流を限定
し、したがつて、端子１００および１０２に接続
される負荷とダイオードQ₅が接続されている低
インピーダンス接続点（第２図ではアースとして
概略的に示されている）とに特有のある条件の下
で起こりうるラツチング状態を避けることができ
る。

本考案によるバイアス信号発生器をその典型例
について説明したが、本考案の範囲内において種
種の変更を行なうことは可能である。例えば、電
源１０６と接続点１１４の間に接続された基準ダ
イオードの数、およびトランジスタQ₄のエミツ
タとアースとして示された低インピーダンス接続
点との間に接続されたダイオードの数を、第２図
に示されたものと異ならしめることができる。特
に、電源１０６と接続点１１４の間に用いられた
基準ダイオードの数は、端子１００および１０２
の間に接続される回路の負荷の半導体素子の数に
等しい。同様に、トランジスタQ₄のエミツタと
アースとして示された低インピーダンス接続点と
の間のダイオードの数は、トランジスタQ₄のベ
ース・エミツタ間が１つの基準ダイオードとして
機能するから、端子１００および１０２の間に接
続される回路の負荷の半導体素子の数より１だけ
少ない。また、各ダイオード列内の基準ダイオー
ドは同種類のものであり、端子１００および１０
２の間に接続される回路の負荷のものと整合して
いる。したがつて、もし負荷が図示されているよ
うに２個のNPNトランジスタから成るならば、
ダイオードQ₅，Q₆，Q₇およびトランジスタQ₄
は、前記記載のように、整合したNPNトランジ
スタである。しかし、もし負荷が１つのNPNト
ランジスタと１つのPNPトランジスタから成る
ならば、ダイオードQ₆およびQ₇はNPNおよび
PNPトランジスタであり、そしてダイオードQ₅
はPNPトランジスタである。この関係において、
負荷がすべてPNPトランジスタである場合、各
ダイオード列内のすべてのダイオードをPNPト
ランジスタに変えると共にトランジスタQ₄，Q₈，
Q₉およびQ₁₀をPNPトランジスタに変えることに
より、そしてすべてのトランジスタを電流源１０
４，１０６および１０８の極性の変更と整合した
極性変更を行なうことにより、当業者には周知の
方法でこのバイアス信号発生器を変更することが
できる。最後に、負荷内の各半導体素子が各ダイ
オード列内の同じ種類の半導体素子に整合してい
る限り、全部のNPNトランジスタが整合してい
なくても良いし、またすべてのPNPトランジス
タが整合していなくても良い。

前記記載から明らかなように、本考案のバイア
ス信号発生器は１個または複数個のトランジスタ
のベース・エミツタ間の電圧降下と抵抗器１１０
および１１２の抵抗値の比との関数として温度を
追跡し、そして本考案のバイアス信号発生器によ
り抵抗器１１０および１１２、電源１０６によつ
て供給される電流レベル、および電源１０６およ
び１０４によつて供給される電流の比の関数とし
て最大許容I_circがえられる。米国特許第4097767
号明細書に記載された演算整流回路に本考案のバ
イアス信号発生器を用いることにより、改良され
た演算整流回路がえられる。

本考案の範囲内において上記実施例にある変更
を行なうことは可能であり、上記記載または図面
に示されたすべての事項は単に例示のためであつ
て何ら限定されるものではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案によるバイアス信号発生器を適
用すべき従来の演算整流回路の典型例の回路図で
ある。第２図は本考案によるバイアス信号発生器
の典型例の回路図である。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】 (1) バイアス電圧を回路に供給するバイアス信号
発生器であつて、前記バイアス信号発生器は前記バイアス電圧
を発生する信号発生手段を含み、前記信号発生手段は前記バイアス電圧が周囲
温度の変化にともなつて半導体トランジスタの
ベース・エミツタ接合間の電圧降下の変化の関
数として変化するように前記バイアス電圧のレ
ベルを設定する手段を含み、前記バイアス電圧のレベルを設定する前記手
段は、所定レベルの電流I_Aを流す第１の電流源１０
６，１０８と前記電流I_Aが流れベース・エミツ
タ接合間に第１の基準電圧が発生するすくなく
とも１つの第１の半導体トランジスタQ₆，Q₇
とを含む前記第１の基準電圧を決定する手段
と、電流I_Bを流す第２の電流源１０４と前記電流
I_Bが流れベース・エミツタ接合間に第２の基準
電圧が発生するすくなくとも１つの第２の半導
体トランジスタQ₄，Q₅とを含む前記第２の基
準電圧を決定する手段と、前記第１および第２の基準電圧の比較に応答
し差電圧を発生する手段であつて、前記第１の
基準電圧を前記第２の基準電圧から減算し前記
差電圧を決定する手段を含む前記差電圧を発生
する手段と、前記差電圧を定数ｋにより増倍した増倍信号
を発生する手段と、前記増倍信号を前記第１の基準電圧に加算し
前記バイアス電圧を形成する手段と、を含み、前記差電圧は温度変化の関数としてすくなく
とも１つの前記第１の半導体トランジスタのベ
ース・エミツタ接合間の電圧降下の変化に関連
し、前記第１の基準電圧を前記第２の基準電圧
から減算する前記手段は第１の抵抗１１２を含
み、前記増倍信号を発生する手段は前記第１の
抵抗に接続された第２の抵抗１１０を含み、前
記第１の抵抗に流れた電流は前記第２の抵抗を
経て供給されおよび前記定数ｋは前記第２の抵
抗の前記第１の抵抗に対する比により決定さ
れ、およびI_B＝nI_A（ｎは１と異なる定数）であ
るバイアス信号発生器。 (2) 実用新案登録請求の範囲第１項において、前
記回路の入力バイアス端子に前記発生器を接続
するための１対の出力端子をさらに有し、前記
入力バイアス端子に接続される前記回路の負荷
が前記第１の半導体トランジスタの電圧・温度
関数と同じ電圧・温度関数を定めるバイアス信
号発生器。