DE3600823C2 - Schaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung - Google Patents

Schaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung

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Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung, insbesondere einer Referenzspannung mit niedrigem Pegel, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Wenn das Signalverarbeitungssystem eines Rundfunkempfängers als integrierte Schaltung (IC) ausgebildet ist, muß auf dem IC eine Referenzspannungsquelle vorgesehen sein, die dazu dient, einen auf dem IC vorhandenen Transistor vorzuspannen, oder dazu, die Pegel bestimmter Signale mit der Referenzspannung zu vergleichen oder relativ zu dieser zu verschieben. Bei einem Rundfunkempfänger, der beispielsweise mit zwei Trockenbatterien der Größe AA betrieben werden kann, beträgt die Referenzspannung dementsprechend etwa 1,0 bis 1,5 V.
In diesem Zusammenhang sind Schaltungen zur Erzeugung einer Referenzspannung bekannt, die aus einem Widerstand und einer einzelnen oder zwei Dioden bestehen, die zwischen einem Versorgungsanschluß (Eingang) und Masse in Reihe geschaltet sind. Die Referenzspannung wird von dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand und der Diode bzw. den Dioden abgegriffen. Derartige Schaltungen sind jedoch temperaturabhängig und haben eine ungünstige Temperaturcharakteristik.
Aus der DE 30 13 285 A1 ist ein Spannungsregler nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt, der einen zwischen Eingang und Ausgang in Reihe geschalteten Transistor sowie zwei Impedanzen mit unterschiedlichen Temperaturkoeffizienten aufweist, wodurch eine von Temperaturschwankungen und Spannungsänderungen am Eingang weitgehend unabhängige Ausgangsspannung erzeugt werden kann.
Jedoch kann der bekannte Spannungsregler nur teilweise als integrierte Schaltung (IC) ausgeführt werden, was sich bei der Massenfertigung nachteilig auswirkt.
Aus der US-PS 38 28 240 ist ein Schaltkreis zur Erzeugung einer geregelten Spannung bekannt, bei dem Schwankungen der Ausgangsspannungen auf Grund von Temperaturschwankungen durch zwei Referenzspannungsquellen vermieden werden, die Temperaturkoeffizienten mit unterschiedlichen Vorzeichen aufweisen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung anzugeben, die eine besonders gute Temperaturcharakteristik besitzt und die von Spannungsänderungen am Eingang im wesentlichen unabhängig arbeitet. Dabei soll die Schaltung vorzugsweise auch in der Lage sein, eine Referenzspannung mit niedrigem Pegel zu liefern.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche, auf die hier ausdrücklich verwiesen wird.
Im folgenden sei die Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert:
Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung;
Fig. 2 zeigt eine Kennlinie von Strömen der Schaltung nach Fig. 1;
Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Referenzspannungsgeneratorschaltung gemäß der Erfindung;
Fig. 4 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der Schaltung gemäß der Erfindung.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung zur Referenzspannungserzeugung besitzt eine Ausgangsklemme T₁, an der eine Referenzspannung abgenommen werden kann, sowie eine Eingangsklemme T₂, die mit einer Trockenbatterie oder einem ähnlichen Element verbunden ist und der eine Eingangsspannung (die Spannung einer Versorgungsquelle) zugeführt wird. Zwischen diesen Klemmen T₁ und T₂ liegt die Kollektor-Emitter- Strecke eines Steuertransistors Q₇.
Zwischen der Klemme T₁ und Masse befindet sich eine aus einem Widerstand R₁ mit einem vergleichsweise hohen Widerstandswert, z. B. 12,6 KOhm, einem Widerstand R₂ mit vergleichsweise niedrigem Widerstandswert, z. B. 820 Ohm, und der Kollektor-Emitter-Strecke eines Stromdetektor-Transistors Q₁ bestehende Reihenschaltung. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R₁ und dem Widerstand R₂ ist mit der Basis des Transistors Q₁ verbunden. Die Basis-Emitter- Strecke des Transistors Q₁ ist zu der Basis-Emitter-Strecke eines weiteren Transistors Q₅ parallel geschaltet, so daß eine Stromspiegelungsschaltung 1 entsteht, deren Referenzpotential von Masse gebildet ist.
Der Kollektor des Transistors Q₁ ist ferner mit der Basis eines Transistors Q₂ verbunden, dessen Emitter mit Masse und dessen Kollektor mit dem Kollektor eines Transistors Q₃ in Verbindung steht.
Der Transistor Q₃ verwendet die Klemme T₁ als Referenzpotential und bildet zusammen mit einem Transistor Q₄ eine Stromspiegelungsschaltung 2. Deshalb sind die Basiselektroden der Transistoren Q₃ und Q₄ miteinander und mit dem Kollektor des Transistors Q₃ verbunden, während die Emitter der Transistoren Q₃ und Q₄ miteinander und mit der Klemme T₁ in Verbindung stehen.
Als Detektormittel eines invertierenden Verstärkers dient ein Transistor Q₆, dessen Emitter mit Masse und dessen Basis mit den Kollektoren der Transistoren Q₄ und Q₅ verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q₆ ist mit der Basis des Steuertransistors Q₇ verbunden.
Die vorangehend beschriebene Schaltung ist als integrierte Schaltung (IC) auf einem Halbleiterchip ausgebildet, wobei die Emitterfläche (Fläche der Emitter-Basis-Verbindung) des Transistors Q₂ um den Faktor n (n<1) größer ist als die Emitterfläche des Transistors Q₁.
Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung sei der Kollektorstrom des Transistors Q₁ mit i₁ und der Kollektorstrom des Transistors Q₂ mit i₂ bezeichnet. Da die Transistoren Q₁ und Q₅ die Stromspiegelungsschaltung 1 bilden, ist auch der Kollektorstrom des Transistors Q₅ gleich i₁. Da außerdem der Kollektorstrom i₂ des Transistors Q₂ gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q₃ ist und die Transistoren Q₃ und Q₄ die Stromspiegelungsschaltung 2 bilden, ist der Kollektorstrom des Transistors Q₄ gleich dem Kollektorstrom i₂. Infolgedessen fließt die Differenz (i₂-i₁) zwischen den Kollektorströmen i₂ und i₁ zu der Basis des Transistors Q₆.
Falls der Kollektorstrom i₁ anwächst oder der Kollektorstrom i₂ abnimmt, wird der Differenzstrom (i₂-i₁) kleiner, so daß der Kollektorstrom des Transistors Q₆ abnimmt und die Impedanz des Transistors Q₇ größer wird. Eine Verringerung der Spannung an der Klemme T₁ führt zu einer Verringerung des Kollektorstroms i₁ und zu einer Vergrößerung des Kollektorstroms i₂. Somit ist eine negative Rückkopplung gegeben, die die Kollektorströme i₁ und i₂ auf konstante Werte stabilisiert.
Mit anderen Worten: Wenn die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q₁ mit VBE1 und die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q₂ mit VBE2 bezeichnet werden, gelten folgende Gleichungen:
VBE1 = R₂ · i₁ + VBE2 (i)
VBE1 = VT · 1n (i₁/iS1) (ii)
VBE2 = VT · 1n [i₂/n · iS2)] (iii)
in denen VT = KT/q (T: absolute Temperatur) und iS1, iS2 die Sättigungsströme der Transistoren Q₁ bzw. Q₂ sind. Aus den Gleichungen (i) bis (iii) läßt die folgende Gleichung herleiten:
VT · 1n (i₁/iS1) = R₂i₁ + VT · 1n i₂/(niS2)
VT · 1n n · i₁/i₂ · iS1/iS1 = R₂ · i₁(iv)
Falls die Transistoren Q₁ und Q₂ beispielsweise einander benachbart auf demselben IC ausgebildet sind, ist die Bedingung iS1 = iS2 erfüllt. Damit läßt die Gleichung (iv) folgendermaßen umschreiben:
VT · 1n (ni₁/i₂) = R₂ · i₁ (v)
Eine Modifizierung der Gleichung (v) liefert:
1n (n · i₁/i₂ = R₂ · i₁/VT)
n · i₁/i₂ = exp (R₂ · i₁/VT)
∴i₂ = n · i₁ exp (-R₂ · i₁/VT)
Der Strom i₂ zeigt dementsprechend eine negative Kennlinie, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist. Deshalb werden die Ströme i₁ und i₂ in einem Punkt A im negativen Bereich des Stroms i₂ stabilisiert, in dem
i₁ = i₂ (vi)
Falls die Spannung an der Klemme T₁ mit V bezeichnet wird, gilt folgende Gleichung:
V = R₁ · i₁ + VBE1 (vii)
Die Substituierung der Gleichung (vi) in Gleichung (v) liefert:
VT · 1n n = R₂ · i₁ (viii)
Wenn man dann Gleichung (viii) in Gleichung (vii) substituiert, erhält man
V = (R₁/R₂) VT · 1n n + VBE1 (ix)
Der Temperaturkoeffizient dV/dT der Spannung V ergibt durch Differenzieren der Gleichung (ix) nach der Temperatur T:
Aus Gleichung (x) läßt sich die Bedingung, unter der der Temperaturkoeffizient dV/dT zu Null wird, folgendermaßen ausdrücken:
Mit anderen Worten: Wenn die Bedingung von Gleichung (xi) erfüllt ist, besitzt die Spannung V keine Temperaturabhängigkeit.
Im allgemeinen gilt
dVBE1 = -1,8 bis -2,0 (mV/°C)
Damit wird aus Gleichung (xi) die folgende Gleichung
Normalerweise lassen sich in dem IC das Widerstandsverhältnis R₁/R₂ und das Flächenverhältnis n relativ leicht mit gewünschten Werten realisieren, wobei ihre Streuungen hinreichend gut unterdrückt werden können. Da sich dementsprechend die Bedingung der Gleichung (xii) relativ leicht realisieren läßt, läßt sich auch die Bedingung nach Gleichung (xi) erfüllen. Deshalb zeigt die Ausgangsspannung keine Temperaturabhängigkeit.
Falls VT = 0,026 (V) und VBE1 = 0,683 (V) ist, ergeben die Gleichungen (ix) und (xii)
V = 0,026 × 20,86 + 0,683 = 1,225 (V).
Die oben beschriebene Schaltung gemäß der Erfindung ermöglicht also die Erzeugung einer Referenzspannung V ohne Temperaturgang, einer Spannung also, die stabil bleibt, wenn Temperaturänderungen auftreten. Außerdem kann diese Referenzspannung V einen niedrigen Pegel, z. B. 1,225 V, haben und eignet sich deshalb für eine integrierte Schaltung, die mit niedriger Spannung betrieben werden kann.
Die Transistoren Q₁ bis Q₅ werden mit der stabilen Referenzspannung V betrieben. Selbst wenn die Spannung an der Eingangsklemme T₂ sich ändert, arbeiten deshalb die Transistoren Q₁ bis Q₅ stabil mit nur geringer Spannungsabhängigkeit. Da die an der Eingangsklemme T₂ anliegende Spannung über den Transistor Q₇ als Spannung V an die Ausgangsklemme T₁ geliefert wird, ist es außerdem möglich, einen der Spannung entsprechenden Strom abzuleiten.
Im oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel muß der Widerstand R₁ einen relativ großen Wert haben und beansprucht daher eine relativ große Fläche auf dem IC-Halbleiterchip. Dieser muß deshalb vergleichsweise groß sein. Wenn hingegen die Basis-Emitter-Strecke eines oder mehrerer zusätzlicher Transistoren, die dieselbe Charakteristik haben wie der Transistor Q₁, zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₁ parallel geschaltet werden, kann das Verhältnis der von dem Widerstand R₁ beanspruchten Fläche relativ zur Gesamtfläche des IC-Halbleiterchips verringert und letzterer damit kleiner werden. Bei der in Fig. 3 dargestellten Schaltung, in der diejenigen Teile, die der Schaltung nach Fig. 1 entsprechen, die gleichen Bezugszeichen tragen wie dort und im einzelnen nicht mehr beschrieben werden, ist die Basis-Emitter-Strecke eines zusätzlichen Transistors Q₈ zu der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₁ parallel geschaltet. In diesem Fall ist der Kollektor des Transistors Q₈ mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R₁ und R₂ verbunden.
Da bei der Schaltung nach Fig. 3 der Widerstandswert von Widerstands R₂ sehr klein ist, ist der Kollektorstrom i1′ des Transistors Q₈ nahezu gleich dem Strom i1, so daß der durch den Widerstand R₁ etwa den Wert 2i1 hat. Infolgedessen kann der Widerstandswert des Widerstands R₁ in Fig. 3 gegenüber dem Wert des Widerstands R₁ in Fig. 1 etwa um die Hälfte kleiner sein, so daß die von dem Widerstand R₁ auf dem IC-Halbleiterchip beanspruchte Fläche verringert werden kann. Falls parallel zu dem Q₁ mehrere Transistoren angeordnet sind, kann das Verhältnis der von dem Widerstand R₁ beanspruchten Fläche zur Gesamtfläche des IC-Halbleiterchips natürlich wesentlich stärker reduziert werden.
Bei dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel, bei dem wieder die den Schaltungen nach Fig. 1 und 3 entsprechende Teile mit denselben Bezugszeichen versehen sind wie dort und diese im einzelnen nicht mehr beschrieben werden sollen, werden die Kollektorströme i₂ und i₁ der Transistoren Q₂ und Q₂ durch Widerstände R₃ und R₄ in entsprechende Spannungen umgewandelt. Die den Kollektorströmen i₂ und i₁ entsprechenden Spannungen werden an den (+)- bzw. den (-)-Eingang eines Differenzvertärkers 3 angelegt. Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 3 wird der Basis des Steuertransistors Q₇ zugeführt. Dementsprechend wird der Steuertransistor Q₇ durch ein Ausgangssignal des Differenzverstärkers 3 angesteuert, das der Differenz zwischen den an den Widerständen R₃ und R₄ auftretenden Spannungen entspricht.
Die erfindungsgemäße Schaltung liefert eine Referenzspannung V, die keinerlei Temperaturabhängigkeit besitzt und die selbst dann stabil ist, wenn sie Temperaturänderungen unterworfen wird. Da diese Referenzspannung V niedrig ist, z. B. 1,225 V beträgt, eignet die Schaltung sich insbesondere auch für integrierte Schaltungen, die mit niedrigen Spannungen arbeiten.
Da außerdem die Transistoren Q₁ bis Q₅ mit der stabilen Referenzspannung V versorgt werden, ist stabiler Betrieb selbst dann gewährleistet, wenn sich die Versorgungsspannung an der Eingangsklemme T₂ ändert. Da die Versorgungsspannung an der Eingangsklemme T₂ über den Transistor Q₇ auf die Spannung an der Ausgangsklemme T₁ eingestellt wird, läßt sich außerdem ein der Spannung V entsprechender Strom ableiten.

Claims (5)

1. Schaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung
mit einer Eingangsklemme, an die die Spannung einer Versorgungsquelle anlegbar ist, die Änderungen unterworfen sein kann,
mit einer Ausgangsklemme, an der eine stabile Ausgangsspannung abgreifbar ist,
sowie mit einem Steuertransistor, dessen Kollektor-Emitter- Strecke zwischen der Ausgangsklemme und der Eingangsklemme liegt,
gekennzeichnet durch
einen Stromdetektor-Transistor, dessen Kollektor-Emitter- Strecke in Reihe mit einem ersten und einem zweiten Widerstand zwischen der Ausgangsklemme und Masse liegt und dessen Basis mit dem Verbindungspunkt der aus dem ersten und dem zweiten Widerstand bestehenden Reihenschaltung verbunden ist,
einen dritten Transistor, dessen Basis-Emitter-Strecke parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Stromdetektor- Transistors geschaltet ist und dessen Emitterfläche um den Faktor n größer ist als die Emitterfläche des Stromdetektor- Transistors,
einen vierten Transistor, der vom selben Leitfähigkeitstyp ist wie der Stromdetektor-Transistor und dessen Basis mit der Basis des Stromdetektor-Transistors und dessen Emitter mit Masse verbunden ist,
sowie Detektormittel zur Erfassung der Differenz zwischen einem dem Kollektorstrom des dritten Transistors entsprechenden Signal und einem dem Kollektorstrom des vierten Transistors entsprechenden Signal, die der Basis des Steuertransistors ein der genannten Differenz entsprechendes negatives Rückkopplungssignal zuführen.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ferner wenigstens ein zusätzlicher Transistor vorgesehen ist, der die gleiche Kennlinie hat wie der Stromdetektor-Transistor und dessen Kollektor mit dem genannten Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand verbunden ist, wobei die Basis-Emitter- Strecke jedes der zusätzlichen Transistoren zur der Basis- Emitter-Strecke des Stromdetektor-Transistors parallel geschaltet ist.
3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektormittel einen dritten Widerstand umfassen, der mit dem Kollektor des dritten Transistors verbunden ist, sowie einen vierten Widerstand, der mit dem Kollektor des vierten Transistors verbunden ist, und daß der Kollektorstrom des dritten und des vierten Transistors durch den dritten bzw. vierten Widerstand in entsprechende Spannungen konvertierbar sind.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektormittel ferner einen Differenzverstärker mit zwei Eingängen umfassen, an denen die von dem dritten bzw. dem vierten Widerstand konvertierten Spannungen anliegen, und daß das Ausgangssignal des Differenzverstärkers als negatives Rückkopplungssignal an der Basis des Steuertransistors anliegt.
5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektormittel einen fünften Transistor umfassen, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen die Basis des Steuertransistors und Masse geschaltet ist, sowie einen sechsten und einen siebten Transistor, die eine Stromspiegelungsschaltung bilden und deren Kollektoren mit den Kollektoren des dritten bzw. des vierten Transistors verbunden sind, wobei die Basis des fünften Transistors mit dem Verbindungspunkt zwischen den Kollektoren des siebten und des vierten Transistors verbunden ist.
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