DE2923360C2

DE2923360C2 - Konstantstromquellenschaltung

Info

Publication number: DE2923360C2
Application number: DE2923360A
Authority: DE
Inventors: Hiromi Jokohama Kusakabe
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-06-09
Filing date: 1979-06-08
Publication date: 1983-09-15
Also published as: DE2923360A1; JPS6222283B2; US4292584A; JPS55611A; GB2023312A; GB2023312B

Description

Die Erfindung betrifft eine Konstantstromquellenschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der DE-OS 12 39 J bekannt.

Bei tragbaren, batteriegespeisten Geräten ist eine Verkleinerung der Zahl der Batterien insofern vorteilhaft, als dadurch die Größe des Geräts vermindert und die Stromquellenspannung unter Verringerung des Stromverbrauchs niedrig gehalten werden kann. Dabei müssen die elektronischen Schaltkreise eines mit niedriger Batteriespannung gespeisten Geräts mit dieser niedrigen Spannung arbeiten können. Außerdem wird bei solchen Geräten durch die Erschöpfung der Batterien oder die Änderung des Stromflusses durch z. B. einen in der sog. Class-B-Betriebsart arbeitenden Leistungsverstärkers die Stromquelle stark beeinflußt, so daß sich ihre Spannung ändert Der Arbeits- oder Betriebspunkt der verwendeten Schaltung darf sich jedoch aufgrund einer Änderung der Stromquellenspannung nicht verändern. Aus den genannten Gründen muß die elektronische Schaltungsanordnung bei solchen batteriegespeisten Geräten normalerweise auch mit etwa der Hälfte der Stromquellenspannung einer neuen Batterie arbeiten können.

Einige der Konstantstromquellenschaltungen, die häufig in Verbindung mit integrierten Schaltkreisen (ICs) eingesetzt werden, vermögen in einem Bereich vergleichsweise niedriger Spannung zu arbeiten. Diese bisherigen Schaltungen sind jedoch mit dem Nachteil behaftet, daß der abgegebene Ausgangsstrom in seiner Größe begrenzt ist und daß die Schaltung gegenüber einer Änderung der Stromquellenspannung empfindlich ist

ίο In F i g. 1 ist eine nicht zur Erfindung gehörige Konstantstromquellenschaltung dargestellt (vgL US-PS 39 40 760), die zur Erläuterung der Erfindung dienen soll. Diese Schaltung ist mit einer ersten Stromspiegelschaltung mit zwei Transistoren Q1 und Q 2 versehen, deren Spannungsverstärkung weitgehend von ihren Kollektorströmen abhängt; weiterhin weist diese Schaltung eine zweite Stromspiegelschaltung mit zwei Transistoren Q 3 und Q 4 auf, deren Spannungsverstärkung unabhängig von den Größen der KoI^ jrströme stets auf etwa 1 gehalten wird. Eine andere Schaltung dieser Art ist auch in der US-PS 36 29 691 dargestellt Die Schaltung nach F i g. 1 arbeitet wie folgt: In einem Bereich kleinen Stroms ist der bpannungsabfall über einen Widerstand Al, der in den Emitterkreis des Transistors Q1 mit großer Emitterfläche eingeschaltet ist vernachlässigbar. Infolgedessen ist die Stromverstärkung dem Verhältnis der Emitterflächen der Transistoren ς/1 und Q 2 proportional. Bei diesem Beispiel ist das Emitterflächenverhältnis N: 1 mit N>1. Infolgedessen wird eine positive Rückkopplungsschleife mit einer Schleif en verstärkung //gebildet so daß die Ströme der Transistoren Qi und Q 4 schnell ansteigen. Wenn der Strom auf eine vorbestimmte Größe Io ansteigt beginnt die Stromunterdrückungswirkung (Stromrückkopplung durch den Widerstand R 1) den Regelschleifengewinn wieder auf 1 einzustellen, mit dem Ergebnis, daß sich die Schaltung in diesem Zustand stabilisiert In diesem Fall gilt die folgende Beziehung:

in welcher V_T=kVQ, Γ die Temperatur ("K), k die Boltzmannsche Konstante und q die Elementarladung 's· .-deuten. Die Größe des Stroms Io ist unter der idealen Voraussetzung bestimmt daß der Stromverstärkungs faktor jedes Transistors unendlich ist und die Verringe rung des Stromverstärkungsfaktors β aufgrund des Early-Effekts eines Transistors und agl. nicht berücksichtigt wird. Wenn jedoch der Ausgangsstrom vom Transistor Q 5 abgenommen wird, fließt tatsächlich die Summe der Basisströme der Transistoren <?3— C 5 in den Kollektor des Transistors Qi. Aus diesem Grund sind die Arbeitsströme der Transistoren Qi und Q 2 in Abhängigkeit von den Stromverstärkungsfaktoren der Trrn-.istoren Q3—Q5 unausgeglichen. Wenn pnp-Transistoren, wie die Transistoren Q3—Q5, integriert werden, werden sie im allgemeinen als Literalstruktur mit niedrigen Stromverstärkungsfaktoren β von z. B. etwa 10 bis 40 und mit großer Änderung des Faktors β ausgelegt. Diese Tendenz ist bei Zunahme des Ausgangsstromi Io noch deutlicher. Hierdurch wird die Erzielung eines großen Ausgangsstroms eingeschränkt Die Kollektor- und Emitterspannungen -V_C£ dieser Paare von Transistoren Qi und Q 2 bzw. Q 3 und ζ>4, welche die Stromspiegel bilden, sind voneinander verschieden, und ihre Größen hängen von der Stromquelienspannung ab. Demzufolge wird die Größe des Ausgangsstroms Io bei Vorhandensein des Early-Ef-

fekts durch die Stromquellenspannung beeinflußt, so daß die in der Stromquellenspannung enthaltene Welligkeitskomponente möglicherweise im Ausgangsstrom Io auftritt.

Aus der DE-OS 24 12 393 ist eine Konstantstromquellenschaltung der eingangs genannten Art bekannt, mit der ein konstanter Strom unabhängig von Speisespannungsschwankungen erzeugt wird, der zudem noch temperaturunabhängig sein kann. Diese bekannte Konstantstromquellenschaltung hat also ebenfalls einen Differenzverstärker, dessen Eingänge mit einem ersten und einem Stromzweig zwischen Spannungsanschlüssen verbunden ist, wobei jeder Stromzweig aus einem den Strom bestimmenden Widerstand und einem Transistorelement gebildet ist. Das eine Transistorelement hat dabei eine größere Emitterfläche als das andere Transistorelement. Am Ausgang des Differenzverstärkers liegt eine Stromausgangsschaltung aus einem Transistor. Die beiden Kollektoren der Transistoren des Diffsrsnzysrstsrksrs wzvotp. von einer s!s Strornⁿü⁽?i!c

dienenden Stromspiegelschaltung versorgt.

Es ist nun Aufgabe der Erfindung, die aus der DE-OS 24 12 393 bekannte Konstantstromquellenschaltung so auszugestalten, daß diese für große Ströme besonders gut geeignet ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Konstantstromquellenschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 erfindungsgemäß durch die in dessen kennzeichnenden Teil enthaltenen Merkmale gelöst.

Die Erfindung ermöglicht eine Konstantstromquellenschaltung, die einen vergleichsweise großen, konstanten Strom zu liefern vermag, selbst wenn sich die Potentiale von Potentialquellen verändern.

Der Differenzverstärker speist den erster. Strom zur Stromausgangsschaltung, zum vierten Transistor zum Vorspannen der zweiten Potentialquelle und zum dritten Transistor zum Vorspannen der ersten Potentialque'le. Der Differenzverstärker kann beispielsweise aus einer symmetrischen Differentialtransistorschaltung bestehen, so daß er vergleichsweise frei ist von einer Begrenzung des ersten Stromanstiegs im Schaltungsaufbau. Auf diese Weise ist der maximale erste Strom mit einer G-röße entsprechend dem Emitterschaltungsstrom der Differentialtransistorschaltung erzielbar. Dies bedeutet, daß die Größe des konstanten Ausgangsstroms ohne Einschränkung vergrößert werden kann und Änderungen der Stromverstärkungsfaktoren des dritten und dies vierten Transistors zu einer gtringeren Änderung oder Schwankung des Arbeitspunkts der Konstantstromquellenschaltung führen. (Die Schaltung gemäß F i g. 1 weist einen derartigen Differenzverstärker nicht auf.) Wem der Differenzverstärker unter Anwendung der symmetrischen Differentialtransistorschaltung aufgebaut ist, hat der sich aus der Stromquellen-Spannungsänderung ergebende Early-Effekt des Transistors nur eine geringe Veränderung des ersten Stroms zur Folge. Weiterhin wirken der Differenzverstärker, der dritte und der vierte Transistor sowie die erste und die zweite Potentialquelle unter Bildung einer Gegenkopplungsschleife zusammen. Wie erwähnt, wird der konstante Ausgangsstrom durch die Änderung der Stromquellenspannung im aktiven Arbeitsbereich der Konstantstrom(quellen)schaltung wenig beeinflußt. Infolgedessen wird die Stromquellen-Welligkeitskomponente beträchtlich verringert

Im folgenden sind bevorzugte Ausfuhrungsformen der Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer Konstantstromquellenschaltung zur Erläuterung der Erfindung,

F i g. 2 ein Schaltbild des grundsätzlichen Aufbaus der Konstantstromquellenschaltung gemäß der Erfindung, Fig.3 eine graphische Darstellung zur Verdeutlichung der Arbeitsweise der Schaltung nach F i g. 2. worin auf der V-Achse die Ströme /2 und/3 und auf der X-Achse die Potentiale E1 und E 2 aufgetragen sind,
F i g. 4 ein Schaltbild einer auf der Basis der Schaltung

ίο gemäß Fig. 2 konstruierten Konstantstromquellenschaitung,

F i g. 5 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung nach F i g. 2 oder 4 und

F i g. 6 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung nach Fig. 2,4oder 5.

In den Figuren sind einander entsprechende Teile mit jeweils gleichen Bezugsziffern bezeichnet.

F i g. 2 veranschaulicht den grundsätzlichen Schaltungsaufbau einer Konstantstromquellenschaltung gemaß der Erfindung. Dabei ist der Emitter eines in Diodenschaltung vorliegenden npn-Transistors Q10 über eine Pegelschiebe-Spannungsquelle 11 an eine Klemme 100 angeschlossen. Die Spannungsquelle 11 dient zum Ausgleichen eines Spannungsabfalls über einen noch zu beschreibenden Widerstand R 10. Im allgemeinen wird für die Spannungsquelle 11 ein Spannungsabfall über eine Diode oder einen Widerstand benutzt. An die Klemme 100 ist eine nicht dargestell's erste Stromquelle mit dem Potential - VfE angeschlossen. Die Mehrfachemitter eines in Diodenschaltung vorliegenden npn-Transistors Q12 sind über einen Widerstand R 12 mit dem Emitter des Transistors Q10 verbunden. Die Trägerkonzerstration des Transistors QXQ oder Q12 ist im allgemeinen gleichmäßig gewählt. Die Emitterfläche S12 des Transistors Q12 ist größer gewählt als die Emitterfläche SlO des Transistors QlO, d.h. S12/510 = N>\. Mit anderen Worten: wenn der Arbeitsstrom des Transistors ζ) 10 derselbe ist wie beim Transistor ζ) 12, sind die Emitterstromdichten der Transistoren Q10 und ζ) 12 im Verhältnis N: 1 aufeinander bezogen. Dies bedeutet, daß die Emitterstromdichte des Transistors Q10 größer ist als diejenige des Transistors QIZ Das Emitterflächenverhältnis N ist nicht notwendigerweise eine ganze Zahl, und es kann üblicherweise 4 betragen. Der Transistor Q10 bildet eine erste Potentialquelle 10, und er nimmt an der Verzweigung zwischen Basis und Kollektor ein erstes Potential Ei ab. Der Transistor Q12 und der Widerstand R 12 bilden gemeinsam eine

so zweite Potentialquelle 12, wobei der Transistor Q12 am Verbindungs- oder Verzweigungspunkt zwischen Basis und Kollektor ein zweites Potential E2 abnin..nt. Transistor ζ) 12 und Widerstand R\2 sind dabei in Reihe geschaltet

Der Basis-Kollektorkreis des Transistors QlO ist über die Kollektor-Emitterstrecke eines pnp-Transistors <?14 mit einer Klemme 102 verbunden, die ihrerseits an eine zweite, nicht dargestellte Stromquelle mit dem Potential + V_Cc verbunden ist Die Basis-Kollektor-Strecke des Transistors Q12 ist über die Kollektor-Emitter-Strecke eines pnp-Transistors (?16 mit der Klemme 102 verbunden. Die beiden Potentialquellen 10 und 12 werden durch die Kollektorströme der Transistoren Q14 bzw. Q16 vorgespannt

Die Basiselektroden der Transistoren Q14 und Q16 sind mit dem Kollektor eines npn-Transistors C? 18 verbunden, dessen Basis an Basis und Kollektor des Transistors QiQ angeschlossen ist Der Emitter des

Transistors Q 18 liegt am Emitter eines npn-Transistors C 20, dessen Basis mit dem Basis-Kollektorkreis des Transistors Q 12 verbunden ist, während sein Kollektor an die Klemme 102 angeschlossen ist. Die Transistoren ζ) 18 und Q 20 bilden gemeinsam einen Differenzverstärker 16 mit hoher Ausgangsimpedanz. Dieser Differenzverstärker 16 vergleicht das erste Potential E\ mit dem zweiten Potential E2. Der Differenzverstärker 16 liefert dabei einen ersten Strom /1 entsprechend dem Potentialunterschied zwischen den beiden genannten Potentialen. Der erste Strom /1 wird vom Kollektorstrom des Transistors Q18 abgenommen. Die Emitter der Transistoren Q 18 und Q 20 sind über einen Widerstand R 10 an die Klemme 100 angeschlossen. Die Größe des Emitterschaltungsstroms Ie des Differenzverstärkers 16 kann entsprechend dem Verhältnis EoIR 10 des Pegelschiebepotentials von der Stromquellenspannung 11 zum Widerstand /? 10 entsprechend eingestellt werden.

Zwischen die Klemme 102 und den Kollektor des Transistors Q IH ist eine Stromquelle i7 eingeschaltet, durch welche die Kollektorströme der Transistoren ζ) 18 und C 20 auch dann abgeglichen werden können, wenn der Emitterschaltungsstrom Ie groß gewählt ist. Eine Stromspiegelschaltung mit einem Stromverstärkungsfaktor von etwa 1 wird als einfache Konstantstromschaltung für die Bildung der Stromquelle 17 bevorzugt, weil eine solche Stromspiegelschaltung die Kollektorströme der Transistoren Q18 und Q 20 gut auszugleichen oder abzugleichen vermag.

Der Kollektor des Transistors <?18 ist mit der Basiselektrode eines pnp-Transistors Q 22 verbunden, dessen Emitter an der Klemme 102 liegt. Der konstante Strom Io wird vom Kollektor des Transistors Q 22 abgenommen, welcher allgemein eine Stromausgangsschaltung 18 bildet. Der Basisstrom /122 des Transistors Q22 in Verbindung mit den Basisströmen /Ih und /lie der Transistoren <?14 und Q16 fließt in den Kollektor kreis des Transistors Q JS. Bei der Schaltung gemäß F i g. 2 läßt sich der erste Strom /1 ausdrücken als

Mit anderen Worten: die Transistoren Q14, Q16 und <?22 liefern jeweils die entsprechenden Kollektorströme entsprechend dem ersten Strom /1. Der vom Kollektor des Transistors Q14 gelieferte zweite Strom /2 wird an Basis und Kollektor des Transistors QlO angelegt, um die erste Potentialquelle 10 vorzuspannen. Ein vom Kollektor des Transistors Q16 gelieferter dritter Strom /3 wird an Basis und Kollektor des Transistors Q12 angelegt, um die zweite Potentialquelle 12 vorzuspannen. Der erste Strom /1 wird vom Kollektor des Transistors (?18 abgenommen, der zusammen mit dem Transistor Q 20 eine symmetrische Differentialschaltung bildet Eine Differentialschaltung dieser Art vermag gut den Potentialunterschied zwischen den Spannungen an den KoUektor-Emitterkreisen beider Transistoren abzugleichen. Infolgedessen wird der erste Strom /1 durch eine Änderung der an den Klemmen 102 und 100 liegenden Stromquellenspannung bei auftretendem Early-Effekt wenig beeinflußt, solange sich beide Transistoren Q18 und Q 20 im aktiven Betriebszustand befinden. Diese Beeinflussung durch den Early-Effekt wird weiter verringert, wenn für die Stromquelle 17 die Stromspiegelschaltung mit dem Stromverstärkungsfaktorvon 1 verwendet wird. Wenn die Stromquelle 17 nach Art der Stromspiegelschaltung mit den Transistoren C?3 und QA gemäß F i g. 1 ausgelegt und der Stromverstärkungsfaktor der einzelnen Transistoren Q14 bis <?22 ausreichend groß ist, läßt sich der Konstantstromausgang lo, wie bei der Schaltung nach F i g. 1, durch Gleichung (1) ausdrücken. Bei der Schaltung nach F i g. 2 sind jedoch die Potentialunterschiede über die beiden Potentiaiqueilen 10 und 12 ungefähr einander gleich, und die Potentialunterschiede über die Kollektor-Emitterkreise der Transi- stören Q14 und Q 16 sind ebenfalls jeweils ungefähr gleich. Im aktiven Bereich der Transistoren <?10 bis <?22 ändert sich somit der Stromverstärkungsfaktor jedes Transistors auf unausgeglichene Weise aufgrund des Early-Effekts nur wenig, auch wenn sich der Potentialunterschied Vcc+ Vee zwischen den Klemmen 102 und 100 ändert. Dies bedeutet, daß im Konstantstromausgang nur eine vernachlässigbare Größe der Welligkeitskomponente aufgrund einer Änderung des genannten Potentialunterschieds (Vcc+ Vee) auftritt.

Aufgrund der Anordnung der Stromquelle bzw. der Stromspiegelschaltung 17 wird der Emiiterschaiiungsstrom Ie wesentlich größer als der erste Strom /1, während Strom und Spannung des Differenzverstärkers 16 gut ausgeglichen werden. Infolgedessen kann ein ausreichend großer Strom /I22 zum Transistor Q22 fließen, so daß ein vergleichsweise großer, konstanter Strom Io bei geringfügigem Unabgleich des Differenzverstärkers 16 erhalten werden kann. Die Kombination aus dem Differenzverstärker 16 und der Stromquelle bzw. der Stromspiegelschaltung 17 bietet weiterhin die folgenden Vorteile: Selbst wenn eine Änderung des Stromverstärkungsfaktors jedes Transistors Q14, Q16 und Q 22 zu einer Änderung des ersten Stroms /1 führt, schließt der ausreichend große Emitterschaltungsstrom Ie eine Änderung bzw. Abweichung des Arbeitspunkts des Differenzverstärkers 16 aufgrund einer Änderung des Stroms /1 nahezu aus.

Die Schaltung gemäß F i g. 2 vermag außerdem mit niedriger Spannung zu arbeiten. Im folgenden sei angenommen, daß alle Transistoren der Schaltung gemäß Fig.2 Siliziumtransistoren sind und die Verschiebespannung durch die Spannungsquelle 11 Ixl 0,2 V liegt Ein bipolarer Siliziumtransistor ist ohne weiteres betriebsfähig, wenn die KollektorZ-Emitter spannung Vce etwa 0,3 V oder mehr beträgt Wenn die Schwellenwertspannung V_Be über die Basis-Emitterschaltung 0,6 V beträgt während das Potential an der Klemme 100 bei 0 liegt, betragen das Emitterpotential £odes Transistors Q10 0,2 V und das Basispotential des

so Transistors <?18 0,8 V. Wenn die Kollektor-Emitterspannung Vce des Transistors <?18 bei 0,6 V liegt, betragen das Emitterpotential und das Kollektorpotent^:al des Transistors Q18 jeweils 0,2 V bzw. 0,8 V. Da diese Spannung Vbe des Transistors Q14 0,6 V beträgt liegt das Potential am Emitter des Transistors Q14 öder an der Klemme 102 bei 1,4 V. In diesem Fall beträgt die Spannung Vce des Transistors Q14 0,6 V. Die genannten Potentialwerte gelten unter der Voraussetzung, daß die Spannung Vce jedes Transistors Q14 bis Q 22

ω jeweils 0,6 V beträgt Tatsächlich sind diese Transistoren jedoch betriebsfähig, wenn die Spannung Vce etwa 03 V beträgt, wobei außerdem eine Spannung von etwa 0,1 V für die Stromquellenspannung zulässig ist Infolgedessen liegt der untere Grenzwert der Spannung zwischen den Klemmen 100 und 102 bei etwa 1 V.

Die beschriebene Schaltung nach F i g. 2 kann somit eine Konstantstromschaltung bilden, die bei niedriger Spannung zu arbeiten vermag, in stabiler Weise einen

vergleichsweise großen Honstantstromausgang Io liefert und für eine Änderung der Stromquellenspannung (Vcc+ Veej unempfindlich ist.

Die Schaltung nach F i g. 2 arbeitet wie folgt: Zunächst sei ein Fall betrachtet, in welchem der erste Strom /1 sehr klein ist und daher auch zweiter und dritter Strom /2 bzw. /3 sehr klein sind. In diesem Fall kann Vorausgesetz', werden, daß der Spannungsabfall über den Widerstand R12 so klein ist, daß er vernachlässigbar ist, und daß die Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren Q 14 und Q16 jeweils gleich groß sind und /2 =/3 ist.

Dieser Zustand ist durch /= Ia in F i g. 3 veranschaulicht. In Fig.3 veranschaulicht eine Kurve Fl eine Spannung/Stromkennlinie, während eine Kurve £2 eine zusammengesetzte Kennlinie einer Basis-Emitterspannung/Stromkennlinie des Transistors Q\2 und einer Spannung/Stromkennlinie aufgrund des Widerstands R 12 darstellt. In F i g. 3 sind die einzelnen Kurven zur Erleichterung des Verständnisses übertrieben stärk eingezeichnet. Da das Verhältnis der Emitterstromdichten der Transistoren Q10 und Q12 A/:l beträgt, ist der Spannungsabfall über den Transistor Q10 größer als derjenige über den Transistor Q12. Der Unterschied zwischen diesen Spannungsabfällen, d. h. ein Potentialunterschied £1-£2, beträgt

£1-£2= V₇InA/

worin V_T=kT/q. Die obige Gleichung (2) ist in der US-PS 36 29 691 im einzelnen erläutert. Aus diesem Grund kann an dieser Stelle auf die Entwicklung der Gleichung (2) verzichtet werden. Zu beachten ist lediglich, daß Gleichung (2) gilt und daß £1 - £2 gemäß Gleichung (2) etwa 36 mV bei Raumtemperatur ( = 300 K) im Fall von A/= 4 beträgt. Dies bedeutet, daß im Fall von /= /adas Basispotential des Transistors Q18 bzw. das erste Potential flaum ein Mehrfaches von !OmV höher ist als das Basispotentia! des Transistors Q 20, mit dem Ergebnis, daß sich der Kollektorstrom des Transistors Q18 vergrößert. Infolgedessen vergrößert sich der erste Strom /1 ebenso wie die Basisströme der Transistoren <?14, Q\% und Q22. Weiterhin vergrößern sich der zweite und tier dritte Strom /2 bzw. /3, während der Spannungsabfall (Λ12χ/3) über den Widerstand R 12 ebenfalls zunimmt. Wenn der Potentialunterschied £ 1 - £2 und der Spannungsabfall R 12 χ /3 gleich sind, d. h. wenn folgende Gleichung

V₇InA/= R12 χ /3 ( = R 12 χ lc)

einer Erhöhung der Ströme /2 und /3 das erste Potential E\d kleiner als das zweite Potential £2d Infolgedessen verringert sich der Kollektorstrom des Transistors Q18, und der erste Strom /1 verringert sich ebenfalls. Demzufolge verkleinern sich die Basisströme der Transistoren Q 14 und Q 16, so daß auch die Ströme /2 und /3 herabgesetzt werden. Wenn sich der Strom / (= / 2 = / 3) auf Ic verringert, wird der Eingangspotentialunterschied £lc—£2c im Differenzverstärker 16 zu

ίο Null und stabil.

Wenn sich dagegen die Ströme /2 und /3 auf die in F i g. 3 bei /= Ib angedeutete Weise verringern, ist die Arbeitsweise der Schaltung genau umgekehrt. Insbesondere vergrößert sich im Fall von Eib> E2bder erste Strom /1, während sich der Strom / an den Strom Ic annähert. Wie erwähnt, bildet die Schaltung mit den Transistoren Q10 bis Q 20 eine Servoschleife bzw. eine Gegenkopplungsschleife, deren Zielwert oder -größe Ic bzw. £ 1 = £2 beträgt. Die Zielgröße /cbeim Rückkopplungsvorgang kann lediglich durch erstes und zweites Potential Ei bzw. £2 bestimmt werden. Die Leerlaufverstärkung der Rückkopplungsschleife ist daher ausreichend hoch und selbst wenn sich die Basisströme der Transistoren Q14, Q16 und <?22 ändern, wird die Größe der Stromänderung durch den Rückkopplungsvorgang aufgefangen. Hierdurch wird die Änderung des Konstantstromausgangs Io aufgrund einer Änderung oder Abweichung des Stromverstärkungsfaktors jedes Transistors Q14 bis Q22 weitgehend verkleinert. Wenn

jo die Konstantstromquellenschaltung in Form von integrierten Schaltkreisen in Massenfertigung hergestellt wird, kann aus diesem Grund die Abweichung der Konstantstromausgänge Io innerhalb eines zulässigen Toleranzbereichs des konstruktiven Zielwerts liegen.

Weiterhin ist es möglich, nahezu Null betragende Temperaturkoeffizienten für erstes und zweites Potential £1 bzw. £2 zu erzielen. Wenn das Potential an der Klemme 100 gleich Null ist und die Spannungsquelle 11 durch den Widerstand R 11 ersetzt wird, bestimmt sich das Emitterpotential Eo des Transistors Q10 durch

£ο=Λ11 C/2+/3)

Bei Umstellung von Gleichung (3) unter Vervendung der Beziehung V₇-= kT/q ergibt sich

/3 = —L- X-InA/.
Ä12 q

gilt, wird der Potentialunterschied £ 1 - £2 zu Null, d. h. £ 1 c= E2c und der Betrieb der Schaltung gemäß F i g. 2 ist abgeglichen. Dieser Zustand ist in F i g. 3 durch /= Ic angegeben.

Im folgenden sei ein Fall betrachtet, in welchem aus irgendeinem Grund der zweite Strom /2 und der dritte Strom /3 ansteigen.

Diese Stromerhöhung tritt beispielsweise auf, wenn der Konstantstrom Io ebenso wie der Basisstrom / in abnimmt oder wenn die Umgebungstemperatur ansteigt Ersteres entspricht einem Fall, in welchem — bezogen auf den festen ersten Strom /1 — die Stromsumme /Iu+/lie entsprechend der Größe der Verkleinerung von /I22 zunimmt Der letztere Fall entspricht einer Situation, in welcher ein Temperaturanstieg den Stromverstärkungsfaktor β der einzelnen Transistoren Qi4, Q 22 und Q16 entsprechend beeinflußt Wie in F i g. 3 durch /= Id angedeutet, ist bei Durch Einsetzen von Gleichung (5) in Gleichung (4) so mit /2 = /3 ergibt sich folgendes:

—InA/. (6)

£₀ = 2Ä11 x/3 = 2

Wenn die Basis/Emitterspannung des Transistors Q 10 der Größe V_BE entspricht, läßt sich das erste Potential £1 wie folgt ausdrücken:

£1 = Eo + V_BE = 2

— InA/ + V_BE. (7)
q

Durch die partielle Ableitung beider Seiten nach der Temperatur T erhält man folgendes:

-ü-lnA/ +-^—Vbe- (8)

Der erste Ausdruck an der rechten Seite von Gleichung (8) ist positiv, während der zweite Ausdruck negativ ist. Wenn somit RU/R12 und/oder N entsprechend gewählt werden, kann der Temperaturkoeffizient des ersten Potentials Ei auf Null eingestellt werden.

Wie erwähnt, wird die Schaltung gemäß F ι g. 2 durch die negative Rückkopplung bzw. Gegenkopplung dann stabilisiert, wenn EX-E2 zu Null wird, d.h. wenn Ei = E2. Wenn daher BEMdT=Q beträgt, wird am stabilen Punkt BEI/STebenfalls zu NuIi. Das Potential Eo beträgt zu diesem Zeitpunkt für gewöhnlich 0,5 V.

Der Widerstand R 10 und/oder der Widerstand RU (die Spannungsquelle 11) kann durch eine Impedanzschaltung, etwa eine Konstantstromschaltung ersetzt werden.

Im folgenden sei die Leerlaufverstärkung der Schaltung gemäß Fig.2 in dem Fall betrachtet, in welchem die Konstantstromquelle 17 eine Stromspiegelschaltung mit dem Stromverstärkungsfaktor 1 ist. Die Eigenkonduktanz Om in der Strecke vom basisseitigen Differentialeingang der Transistoren Q18 und Q2ü zum Ausgangsstrom /2 oder /3 des Transistors Q14 oder Q16 bestimmt sich durch folgende Gleichung:

Gm

-jSpnp.

(9)

worin Ie den Emitterschaltungsstrom der Transistoren Q18 und Q 20, der sich durch

/_£=/2+/3 = 2/2 + 2/3

ausdrücken läßt, und jSpnp den Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q14 oder Q16 bedeuten.

Der Spannungsabfall AV2 über die Schaltung aus dem Transistor Q12 und dem Widerstand R 12 sowie der Spannungsabfall AV'1 über den Transistor QiO bestimmt sich durch folgende Gleichungen:

Δ Vl

V₇ In -j-,

IS

-J- +RUXI,

(10)

(H)

worin 1=12 = 13 und Is den inversen Sättigungsstrom jedes Transistors Q10 und Q12 bedeuten.

Die Differentialspannung Vm der Transistoren Q18 und Q 20 beträgt

/- V₇InN

Weiterhin läßt sich ein äquivalenter Lastwiderstand Rl für die Transistoren Q14 und Q16 durch folgende Gleichung ausdrücken:

Rl=BV_1nIBI= R12 (12)

Infolgedessen beträgt die Leerlaufverstärkung Gl Gl= GwRl=Ιε/2ν_τχβρηρ χ R t2 (13)

in einem typischen Beispiel mit W= 26 mV, #pnp=20, R 12=360 Ohm und /_£=400 μΑ beträgt Gl=55 (35 dB), wobei dieser Wert zweckmäßig ist Wenn andererseits Gl zu groß ist, können Schwingungen auftreten. Aus diesem Grund sollte eine zu große Größe von Gl vermieden werden.

Der Leitfähigkeitstyp der bei der beschriebenen Ausfuhrungsform der Erfindung verwendeten Transistoren kann beliebig zwischen dem pnp- und npn-Typ gewählt werden, wobei jeweils die Polarität der Stromquellenspannung und die Stromflußrichtung entsprechend umgekehrt werden.

Fig.4 veranschaulicht eine auf der Basis der Schaltung nach F i g. 2 konstruierte Konstantstromquelle, die eine der zweckmäßigsten Ausführungsformen der Erfindung darstellt. Die hauptsächlichen Unterschiede zwischen den Schaltungen nach F i g. 2 und F i g. 4 sind folgende: Einmal wird der Widerstand All ansteile der

to Pegelschiebespannungsquelle U verwendet. Zum zweiten ist eine Stromspiegelschaltung 17 mit pnp-Transistoren Q YI \ und Q172 für die Stromquelle 17 vorgesehen. Dabei sind die Kollektoren von den Transistoren Q 18 und (?20 an die Kollektoren der Transistoren C? 17t bzw. Q17^r ₂ angeschlossen. Die Emitter der Transistoren Q17, und Q17₂ sind über Widerstände R 17, bzw. R17₂ mit der Klemme 102 verbunden. Der Transistor Q17] ist an seiner Basis mit der Basis des Transistors Q172 über einen Widerstand R YI3 verbunden. Die Basis des Transistors Q YI2 ist an seinen Kollektor angeschlossen. Der Widerstand R1/3 üiciü cui Verringerung der Änderung bzw. Abweichung der von der Stromspiegelschaltung 17 zum Differenzverstärker 16 gelieferten Ströme aufgrund einer Änderung des Stromverstärkungsfaktors β der Transistoren Q \7\ und Q YI2.

Weiterhin sind die Emitter der Transistoren Q14 und Q 16 über Widerstände R14 bzw. R 16 an die Klemme 102 angeschlossen. Da der Widerstandswert des Widerstands R 14 gleich dem des Widerstands R 16 gewählt ist, kann der Strom /2 im wesentlichen dem Strom /3 gleich sein. Zwischen Basis und Kollektor des Transistors ζ>14 ist ein Kondensator C14 zur Verhinderung von Schwingungen eingeschaltet. Zusätzlich enthält die Stromausgangsschaltung 18 eine Schaltung zur Änderung der Richtung des Ausgangsstroms sowie eine Schaltung zur Vergrößerung des Ausgangsstroms. Der Kollektor des Transistors Q18 ist dabei mit den Basiselektroden eines pnp-Transistors ζ>22·, und eines nnn-Transistors Q22₂ verbunden. Die Emitter der Transistoren Q22\ und Q22₂ sind über Widerstände ΛΙ81 und RiS₂ an die Klemme 102 angeschlossen. Die Kollektorausgangsströme der Transistoren <?22| und ζ>22₂ können entsprechend den Widerstandswerten der Widerstände ÄI81 und RiS₂ geändert werden. Diese Widerstände begrenzen auch

eine Änderung des Kollektorausgangsstroms. Der Kollektorstrom /öl des Transistors Q22₂ dient als erster Konstantstromausgang Io i.

Der Kollektorstrom Io 2 des Transistors Q22\ wird an die Basiselektrode eines Mehremitter-npn-Transistors Q 223 angelegt, dessen Emitter über den Widerstand RI83 an die Klemme 100 angeschlossen sind. Die Basis des Transistors Q 223 ist mit dem Kollektor eines npn-Transistors Q22< verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand RI84 mit der Klemme 100 verbunden ist, während seine Basiselektrode über einen Widerstand RI85 mit der Basiselektrode des Transistors Q 22₃ verbunden ist Der Widerstand RI85 dient zur Kompensation für den Stromverstärlcungsfaktor des Transistors Q 22a. Der Kollektorstrom Io 3 des Transistors ζ)22₃ dient als zweiter Konstantstromausgang Io 3. Der Grund für die Verwendung von Mehremittertransistoren für die Transistoren Q 22i und Q 22₂ besteht in der Vergrößerung ihres Kollektorstroms in stabilem Zustand. In diesem Fall kann der zweite Konstantstromausgang Io 3 in stabiler Weise mit größerem Wert als der erste Konstantstroinausgang Io i abgenommen werdea Weiterhin kann der Kollektorstrom Io 2 des

Transistors Q22\ als Konstantstromausgang Io 2 benutzt werden. In diesem Fall kann ebenfalb Io 2 größer gewählt werden als Io 1.

Als fünfter Unterschied ist eine Startschaltung 30 vorgesehen. In der Anfangsstufe des Einschaltens einer Stromquelle befindui sich die Transistoren QiO bis Q 22 sämtlich im Sperrzustand, so daß die erste und die zweite Potentialquelle 10 bzw. 12 nicht vorgespannt sind. Sofern nicht der Transistor Q10 oder Q18 einmal vorgespannt ist bzw. eine Vorspannung liefert, bleibt die Schaltung gemäß F i g. 2 oder F i g. 4 somit unaktiviert in ihrem stationären Zustand. Die Startschaltung 30 dient dazu, den Transistor Q10 oder Q18 in der Anfangsstufe des Einschaltens einmal vorzuspannen. Zu diesem Zweck ist der erste Emitter eines npn-Transistors <?30i mit mehreren Emittern an die Basis des Transistors Q18 angeschlossen. Der zweite Emitter des Transistors Q'3Oi ist über die Basiselektrode und die Kollektor-Emitterstrecke eines npn-Transistors Q 3O2 mit der Klemme 100 verbunden. Basis und Kollektor des Transistors O 30i sind über einen Widerstand Ä30 mit der Klemme 102 verbunden, während die Klemme 100 an Masse liegt

Beim Einschalten der Stromquelle geht das Basispotential des Transistors (?30i auf etwa \2 bis 1,3 V über. Anschließend steigt das erste Emitterpotential des Transistors <? 3Oi bzw. das Startpotential um etwa 0,6 bis 0.7 V an. so daß der Transistor Q18 durchgeschaltet wir· L Hierauf schalten die Transistoren Q14 und Q16 durch, so daß die Transistoren QiO und <?12 vorgespannt werden. Auf diese Weise werden sämtliche Transistoren QiO bis Q 22 vorgespannt, so daß die Schaltung nach Fig.4 in ihren stationären Zustand übergeht In diesem Zustand steigen das erste Potential E1 und das zweite Potential E 2 auf etwa 0,7 bis 0,8 V an. Demzufolge wird die Emitter-Basisstrecke des Transistors Q30\ nicht in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß die Funktion der Startschaltung 30, d. h. ihre Startbzw. Anfahrcperation. beendet wird.

Obgleich die Schaltung gemäß F i g. 4 grundsätzlich der Schaltung gemäß F i g. 2 entspricht, ist sie letzterer gegenüber aus praktischen Gründen vorzuziehen. Insbesondere kann aufgrund der Verwendung der Stromspiegelschaltung 17 die Leerlaufverstärkung erhöht werden, und das Kollektorpotential des Transistors Q18 kann gleich demjenigen des Transistors Q 20 eingestellt werden. Weiterhin werden die Kollektorströme der Transistoren QiS und Q 20 automatisch abgeglichen. Infolgedessen arbeitet die Schaltung nach F i g. 4 stabiler als die Schaltung gemäß F i g. 2, und sie gewährleistet eine geringere Änderung des Ausgangsstroms Io als die Schaltung nach F i g. 2. Außerdem wird mit der Schaltung gemäß F i g. 4 die Verringerung der Welligkeit bzw. der Early-Effekt aufgrund von Schwankungen der Stromquellenspannung weiter verbessert. Da weiterhin die Konstantstromzufuhrrichtung durch den Transistor Q 22₃ geändert wird, wird der Anwendungsbereich der Konstantstromschaltung vergrößert. Der Kollektorstrom Io 1 des Transistors Q 22₂ kann als Emitterschaltungsstrom der Differentialschaltung aus den pnp-Transistoren benutzt werden. Der Kollektorstrom Io 3 des Transistors Q 223 kann als Emitterschaltungsstrom der anderen Differentialschaltung aus den npn-Transistoren herangezogen werden. Der Kollektorstrom Io 3 des Transistors Q 22j kann aufgrund der erwähnten Stromerhöhung bzw. Stromverstärkung auf einen großen Wert vergrößert werden. Infolgedessen kann der Strom Io 3 als Konstantstromquelle für verschiedene Differentialschaltungen und andere Schaltkreise benutzt werden.

Zur Erhaltung eines guten Stromabgleichs des Differenzverstärkers 16 beträgt vorzugsweise die Summe aus den Basisströmen der Transistoren Q14, Q16, <?22i und <?22₂ bzw. der erste Strom /1 dasselbe wie die Summe aus den Basisströmen der Transistoren <?17i und Qi7₂ bzvs. eines vierten Stroms /4. Die Einstellung von 11—14 erfolgt beispielsweise durch Änderung des Widerstands R10. Eine Erhöhung des Widerstamdswerts des Widerstands R10 führt zu einer Verkleineirung des Emitterschaltungsstroms h, so daß auch der vierte Strom /4 verkleinert wird. Umgekehrt führt eine Verkleinerung des Widerstands R10 zu einer Vergrößemng des Stroms Ie und des Stroms 14. Bei Einstellung des Stroms Ie auf eine vorgegebene Größe ist /1 gleich /4, d. h. /1 = /4, so daß der Stromausgleich bzw. -abgleich des Differenzverstärkers 16 vollkommener ist Wenn die Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren <?14, <?16, Qi7_u (?17₂, <?22| und <?22₂ einander im wesentlichen gleich sind, kann die Bedingung Ii = 14 praktisch erfüllt werden, indem der Widerstand R 10 so ausgewählt wird, daß die Stromsumme /2+/3 + /0I + /02 gleich der Kollektorstrom- summe (= Ie) der Transistoren Q Yl \ und Q17₂ gleich ist

Fig.5 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig.4, die sich von letzterer hauptsächlich durch die Leitfähigkeitstypen der verwendeten Transistoren und

die Startschaltung 3p unterscheidet

Die Transistoren <?14. Q16. QH₁ und Q17₂ sind sämtlich vom npn-Typ, während die Transistoren Q18 und Q 20 vom pnp-Typ sind. Die Transistoren Q10 und ζ>12 können vom pnp- oder vom npn-Typ sein. Bei dieser Ausführungsform werden zur Verkleinerung der Zahl von pnp-Transistoren des Lateraltyps, die eine große Chipfläche beanspruchen, für die Transistoren Q10 und Q12 npn-Transistoren verwendet Die Vorspannung der Startschaltung 30 beim Einschalten der Stromspeisung erfolgt für die Transistoren Q14 und Q16. Zu diesem Zweck ist der erste Emitter des Transistors (?3O| zusammen mit dem Kollektor des Transistors Q18 über einen Widerstand /732 an die Basiselektroden der Transistoren Qi4 und Q16 angeschlossen.

Unmittelbar nach dem Einschalten der Stromquelle befinden sich die Transistoren Q10 bis Q 22 sämtlich im Sperrzustand. Zu diesem Zeitpunkt liegen an der Basis des Transistors <?30i etwa 1,2 V und an seinem ersten Emitter etwa 0,6 V an. Wenn die Transistoren Q14 und Q16 durch das Startpotential von 0,16 V vorgespannt sind, werden die Transistoren Q18 und Q 20 durchgeschaltet, so daß die Schaltung gemäß Fig.5 in den stationären Zustand übergehen kann. Im folgenden sei angenommen, daß der Kollektorstrom aufgrund des

ss Durchschaltens des Transistors C18 zu einem Spannungsabfall von z. B OJ V über den Widerstand R 32 führt Infolgedessen erhöht sich das Kollektorpotential des Transistors Q18 oder das Potential des ersten Emitters des Transistors Q3Q\ auf etwa 0,8 V. Hierauf wird die erste Emitter-Basisstrecke des Transistors Q 3Oi nicht in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß der Betrieb der Startschaltung 30 beendet wird. Der Kollektor des Transistors ζ>30₂ ist mit Basis und Kollektor des Transistors Q3O| verbunden, doch kann der Kollektor des Transistors Q30₂ mit seiner Basis verbunden sein.

Bei der Schaltung gemäß Fig.5 ist die Zahl der pnp-Transistoren mit Lateralstruktur kleiner als bei der

Schaltung nach Fig.4, so daß bei Integration der Schaltung nach F i g. 5 die Chipoberfläche klein bleiben kann.

F i g. 6 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltungen nach Fig.2, Fig.4 oder Fig.5. Dabei ist der Einfachheit halber die Startschaltung 30 weggelassen. Tatsächlich ist dabei die Basis des Transistors Q18 beispielsweise mit dem ersten Emitter des Transistors Q 3O₁ gemäß F i g. 4 verbunden. Bei der Schaltung nach Fig.6 werden insbesondere für die Transistoren QlS und Q20 (Fig.2) solche vom pnp-Typ verwendet Die Pegelschiebespannungsquelle 11 gemäß Fig.2 ist weggelassen, und der Widerstand R10 ist durch eine Konstantstromquelle Ix ersetzt, die zwischen die Emitter der Transistoren Q18 und <?20 einerseits und die zweite Stromquelle + Vcc eingeschaltet ist Die Stromquelle 17 ist durch eine Stromspiegelschaltung 170 ersetzt die mit der ersten Stromquelle -Vee verbunden ist

Die Schaltung 170 besteht aus zwei Stromspiegelsätzen. Die Basiselektroden von npn-Transistoren Q\7\ und Q 17a die einen ersten Siromspiegei bilden, sind ar. den Kollektor des Transistors Q \7\ angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q \7\ und Q17₂ sind mit

den Kollektoren von Transistoren <?18 bzw. <?20 Verbunden. Die Basiselektroden von npn-Transistoren <?17₃ und Q17*, die den zweiten Stromspiegel bilden, sind an den Kollektor des Transistors Q 17j angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q 17₃ und Q17₄ sind einerseits an den Kollektor des Transistors φ 20 und andererseits an die Basiselektroden von pnp-Transistoren Q14, Q16 und Q 22 angeschlossen. Der zweite Stromspiegel dient zur Vergleichmäßigung der Kollektorspannungen der Transistoren Q18 und <?20 zwecks Vermeidung des Early-Effekts.

Die grundsätzliche Arbeitsweise der Schaltung ist bei den Schaltungen gemäß Fig.2, 4 und 5 jeweils im wesentlichen dieselbe. Der erste Strom /1 wird jedoch über den zweiten Stromspiegel (Q\7s 1-QI74) vom Kollektor des Transistors Q 20 abgenommen, weil der zweite Stromspiegel die Stromflußrichtung umkehrt bzw. als Phasenumsetzer arbeitet

Das Emitterflächenverhältnis der Transistoren Q10 und Q12 kann auch 1 :1 betragen, während dasjenige der Transistoren Q16 und Q14 1 : N beträgt Wesent-

1H fK A&A Π

der Transistoren Q10 und Q12 \IN(N> 1) beträgt

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Konstantstromquellenschaltung mit

einer ersten Potentialquelle (10), bestehend aus der Kollektor-Emitter-Strecke eines ersten Transistors (Q 10),

einer zweiten Potentialquelle (12), bestehend aus der Kollektor-Emitter-Strecke eines zweiten Transistors (Q 12) in Diodenschaltung und einem mit dem zweiten Transistor (Q i2) in Reihe geschalteten ersten Widerstandselement (R 12),
einem Differenzverstärker (16) zum Vergleichen des Potentials (E 1) der ersten Potentialquelle (10) mit dem Potential (E2) der zweiten Potentialquelle (12) zum Liefern eines ersten Stromes (11) entsprechend dem Potentialunterschied (E\-E2) zwischen diesen Potenzialen,

einem dritten Transistor (Q 14), der mit seiner Basis an den Ausgang des Differenzverstärkers {16) angeschlossen ist und über den Kollektorkreis einen zweiten Strtra (12) in Abhängigkeit von dem ersten Strom (I'I) der ersten Potentialquelle (10) zuführt,
einem vierten Transistor (Q 16), der ebenfalls mit seiner Basis an den Ausgang des Differenzverstärkers (16) angeschlossen ist und über seinen Kollektorkreis einen dritten Strom (73) in Abhängigkeit von dem ersten Strom (71) der zweiten Potentialquelle (12) zuführt, und

einem Stromausgangskreis (18) mit einem fünften Transistor (QTS), dessen Basis ebenfalls an den Ausgang des Differenzverstärkers (16) angeschlossen ist,

dadurch gekennzeichnet,
daß auch der erste Transistor (Q 10) in Diodenschaltung angeordnet ist und

daß der zweite Transistor ((J 12) eine niedrigere Emitterstromdichte als der erste Transistor (Q 10) besitzt (F ig. 2).

2. Konstantstromquellenschaltung nach Anspruch

1, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker (16) aufweist:

einen sechsten Transistor (Q 18), der über seinen den ersten Strom (11) führenden Kollektorkreis an die Basiselektroden des dritten und des vierten Transistors (Q 14 bzw. Q16) angeschlossen ist und an dessen Basis das erste Potential (Ei) liegt,
einen siebenten Transistor (Q 20), der vom gleichen Leitfähigkeitstyp ist wie der sechste Transistor (Q 18) und an dessen Basis das zweite Potential (E2) liegt,

einen achten Transistor (Q 17₂) in Diodenschaltung, der in Reihe mit dem Kollektorkreis des siebenten Transistors (Q 20) liegt, und

einen neunten Transistor (Q 17|), der vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp wie der sechste Transistor (Q 18) ist, wobei die Emitter-Basis-Strecke des neunten Transistors (Q\7\) parallel zum Diodenkreis des achten Transistors (QHi) liegt und der Kollektor des neunten Transistors (Q \7\) mit dem Kollektor des sechsten Transistors (Q 18) verbunden ist, so daß der achte und der neunte Transistor (Q 172, Q 17i) eine Stromspiegelschaltung (17) bilden (F ig. 4).

3. Konstantstromquellenschaltung nach Anspruch

2, dadurch gekennzeichnet, daß der achte und der neunte Transistor (Q 17|, Q M₂) jeweils im wesentlichen denselben Stromverstärkungsfaktor besitzen, und daß die Emitterströme (Ie) des sechsten und des siebenten Transistors (Q 18 bzw. Q 20) jeweils auf vorgegebene Größen eingestellt sind, so daß ein vierter Strom (74), der von den Basiselektroden des achten und des neunten Transistors (Q 17₂ bzw. Q 17i) zum Kollektorkreis des siebenten Transistors (Q20\ fließt, praktisch gleich dem ersten Strom (Ii) ist, der von den Basiselektroden des dritten und des vierten Transistors (Q 14 bzw. Q16) und vom Stromausgangskreis (18) in den Kollektorkr ?is des sechsten Transistors (Q 18) fließt (F i g. 4).

4. Konstantstromquellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der fünfte Transistor (Q22\) vom selben Leitfähigkeitstyp ist wie der dritte und der vierte Transistor (Q 14 bzw. Q16), und daß die Emitterstromdichte des fünften Transistors (Q22\) kleiner ist als diejenige des dritten und des vierten Transistors (Q 14 bzw. Q16), um die Größe des konstanten Ausgangsstromes (Io) zu erhöhen (F ig. 4).

5. Konstantstromquellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromausgangskreis (18) einen zehnten Transistor (Q 22$ aufweist, dessen Basis-Emitter-Strecke mit dem Kollektorkreis des fünften Transistors (Q22{) in Reihe geschaltet ist, um die Stromflußrichtung des konstanten Ausgangsstromes (Io) umzukehren, und daß der zehnte Transistor (Q 223) gegenüber dem fünften Transistor (Q22\) vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp ist und am Kollektorkreis einen zweiten konstanten Ausgangsstrom (Io 3) Hefen (F ig-4).

6. Konstantstromquellenschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweites Widerstandselement (RW) zwischen die beiden Potentialquellen (10, 12) und eine erste Stromquelle (— Vee) geschaltet ist und daß zur Einstellung des Temperaturkoeffizienten des ersten Potentials (E 1) auf praktisch Null das Verhältnis der Widerstandswerte RWIRH2 des ersten Widerstandselements (R 12) und des zweiten Widerstandselements (R 11) der folgenden Beziehung genügt:

ffii Ir

2~ — \nN + BV_BE/dT = 0
AlZ q

worin bedeuten: R 11,/? 12 = Widerstandswerte des ersten bzw. zweiten Widerstandselements, k= Boltzmannsche Konstante, q= Elementarladung, N= eine reelle Zahl zur Angabe des Verhältnisses der Emitterstromdichten des ersten und des zweiten Transistors (QiO, Q»12). V_flf= Schwellenwertspannung über Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors (Q 10) und T= Temperatur (° K).

7. Konstantstromquellenschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweites Widerstandselement (RW) zwischen die beiden Potentialquellen (10, 12) und eine erste Stromquelle (- V_tE) geschaltet ist und daß zur Einstellung des Temperaturkoeffizienten des ersten Potentials (E 1) auf praktisch Null das Emitterstromverhältnis (N: N>\) des ersten Transistors (QiO) zum zweiten Transistor (Q 12) der folgenden Beziehung genügt:

₂ _ ₁₁^

KIi q

worin bedeuten:/? 11, R 12 = Widerstandswerte des ersten bzw. zweiten Widerstandselements, k= Boltz-

mannsche Konstante, q= Elementarladung, N= eine reelle Zahl zur Angabe des Verhältnisses der Emitterstromdichten des ersten und des zweiten Transistors (QtQ, <?12), Vbe= Schwellenwertspannung über Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors (Q 10) und T= Temperatur (° K).

8. Konstantstromquellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker aufweist:

einen sechsten Transistor (Q 18), der über seinen den ersten St¹Om (Ii) führenden Kollektorkreis an die Basiselektroden des dritten und des vierten Transistors (Q 14 bzw. QtS) angeschlossen ist und an dessen Basis das erste Potential (Ei) liegt, einen siebenten Transistor (Q 20), der vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie der sechste Transistor (Q 18) ist und an dessen Basis das zweite Potential (E2) liegt,

einen neunten Transistor (Q H\) in Diodenschaltung, der in Reihe mit dem Kollektorkreis des sechsten Transistors (Q 18) liegt, einen achten Transistor (Q 17₂), der den entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp wie der siebente Transistor (Q 20) besitzt und dessen Basis-Emitte: -Strecke mit dem Diodenkreis des neunten Transistors (Qi7\) parallel geschaltet ist, während sein Kollektor mit dem Kollektor des siebenten Transistors f<?20) verbunden ist,

einen elften Transistor (Q 17₃), der in Diodenschaltung mit Kollektor und Emitter des achten Transistors (Q 17₂) parallel geschaltet ist, und einen zwölften Transistor (Q 170, der den entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp wie der fünfte Transistor (QTS) besitzt, wobei die Basis-Emitter-Strecke des zwölften Transistors (QYIi) parallel zum Diodenkreis des elften Transistors (<?17₃) Hegt und der Kollektor des zwölften Transistors (Q 17₄) mit den Basiselektroden des dritten, vierten und fünften Transistors (Q 14, Q16, Q 22) verbunden ist.