DE2440795B2

DE2440795B2 - Temperaturabhängiger Spannungsgeber

Info

Publication number: DE2440795B2
Application number: DE2440795A
Authority: DE
Inventors: Carl Franklin Somerset N.J. Wheatley Jun. (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-08-27
Filing date: 1974-08-26
Publication date: 1979-08-02
Also published as: SE7410731L; FR2242673A1; JPS5521293B2; IT1020199B; FR2242673B1; CA1065966A; NL7411335A; SE390843B; DE2440795C3; GB1469984A; DE2440795A1; US3851241A; JPS5051776A

Description

Die Erfindung betrifft einen iemperaturabhängigen Spannungsgeber nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Aus der Druckschrift IEEE Journal of Solid State Circuits, Band SC-I, Nr. 1,1966, Seiten 8 bis 13, ist eine Schaltungsanordnung mit einem Temperaturfühler und -regler bekannt, bei der ein mit zwei Transistoren bestückter Differenzverstärker eine temperaturunabhängige Bäzugsspannung mit einer temperaturabhängigen Spannung vergleicht. Die am Ausgang dieses Differenzverstärkers auftretende temperaturabhängige Spannung dient der Steuerung eines Heizelements, mit dessen Hilfe die Temperatur der Schaltungsanordnung konstant gehalten werden kann.

Spannungsgeber, die eine sich linear mit der Temperatur eines Fühltransistors ändernde Spannung liefern, eignen sich als Thermometer. Dabei kann als Anzeigevorrichtung ein einfaches Voltmeter dienen, das die Spannung mißt und so geeicht sein kann, daß es die Temperatur direkt anzeigt. Spannungsgeber, deren erzeugte Bezugsspannungen sich in voraussagbarer Weise in Abhängigkeit von Bauelementtemperaturen ändern, werden außerdem in vielen Fällen angewendet, wo es gilt, das Arbeiten anderer elektronischer Geräte zu kompensieren, so daß sich Betriebseigenschaften ergeben, die sich bei Abkühlung oder Erwärmung des Gerätes in kontrollierter Weise ändern.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Spannungsgeber zu schaffen, bei dem die Bestimmung der abgegebenen Spannung (nachfolgend auch Bezugsspannung genannt) nicht von der Anpassung der temperaturabhängigen Betriebseigenschaften von Bauelementen unterschiedlicher Art, beispielsweise eines Transistors und eines Widerstands, abhängig ist. Es ist nämlich wünschenswert, daß die Bezugsspannung stattdessen durch Vergleichen der Betriebseigenschaften mit der Temperaturänderung gleichartiger Bauelemente gewonnen wird, die gleichzeitig im Zuge ein und desselben Fertigungsverfahrens hergestellt worden sind. Solche Schaltungsanordnungen könnten dann ohne das Erfordernis individueller Einstellungen massengefertigt werden. Man könnte auf diese Weise z. B. eine Anordnung erhalten, die sich ohne weiteres als monolithisch integrierte Halbleiterschaltung nach Serienfertigungsverfahren herstellen läßt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einem Spannungsgeber der eingangs genannten Art durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Die Bezugsspannung wird hierbei von der Differenz der Basis-Emitter-Spannungen abgeleitet, die den beiden Transistoren über den Gegenkopplungszweig zugeleitet wird, so daß die Stromdichten Li den Basis-Emitter-Übergängen dieser Transistoren in einem vorbestimmten Verhältnis ungleich gehalten werden.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung im einzelnen erläutert. Es zeigt

F i g. 1 das Schaltschema eines erfindungsgemäßen Spannungsgebers, der sich als monolithisch integrierte Halbleiterschaltung ausführen läßt,

Fig.2 teilweise in Blockform eine Verschaltungsmöglichkeit des Spannungsgeber nach F i g. 1 zur Erzeugung einer Spannung, die sich linear mit der gemessenen Temperatur ändert,

F i g. 3 das Spannungs/Temperatur-Diagramm für die Anordnung nach F i g. 2,

Fig.4, 6, 8 und 10 teilweise in Blockform Verschaltungsmöglichkeiten des Spannungsgebers nach F i g. 1 zur Erzeugung von Spannungen, die sich jeweils nichtlinear mit der Temperatur ändern,

F i g. 5, 7, 9 und 11 die entsprechenden Spannungs/ Temperatur-Diagramme und

Fig. 12 das Schaltschema eines Spannungsgebers gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung.

Der Spannungsgeber 10 nach F i g. 1 erzeugt zwischen seinen Anschlußklemmen 11 und 12 bei Anschluß an eine Betriebsstromquelle (nicht gezeigt) eine temperaturabhängige Spannung. Die Betriebsstromquelle sollte einen so hohen Innenwiderstand haben, daß eine Nebenschlußregelung möglich ist, und so gepolt sein, daß die Anschlußklemme 11 positiv gegenüber der Anschlußklemme 12 ist. Der Spannungsgeber 10 kann als monolithisch integrierte Halbleiterschaltung mit an die Anschlußklemme 12 angeschlossenem Substrat ausgebildet sein. Aufgrund der kleinen Abmessungen und der guten Wärmeleitfähigkeit solcher monolithisch integrierter Halbleiterschaltungen kann die Temperatur der gesamten Anordnung und der in ihr vorhandenen Bauelemente durch Ändern der thermischen Umgebung schnell verändert werden.

Aufgrund der ohmschen Spannungsteilerwirkung von Widerständen 15, 16 und 17 erscheint zwischen den Spannungsteiler-Anschlußklemmen 13 und 14 ein Bruchteil Ki₃._M der Spannung Vi 1.12 zwischen den Anschlußklemmen 11 und 12. Die Widerstandswerte der Widerstände 15, 16 und 17 betragen R\s, /?i6 bzw. Ru. Ferner beträgt:

Kl-

l-12

Diese Teilspannung Vi 3. μ liegt zwischen den Basen von PNP-Transistoren 19 und 18, die als emittergekoppelter Differenzverstärker 20 geschaltet sind.

Die Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 werden mit Hilfe eines Stromverstärkers 21 differential verglichen, der den Kollektorstrom des Transistors 19 umkehrt und zum Kollektorstrom des Transistors 18 hinzufügt. Das Resultat dieses Differenzvergleiches ist ein Fehlersignalstrom, der dem Eingangskreis eines weiteren Stromverstärkers 24 zugeleitet wird. Der verstärkte Fehlersignalstrom im Ausgangskreis des Stromverstärkers 24 wird den Anschlußklemmen 11 und 12 zugeleitet und bewirkt eine Nebenschlußregelung der Spannung zwischen diesen Anschlußklemmen 11 und 12 im Sinne einer Verringerung des verstärkten Fehlersignalstromes durch Gegenkopplung.

Der verstärkte Fehlersignalstrom ist nur dann minimal, wenn die Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 im richtigen Verhältnis zueinander stehen, so daß ihr Differenzvergleich ein nur sehr kleines Fehlersignal ergibt Dies entspricht einem Zustand, bei dem die Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 19 fließenden Stromes kleiner als die Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 18 fließenden Stromes ist. Damit dieser Zustand sich einstellt, müssen die Basis-Emitterspannungen V_BEig und Vbe\9 der Transistoren 18 bzw. 19 um einen bestimmten Betrag Δ V_Be voneinander abweichen. Aus den Grundgleichungen für die Bipolartransistorwirkung ergibt sich:

kT

In η (2)

Darin bedeuten:

k die Boltzmannsche Konstante,

T die absolute Temperatur,

q die Ladung eines Elektrons und

η das Verhältnis der Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 18 fließenden Stromes zur Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 19 fließenden Stromes.

Bei 300 K ist Δ V_BE gleich 26 In π Millivolt Diese Spannung Δ Vbe, die sich direkt proportional mit der Temperatur ändert bestimmt den Wert der Spannung V13-14, die vom Spannungsteiler mit den Widerständen 15,16 und 17 geliefert werden muß. Dieser Spannungsteiler bestimmt die Beziehung von V_M-i2 zu Km«, die ihrerseits diejenige Änderung von Kii.12 mit der Temperatur bestimmt, die erforderlich ist um eine Spannung Vn-H zu liefern, die sich linear mit der Temperatur ändert, so daß sich ein solcher Wert Δ V_BE ergibt, daß das Fehlersignal in dem die Spannung V_n._u regelnden Gegenkopplungsweg herabgedrückt wird.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 steht die effektive Fläche des Basis-Emitterübergangs des Transistors 19 im Verhältnis 16 :4 zur effektiven Räche des Bais-Emitterübergangs des Transistors 18. (Die in kleinen Kreisen stehenden Zahlen bei den Basis-Emitterübergängen bestimmter PN P-Transistoren sowie bestimmter NPN-Transistoren zeigen die relativen Flächen der Basis-Emitterübergänge der betreffenden Transistoren an.) Durch Differenzvergleich der Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 wird ein Fehlersignal erhalten, mit dessen Hilfe diese Ströme im wesentlichen gleich gemacht werden. Bei gleichen Kollektorstiömen der Transistoren 18 und 19 sind auch die durch ihre Basis-Emitterübergänge fließenden Ströme (d. h. ihre Emitterströme) gleich. Da jedoch die effektive Fläche des Basis-Emitterüberganges des Transistors 19 viermal so groß ist wie die des Transistors 18, ist bei gleichen Emitterströmen die Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 18 fließenden Stromes viermal so groß wie die Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 19 fließenden Stromes, d. h. /7=4. Demnach sollte V1314 gleich 36 Millivolt bei 300 K sein, damit die Kollektorströme 1cm und /ci9 der Transistoren 18 bzw. 19 gleich sind. lc\% ist gleich Ic\% wenn Kn.12 gleich 3 Volt, bei den angegebenen Werten von R\% Rm und Rn, ist.

Der Strom /ci9 gelangt zum Eingang des Stromverstärkers 21, der einen Stromverstärkungsfaktor von annähernd —1 aufweist. Der Ausgang des Stromverstärkers 21 ist an den Kollektor des Transistors 18 angeschlossen, so daß der umgekehrte Kollektorstrom — /ci9 des Transistors 19 zu lets, dem Kollektorstrom des Transistors 18, addiert wird. Der Stromverstärker 21 enthält einen Transistor 22, dessen Basis-Emitterübergang ein als Diode geschalteter Transistor 23 parallel geschaltet ist, welche Anordnung bekanntlich einen Stromverstärkungsfaktor von nahezu gleich -1 aufweist, wenn die Transistoren 22 und 23 Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungen von mindestens normaler Höhe (d. h. hr_e mehr als 30) aufweisen. Wenn /eis gleich Ich ist so erhält aufgrund des Kirchhoffschen Stromgesetzes der Eingangskreis des nachgeschalteten Stromverstärkers 24 im wesentlichen keinen Eingangsstrom. Der Stromverstärker 24 besteht aus in Emitterschaltung angeordneten Verstärkertransistoren 23, 26 und 27, die in direkt gekoppelter Kaskade geschaltet sind.

Der Ausgangskreis des Stromverstärkers 24 ist zwischen die Anschlußklemmen U und 12 geschaltet. Wenn V13-14 gleich oder kleiner als derjenige Wert von AVbe ist, der erforderlich ist, um /eis gleich /eis zu halten, so wird dem Eingangskreis des Stromverstärkers 24 kein irgendwie bedeutsamer Eingangsstrom angeliefert, und der Ausgangskreis dieses Stromverstärkers liefert keinen regelnd auf Vi 1-12 einwirkenden Stromfluß. Wenn V13-14 als Bruchteil von Vn.12 über denjenigen Wert von Δ Vbe anzusteigen bestrebt ist der erforderlich ist, um /ci8 und /cig gleich zu halten, so übersteigt der vom Transistor 18 gelieferte Strom /cie den vom Ausgangskreis des Stromverstärkers 21 verlangten Wert von — /09- Dem Eingang des Stromverstärkers 24 wird daher ein Eingangsstrom von entsprechender Größe angeliefert Dieser Strom, verstärkt um den Stromverstärkungsfaktor des Stromverstärkers 24, der über 100 000 beträgt, bewirkt eine Ableitung des den Anschlußklemmen 11 und 12 zugeleiteten Betriebsstromes, wodurch V;i_i₂ verringert wird. Dadurch wird der Gegenkopplungsweg geschlossen, über den V_U-n herabgesenkt '*ird, bis dessen Bruchteil V13.14 im wesentlichen gleich demjenigen Wert von Δ Vbe ist der erforderlich ist, um lew gleich /ci9zu machen.

Wenn jetzt die Temperatur über 300 K ansteigt so steigt AVbe gemäß Gleichung (2) linear mit der Temperatur von seinem Wert von 36 Millivolt an. Da durch die Gegenkopplung V13.M so verändert wird, daß sich ein Wert Δ V_Be ergibt, der linear mit der Temperatur ansteigt und da V₁₃^₄ ein fester Bruchteil von Vu.12, gegeben gemäß Gleichung (1), ist muß die Gegenkopplung einen linearen Anstieg von Vn.12 mit der ansteigenden Temperatur ermöglichen. Aus den gleichen Gründen sinkt bei Temperaturabfall unter 300 K der Wert AVbe linear mit der Temperatur gemäß Gleichung (2) unter 36 Millivolt ab. Der Bereich der linearen Änderung von Vn-12 mit der Temperaturänderung umfaßt den gesamten Betriebstemperaturbereich der integrierten Schaltung. Die Schaltung arbeitet mit einer Spannung Vn-i2 bis herunter zu 1,27 Volt was einer Temperatur von 127 K(-146° C) entspricht

Es sollen jetzt bestimmte Einzelheiten der speziellen Schaltungsanordnung 10 betrachtet werden. Durch eine zwischen die Anschlußklemmen 11 und 12 geschaltete Z-Diode 28 werden Einschwingvorgänge unterdrückt Ferner wird, wenn fälschlicherweise ein negativer Betriebsstrom zwischen den Anschlußklemmen 11 und 12 fließt, die Diode 28 in Durchlaßrichtung gespannt, wodurch verhindert wird, daß die Spannung zwischen den Anschlußklemmen 11 und 12 den Wert von 0,7 Volt übersteigt. Dadurch wird ein zerstörender Durchbruch anderer Schaltungselemente verhindert

Trotz der Änderung von Vu.12 werden die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 18 und 19 vom Kollektor eines Transistors 29 mit einem im wesentlichen konstanten Strom gespeist. Zu diesem Zweck sind Stufen, die jeweils mehr oder weniger logarithmischen auf den zugeleiteten Eingangsstrom ansprechen, in Kaskade geschaltet.

Ein Widerstand 30 und ein als Diode geschalteter Transistor 31 sind in Reihe zwischen die Anschlußklemmen 11 und 12 geschaltet Durch die Verbindung zwischen Kollektor und Basis des Transistors 31 erhält dieser eine Gegenkopplung, durch die seine Basis-Emitterspannung ( Vbe3i) und seine Kollektor-Emitterspannung auf ungefähr 0,65 Volt im Falle eines Siliciumtransistors, gehalten werden. Der Spannungsabfall am Widerstand 30 ist gleich Vu.12— V_Be3\- Aufgrund des Ohmschen Gesetzes bestimmt dieser Spannungsabfall, dividiert durch den Wert R_x des Widerstands 30, den Kollektorstrom Ich des Transistors 31:

Kl-12 ~

Der Transistor 31 hält aufgrund seiner Kollektor-Basis-GegenkoppIung /c3i auf diesem Wert, der sich linear und nahezu proportional mit Vu.12 ändert

Vb£3i ändert sich logarithmisch mit /c3i. Die logarithmische Änderung des Basis-Emitter-Spannungsabfalls eines Bipolartransistors mit dem Basis-, dem Kollektor- und dem Emitterstrom ist bekannt Bei Anwendung auf eine Halbleitersperrschicht (PN-Übergang) verursacht Vb£3i einen Stromfluß durch die Sperrschicht der im linearen Verhältnis zu /c3i steht. Bei Anwendung auf ein Ohmsches Widerstandselement verursacht Vß£3i einen logarithmischen Strom in diesem Widerstandselement. Der Widerstandswert des Widerstands 33 ist etwas höher als der Wechselstromwiderstand der parallelgeschalteten Basis-Emitterübergänge der Transistoren 32 und 37, gesehen von ihren Emittern aus, und der Widerstand 33 liegt in Reihe mit diesen parallelgeschalteten Obergängen und empfängt Vb£3i. Folglich neigen die Emitterströme in den Basis-Emitterübergängen der Transistoren 32 und 37 und im Widerstand 33 dazu, in einem mehr logarithmischen als linearen Verhältnis zu /c3i zu stehen. Der Kollektorstrom /c37 des Transistors 37 ist — abgesehen von dem vernachlässigbar kleinen Basisstrom dieses Transistors — gleich seinem Emitterstrom und ändert sich daher gleichartig mit /c3i- Der Kollektorstrom /c32 des Transistors 32 ist — abgesehen von dem vernachlässigbar kleinen Basisstrom dieses Transistors — gleich seinem Emitterstrom und ändert sich daher ebenso gleichartig mit /c3i-Der Strom lest wird vom Kollektor eines Transistors 34 abgenommen, der mit Kollektor-Basis-Gegenkopplung arbeitet um seine Stromleitung entsprechend den Anforderungen für Ics2 zu regeln. Der Basis-Emitter-Spannungsabfall Vbem des Transistors 34 ändert sich logarithmisch mit dem Kollektorstrom dieses Transistors, der, abgesehen von den Anteilen der Basisströme der Transistoren 34,29 und 36, gleich /c32 ist Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 34, 29 und 36 erhebliche Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstär-

kungsfaktoren aufweisen (d. h. mehr als ungefähr 30), können die Basisstromanteile vernachlässigt werden. Der Transistor 34 arbeitet mit dem Transistor 29 und dem Widerstand 35 in weitgehend der gleichen Weise zusammen wie der Transistor 31 mit den Transistoren 32 und 37 und dem Widerstand 33, so daß der Kollektorstrom lew des Transistors 29 sich mit lcyi irgendwo zwischen linear und logarithmisch ändert.

Der Basis-Emitterkreis des Transistors 36 mit dessen Basis-Emitterübergang und dem Widerstand 47, vorgespannt um VBEv,, entspricht genau dem Basis-Emitterkreis des Transistors 29 mit dessen Basis-Emitterübergang und dem Widerstand 35. Der Kollektorstrom lex des Transistors 36 spricht auf lcyi in der selben Weise an wie /c29· Sowohl lc-n als auch /c36 ändert sich mit Vu-12 mehr entsprechend einer In-Funktion als entsprechend einer linearen Funktion, /cm und /c36, obwohl nicht absolut konstant, ändern sich nicht sehr stark bei ansteigendem V\\.\i mit steigender Temperatur.

Der Transistor 32 hat einen größerflächigen Basis-Emitterübergang als der Transistor 31 (Verhältnis 4:1), um zu verhindern, daß wegen des Vorhandenseins des gegenkoppelnden Emitterwiderstands 33 im Emitterkreis des Transistors 32 der Wert von IcyiHc3\ zu klein wird. Bei 300 K und /c3i annähernd gleich 50 Mikroampere sind lcyi und Ich ebenfalls annähernd gleich 50 Mikroampere. Die Transistoren 29 und 36 haben größerflächige Basis-Emitterübergänge als der Transistor 34, um zu verhindern, daß infolge der Drosselung der Stromleitung in den Transistoren 29 und 36 durch die Widerstände 35 bzw. 47 die Werte von lcTslicv. und IcxIIcm zu klein werden. Unter diesen Voraussetzungen sind /cm und /c36 über den gesamten Normalbereich von Vn.12 je gleich annähernd 10 Mikroampere.

Die Stromverstärkung des Stromverstärkers 21 beträgt nicht ganz genau — 1. Der Kollektorstrom des Transistors 19 erscheint nicht vollständig als Kollektorstrom /c23 des Transistors 23. Vielmehr liefert der Kollektorstrom des Transistors 19 auch die Basisströme der Transistoren 22 und 23 (/022 bzw. Ibzs). Der Stromverstärkungsfaktor C21 des Stromverstärkers 21 ist durch folgende Gleichung gegeben:

G₂₁ =

'B23

Wenn die Transistoren 22 und 23 völlig gleich sind (eine Voraussetzung, die in weitgehender Übereinstimmung mit der Wirklichkeit ist), so sind /c22, der Kollektorstrom des Transistors 22, und /c23 um den gleichen Faktor Λ/ημριμ, der gleich den Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungsfaktoren dieser Transistoren ist, größer als die entsprechenden Basisströme Ib 22 und Ib 13'

G₂₁ =

felB23 + I BIl + Jfl23

Die einander entsprechenden Ströme der Transistoren 22 und 23 sollten gleich sein, da ihre Basis-Emitter-Spannungsabfälle durch die Parallelschaltung der Basis-Emitterübergänge gleich gehalten werden. Es ist daher:

G₂₁ =

Ί/cNPN 1B23 + Ib23 + IB23

+ 2)

Wenn die'Kollektorströme der Transistoren 19 und 18 gleich sind, so ergibt die Addition des Kollektorstromes des Transistors 22 zum Kollektorstrom des Transistors 18 einen Überschußstrom gleich hu + hu, der als Basisstrom des Transistors 25 auftritt.

Dieser Strom ist jedoch gerade noch nicht groß genug, um einen Stromfluß im Ausgangskreis des Stromverstärkers 24 hervorzurufen. Ehe der Basisstrom vom Transistor 26 entnommen wird, muß der dem Transistor 25 angelieferte Basisstrom so groß werden, daß er ausreicht, um zu bewirken, daß der Kollektorstrombedarf des Transistors 25 den vom Transistor 36 gelieferten Kollektorstrom übersteigt. Nur wenn von seiner Basis ein Strom abgenommen wird, liefert der Transistor 26 einen ausreichenden Kollektorstrom, um den Kollektorstrom des »Niederzieh«-Transistors 37 zu überwinden und den Transistor 27 mit Basisstrom zu beliefern. Nur wenn der Kollektor des Transistors 26 Basisstrom liefert, wird der Transistor 27 in den leitenden Zustand gespannt und zur Entnahme von Kollektorstrom unter Herabsetzung von Vu-i₂ veranlaßt.

Der Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungsfaktor Λ/fNPN des Transistors 25 ist gleich dem der Transistoren 22 und 23. Bei Belieferung des Transistors 25 mit einem Basisstrom gleich Ibi7 + Ibu führt dieser Transistor einen Kollektorstrom /z/cnpn (1β22+1βϊι)-Dies entspricht einem Kollektorstromfluß im Transistor 25 gleich Λ/ίΝΡΝ/β22 + Λή*ΐΡΝ/β23, der Summe der Kollektorströme der Transistoren 22 und 23. Die Summe der Kollektorströme der Transistoren 22 und 23 ist im wesentlichen gleich der Summe der Kollektorströme der Transistoren 18 und 19. Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 18 und 19 erhebliche Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungsfaktoren (hf_e) aufweisen, sind ihre vereinigten Basisströme vernachlässigbar kleiner als ihre vereinigten Emitterströme, die vom Kollektorstrom des Transistors 29 geliefert werden. Der Kollektorstrom des Transistors 25 hat somit, wenn die Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 gleich sind, im wesentlichen die gleiche Größe wie der Kollektorstrom des Transistors

29. Das heißt, genauer gesagt, der Kollektorstrom des Transistors 25 ist /?fePNp/(A/i;PNi>+ l)-mal so groß wie der Kollektorstrom des Transistors 29, wenn die gewünschte Voraussetzung gleicher Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 gegeben ist

Beim Transistor 36 ist der Basis-Emitterübergang in der gleichen Weise vorgespannt wie beim Transistor 29, so daß der Kollektorstrom des Transistors 36 die gleiche Größe hat wie der Kollektorstrom des Transistors 29. Der Kollektorstrom des Transistors 25 muß um den Faktor (Λ/cpnp+1 )/Λλ?ρνρ ansteigen, damit er groß genug wird, um einen Basisstrom vom Transistor 26 zu entnehmen. Da der Faktor Λ/ϊρνρ normalerweise den Wert 30 übersteigt, reicht ein Kollektorstromanstieg • des Transistors 25 von etwas weniger als 3% aus, um eine Stromleitung in den Transistoren 26 und 27 hervorzurufen und dadurch eine Regelung von Vn-12 zu bewirken. Eine wesentlich kleinere prozentuale Änderung der Kollektorströme der Transistoren 22 und 23 reicht aus, um diesen Stromanstieg im Transistor 25 zustandezubringen, und zwar wegen der GleichtaktunterdrQckung, die sich ergibt, wenn der Differenzverstärker 20 mit dem Stromverstärker 21 zusammengeschaltet ist Der Kondensator 38 dient zur Beeinflussung der Phasengang-Charakteristik des Stromverstärkers 24 derart, daß die Stabilitätskriterien nach Nyquist in der Gegenkopplungs-Regelschleife erfüllt sind. Figi-2 zeigt den Spannungsgeber 10 in Verbindung

mit einer Batterie 50 und einem Widerstandselement 51, dessen Widerstandswert so hoch bemessen ist, daß der Spannungsgeber 10 in der Lage ist, die zwischen seinen Anschlußklemmen 11 und 12 liegende Spannung Vu-12 zu regeln. Durch auftreffende Wärmeenergie 52 wird der Spannungsgeber 10 erhitzt. Ein wie gezeigt über die Anschlußklemmen 11 und 12 geschaltetes Voltmeter 53 zeigt die Spannung (V) in Abhängigkeit von der Temperatur (7} des Spannungsgebers 10, entsprechend dem Diagramm nach Fig.3, an. Die angezeigte Spannung ändert sich linear mit der Temperatur des Spannungsgebers 10 ohne Änderung der Kurvenneigung über den gesamten Betriebsbereich des Spannungsgebers, da der ohmsche Spannungsteiler mit den Widerständen 15, 16 und 17 im Spannungsgeber 10 die Spannung V'n.12 in einem festen Verhältnis zu demjenigen Wert Δ Vbe proportioniert, der erforderlich ist, um /eis gleich /ci9 zu halten, wobei sich dieser Wert Δ Vbe linear mit der Temperatur der Transistoren 18 und 19 ändert. Ein Vorteil des Spannungsgebers 10 besteht darin, daß es sich bei ihm um einen Zweipol handelt, der keine getrennten Anschlüsse für die Betriebsspannungsversorgung benötigt.

Fig.4, 6, 8 und 10 zeigen verschiedene Abwandlungen der Anordnung nach Fig.2, mit denen die Spannungs/Temperaturcharakteristik der Schaltung beeinflußt werden kann. Fig.5, 7, 9 und 11 zeigen die entsprechenden Spannungs/Temperatur-Diagramme, die mit den Anordnungen nach Fig.4, 6, 8 bzw. 10 erhalten werden. Bei diesen Ausführungsformen ist in den ohmschen Spannungsteiler mit den Widerständen 15, 16 und 17 ein Maßstabfaktor eingebaut, der sich ändert, wenn ein bestimmter voreingestellter Schwellwert von V11-13, Vi4.₁₂, V13-12 oder Vn-14 überschritten wird. (Es sind Vn-13 die Spannung zwischen den Anschlußklemmen 11 und 13, Vm-u die Spannung zwischen den Anschlußklemmen 14 und 12, V13-12 die Spannung zwischen den Anschlußklemmen 13 und 12, Vi!-π die Spannung zwischen den Anschlußklemmen 11 und 14.) Der Schwellenwert der Spannung (64, 74, 84 bzw. 94) wird durch eine Batterie (62,72,82,92) und den Durchlaßspannungsabfall einer Diode (61, 71, 81 bzw. 91) bestimmt. Diese Batterie (62, 72, 82,92) liefert eine niedrigere Spannung als die Batterie 50. Wenn die Schwellenspannung (64, 74, 84, 94) überschritten wird, so wird die Diode (61, 71, 81, 91) leitend, und der Widerstand (63, 73, 83, 93) bildet einen Nebenschluß über einen Teil des ohmschen Spannungsteilers mit den Widerständen 15, 16 und 17, so daß die Neigung der Spannungs/Temperatur-Kurve der Anordnung verändert wird, sobald die Schwellenspannung (64,74,84,94) überschritten wird. Die Schwellenspannung (64, 74, 84 bzw. 94) wird jeweils bei einer entsprechenden Schwellentemperatur (65,75,85 bzw. 95) erreicht

Man kann die verschiedenen Anordnungen jeweils mehrfach verwenden, mit unterschiedlicher Spannung für jede Batterie und unterschiedlichen Werten für jeden Widerstand, um eine Charakteristik zu erhalten, die eine stückweise lineare Näherung einer gewünschten Spannungs/Temperatur-Charakteristik darstellt. Die Anordnung nach F i g. 4 oder nach F i g. 6 kann mit der Anordnung nach Fig.8 oder nach Fig. 10 unter Anwendung unterschiedlicher Schwellentemperaturen kombiniert werden, wodurch die Spannungs/Temperatur-Kurve über einen bestimmten Zwischenbereich herabgedrückt oder angehoben wird. Andere bekannte Mittel zum Verändern des Maßstabfaktors eines Spannungsteilers in Abhängigkeit von Spannungen, die am gesamten Spannungsteiler oder an einem Teil davon anliegen, ergeben sich dem Fachmann ohne weiteres.

Fig. 12 zeigt eine gegenüber Fig. 1 abgewandelte Ausführungsform des Spannungsgebers 10'. Der Stromverstärker 21' hat eine Stromverstärkung von —4, da die wirksame Basis-Emitterübergangsfläche des Transistors 22' viermal so groß wie die des Transistors 23' ist. Der Stromverstärker 24 bewirkt daher eine Nebenschlußregelung von Vu.12, bis lew ein Viertel so groß wie /eis· wird. Der Emitterstrom des Transistors 19' ist in diesem Fall ¹A des Emitterstromes des Transistors 18'. Die Transistoren 18' und 19' sind gleich ausgebildet und haben gleiche Basis-Emitterübergangsflächen. Die Stromdichte im Transistor 18' ist daher viermal so groß wie im Transistor 19'. Das heißt, /7=4, wenn der verstärkte Fehlersignalstrom durch die hochverstärken-

JO de Gegenkopplungsschleife des Spannungsreglers erniedrigt wird. Als Folge davon wird Vl3.μ gleich einem Wert Δνβε von 36 Millivolt, wie im Falle der Ausführungsform nach F i g. 1. Ku-i2 ändert sich mit der Temperatur bei den Ausführungsformen nach F i g. 1 und 12 in weitgehend der gleichen Weise.

Die Wirkungsweise ist bei beiden Ausführungsformen gleichartig. Ein erster und ein zweiter Temperaturfühl-Transistor werden durch Gegenkopplung mit bestimmten VWSpannungen beaufschlagt, so daß ihre Emitter-Kollektorströme in ein vorbestimmtes Verhältnis zueinander gebracht werden. Um eine solche Proportionierung zu erreichen, müssen diese Vorspannungen um einen Differenzbetrag Δ Vbe. der sich direkt proportional zur Temperatur ändert, voneinander verschieden sein. Durch Beeinflussung des Maßstabsfaktors für diese Spannung AVbe bei bekannter Änderung mit der Temperatur kann man die unterschiedlichsten temperaturabhängigen Spannungen erhalten.
Anordnungen, bei denen die Transistoren 18 und 19

% sowie die Transistoren 22 und 23 eine unterschiedliche Geometrie ihrer Basis-Emitterübergänge aufweisen, können ebenfalls hergestellt und nach den Arbeitsprinzipien der Anordnungen nach Fig. 1 und 12 betrieben werden.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Temperaturabhängiger Spannungsgeber mit einer ersten und einer zweiten an eine Betriebsstromquelle anschließbaren Anschlußklemme, zwischen denen eine temperaturabhängige Spannung auftritt, sowie einem ersten und einem zweiten Flächentransistor vom gleichen Leitungstyp, die in emitter-gekoppeher Differenzverstärkerschaltuag ausgelegt sind ,und beide bei im wesentlichen der gleichen Temperatur betrieben werden, gekennzeichnet durch eine Vorspannungsschaltung (15, 16, 17), die zwischen die Basen der beiden Transistoren (19, 18; 19*. 18') einen Bruchteil der zwischen den beiden Anschlußklemmen (11, 12) herrschenden Spannung legt,- und durch einen Steuerverstärker (21,24) mit zwei Eingängen, die mit den Kollektorströmen des ersten Transistors (19; 19') bzw. des zweiten Transistors (18; 18') beaufschlagt sind, so daß der Steuerverstärker auf die Differenz der Kollektorströme anspricht und zur Bildung einer Gegenkopplung mit den vorgenannten Schaltungselementen einen zwischen die Anschlußklemmen geschalteten Ausgangskreis (27) aufweist und ferner die Verstärkung des Steuerverstärkers bezogen auf seine beiden Eingänge und die Flächen der Basis-Emitter-Übergänge der beiden Transistoren so bemessen sind, daß aufgrund der Gegenkopplung die Stromdichten in den Basis-Emitter-Übergängen der beiden Transistoren in einem vorbestimmten, von Eins abweichenden Verhältnis zueinander gehalten werden und die beiden Transistoren (19,18; 19', 18') ein thermometrisches Element bilden.

2. Spannungsgeber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerverstärker (21, 24) einen ersten Stromverstärker (21; 2Γ) und einen zweiten Stromverstärker (25,26,27) umfaßt, daß der erste Stromverstärker mit seinem Eingangskreis zwischen den Kollektor des ersten Transistors (19; 19') und die zweite Anschlußklemme (12) geschaltet ist und einen zwischen den Kollektor des zweiten Transistors (18; 18') und die zweite Anschlußklemme (12) geschalteten Ausgangskreis aufweist und eine Stromverstärkung in einem solchen Sinn besitzt, daß die Ströme in seinem Eingangs- bzw. Ausgangskre-is bezogen auf die zweite Anschlußklemme im selben Sinn fließen, und daß der zweite Stromverstärker mit einem Eingang (Basis 25) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (18; 18') verbunden ist und einen Ausgangstransistor (27) aufweist, der zur Nebenschlußregelung der zwischen den Anschlußklemmen (11, 12) herrschenden Spannung zwischen diese geschaltet ist.

3. Spannungsgeber nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung einen Spannungsteiler (15, 16, 17) umfaßt, der zwischen die erste Anschlußklemme (11) und die zweite Anschlußklemme (12) geschaltet ist und einen ersten mit der Basis des ersten Transistors (19) verbundenen Spannungsteileranschluß (13) sowie einen zweiten mit der Basis des zweiten Transistors (18) verbundenen Spannungsteileranschluß (14) aufweist.

4. Spannungsgeber nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler (15,16,17) ein Widerstandsspannungsteiler ist, und daß zwischen einem der Spannungsteileranschlüsse (13 oder 14) und eine der Anschlußklemmen (11 oder 12) eine Schwellwertschaltung (61, 62,63; 71, 72, 73; 81, 82, 83; 91,92,93) geschaltet ist und das Teilerverhältnis des Widerstandsspannungsteilers ändert, wenn die Spannung über der Schwellwertschaltung einen Schwellwert übersteigt

5. Spannungsgeber nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwertschaltung eine

ίο Diode (61; 71; 81; 91), eine Spannungsquelle (62; 72; 82; 92) und ein Widerstandselement (63; 73; 83; 93) aufweist, die in Reihenschaltung zwischen den ausgewählten Spannungsteileranschluß (13 oder 14) und die ausgewählte Anschlußklemme (11 oder 12) geschaltet sind.