EP0952508A1

EP0952508A1 - Referenzspannung-Erzeugungsschaltung

Info

Publication number: EP0952508A1
Application number: EP99105491A
Authority: EP
Inventors: Martin Feldtkeller
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 1998-04-24
Filing date: 1999-03-17
Publication date: 1999-10-27
Anticipated expiration: 2019-03-17
Also published as: PT952508E; DE59900215D1; DE19818464A1; ES2163909T3; US6046578A; EP0952508B1

Abstract

In einer Referenzspannung-Erzeugungsschaltung wird eine Referenzspannung durch Addition mehrerer Flußspannungen entsprechender stromdurchflossener pn-Übergänge (T1, T3) und einer mit einem entsprechenden Faktor multiplizierten Differenz zweier Zwischenkreisspannungen erzeugt. Die beiden Zwischenkreisspannungen entsprechen Summenspannungen von mehreren Flußspannungen von mit unterschiedlichen Stromdichten durchflossenen pn-Übergängen (T1 - T4). Durch den Einsatz entsprechender Kompensationsmittel (D) kann zudem eine noch verbleibende parabelförmige Temperaturabhängigkeit der somit erzeugten Referenzspannung (Vref) ausgeglichen werden. <IMAGE>

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Referenzspannung-Erzeugungsschaltung oder Referenzspannungsquelle nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Die meisten integrierten Schaltungen, die aus einer nicht stabilisierten Versorgungsspannung betrieben werden, d. h. nahezu alle Smart-Power-ICs, benötigen intern eine Referenzspannungsquelle. Dies gilt insbesondere für Spannungsregler, deren Ausgangsspannung anderen integrierten Schaltungen oder Schaltungsblöcken als Referenzspannung dient.
Bekannte Referenzspannungsquellen verwenden beispielsweise Zenerdioden, denen über einen Vorwiderstand eine unstabilisierte Eingangsspannung zugeführt wird, wobei die an der Zenerdiode abgegriffene Spannung als spannungsstabilisierte Referenzspannung verwendet wird. Des weiteren kann im Prinzip allgemein die Durchlaß- oder Flußspannung einer Diode oder die Basis-Emitter-Spannung eines Bipolartransistors als Referenzspannung verwendet werden. Allerdings besitzt die Flußspannung eines pn-Übergangs einen negativen Temperaturkoeffizienten und damit eine Temperaturabhängigkeit, die für viele Anwendungen negativ ist. Sollen beispielsweise mit Hilfe eines Spannungsreglers, dessen Ausgangsspannung als Referenzspannung dient, Sensoren, A/D-Wandler oder ähnliche Bauteile versorgt werden, muß die Ausgangsspannung des Spannungsreglers hochgenau und insbesondere äußerst temperaturstabil sein. Dabei stellen heutzutage Toleranzgrenzen bis maximal 1 % normale Anforderungen dar.
Aus diesem Grund wurden die zuvor beschriebenen Referenzspannungsquellen in den letzten Jahren durch Bandgap- oder Bandabstands-Referenzspannungsquellen abgelöst, die eine temperaturstabilisierte Referenzspannung liefern. Diese bekannten Bandgap-Referenzspannungsquellen basieren auf einer Addition einer Flußspannung eines stromdurchflossenen pn-Übergangs und einer mit einem entsprechenden Faktor multiplizierten Differenzspannung, die aus zwei Flußspannungen von zwei mit unterschiedlichen Stromdichten durchflossenen pn-Übergängen gebildet wird. Allgemein hat die Flußspannung eines stromdurchflossenen pn-Übergangs - wie bereits zuvor erläutert worden ist - einen negativen Temperaturkoeffizienten. Hingegen steigt die Differenz zweier Flußspannungen proportional zur absoluten Temperatur an und unterliegt daher einem positiven Temperaturkoeffizienten. Wird der Faktor, mit dem die zuvor erläuterte Differenzspannung multipliziert wird, derart eingestellt, daß der negative Temperaturkoeffizient der Flußspannung des pn-Übergangs den positiven Temperaturkoeffizienten der Differenzspannung aufhebt, kann eine temperaturstabilisierte Ausgangs- bzw. Referenzspannung erhalten werden, die nurmehr eine parabelförmige bzw. quadratische Temperaturabhängigkeit aufweist. Insbesondere beträgt die Ausgangsspannung der Bandgap-Referenzspannungsquelle, welche durch Addition der zuvor erläuterten Flußspannung eines stromdurchflossenen pn-Übergangs mit der mit dem entsprechenden Faktor multiplizierten Differenzspannung von zwei weiteren Flußspannungen gewonnen wird, ca. 1,25 V, was in etwa dem Bandabstand (Bandgap) von Silizium entspricht. Der Betrag der Ausgangsspannung dieser Referenzspannungsquelle hat daher der Bandgap-Referenzspannungsquelle ihren Namen verliehen.
Fig. 2 zeigt ein verallgemeinertes Schaltbild einer bekannten Bandgap-Referenzspannungsquelle. An einem positiven Versorgungsspannungsanschluß V_cc ist eine Stromspiegelschaltung S₁ angeschlossen, die die Kollektorströme I₁ und I₂ von zwei gemäß Fig. 2 verschalteten npn-Bipolartransistoren T₁ bzw. T₂ vergleicht. Die Stromstärken dieser Ströme I₁ und I₂ sind durch die Transistoren T₁ bzw. T₂ vorgegeben. Die Basisanschlüsse dieser Transistoren T₁ und T₂ sind miteinander verbunden, wobei die Basisspannung des Transistors T₁ über einen Spannungsteiler bestehend aus zwei Widerständen R₅ und R₆ hochmultipliziert wird, so daß am Widerstand R₆ eine gewünschte Ausgangs- bzw. Bezugsspannung V_ref abgegriffen werden kann. Gemäß Fig. 1 besitzt der Stromspiegel S₁ einen Ausgang, der das Ergebnis des Vergleichs der Ströme I₁ und I₂ wiedergibt und mit einem Stellglied ST, beispielsweise einem Operationsverstärker oder einem Verstärkungstransistor, gekoppelt ist.
Mit Hilfe des in Fig. 2 gezeigten Regelkreises mit dem Stromspiegel S₁ und dem Stellglied ST wird das Verhältnis der durch die Transistoren T₁ bzw. T₂ fließenden Ströme I₁ bzw. I₂ eingestellt, wobei die Ströme I₁ und I₂ üblicherweise gleich groß sind. In BICMOS-Schaltungen wird jedoch der Strom I₁ häufig auch auf einen vielfachen Wert des Stroms I₂ eingestellt, so daß allgemein gilt: $I_{1} {=m·I}_{2} .$
Die Transistoren T₁ und T₂ besitzen unterschiedliche Emitterflächen, wobei die Emitterfläche des Transistors T₂ einem Vielfachen der Emitterfläche des Transistors T₁ entspricht, so daß die Beziehung zwischen den Emitterflächen A_E1 und A_E2 der Transistoren T₁ und T₂ wie folgt dargestellt werden kann: $A_{E2} {=n·A}_{E1} .$
Aufgrund der oben angegebenen Beziehungen unterscheiden sich die Emitterstromdichten der Transistoren T₁ und T₂ um den Faktor n·m, d. h. die Emitterstromdichte des Transistors T₁ ist (n·m)-mal so groß wie die Emitterstromdichte des Transistors T₂.
Am gemeinsamen Basisanschluß der Transistoren T₁ und T₂ wird die Summenspannung aus der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₁ sowie der am Knotenpunkt zwischen den Widerständen R₁ und R₂ anliegenden Spannung abgegriffen. Die erstgenannte Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₁ entspricht der Flußspannung eines stromdurchflossenen pn-Übergangs und weist daher - wie zuvor erläutert worden ist - einen negativen Temperaturkoeffizienten auf. Die an dem Widerstand R₁ abfallende Spannung ist abhängig von der Differenz zwischen der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₁ und der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₂ und besitzt - wie ebenfalls zuvor erläutert worden ist - einen positiven Temperaturkoeffizienten. Die Emitter-Basis-Spannung des Bipolartransistors T₁ nimmt temperaturabhängig um 2mV/K ab. Durch entsprechende Wahl der Widerstände R₁ und R₂ sowie des zuvor angegebenen Faktors n kann die in Fig. 2 gezeigte Bandgap-Referenzspannungsquelle derart dimensioniert werden, daß die am Widerstand R₁ anliegende Differenzspannung aus den Flußspannungen der beiden Transistoren T₁ und T₂ einem den negativen Temperaturkoeffizienten kompensierenden positiven Temperaturkoeffizienten von +2mV/K unterliegt. Am Widerstand R₁ fällt somit bei Raumtemperatur die Spannung 2mV/K x 300K = 600mV ab, so daß an dem gemeinsamen Basisanschluß der Transistoren T₁ und T₂ aufgrund der typischen Emitter-Basis-Spannung von ca. 650mV die gewünschte temperaturstabilisierte Bandgap-Referenzspannung von ca. 1,25V (=650mV+600mV) anliegt, die anschließend über den Teiler mit den Widerständen R₅ und R₆ hochmultipliziert wird.
Für eine enge Toleranz der Ausgangsspannung V_ref sind insbesondere die Widerstandsverhältnisse R₅:R₆, R₁:R₂, das Stromspiegelübersetzungsverhältnis I₁:I₂ (m:1) und das Verhältnis der Emitterflächen der Transistoren T₁ und T₂ (1:n) kritisch. Weiterhin reagiert die in Fig. 2 gezeigte Schaltung sehr empfindlich auf die in integrierten Leistungsschaltungen allgegenwärtigen Temperaturgradienten. Bei üblichen Emitterflächenverhältnissen (z. B. n=8) und Raumtemperaturen beträgt die Differenz der Emitter-Basis-Spannungen der beiden Transistoren T₁ und T₂ ca. 50mV. Unterscheiden sich die Temperaturen der Transistoren T₁ und T₂ um 1K, ändert sich die Differenz der Emitter-Basis-Spannungen um ca. 2mV, d. h. um etwa 4 %. Daher ist es erforderlich, die Transistoren T₁ und T₂ in einem realisierten Schaltungslayout exakt auf Isothermen der größten Wärmequelle der entsprechenden Schaltung anzuordnen. Modernes Layout mit wiederverwendbaren Schaltungs- und Layoutblöcken verbietet jedoch eine Anpassung der Schaltung an die jeweilige Lage der vorhandenen Wärmequellen. Zudem nimmt die Anzahl der Wärmequellen in Smart-Power-ICs stetig zu, so daß der Verlauf der entsprechenden Isothermen dieser Wärmequellen nicht eindeutig bestimmt werden kann. Weiterhin ist aufgrund der Vielzahl der bezüglich Paarungseigenschaften kritischen Bauelemente der Bandgap-Referenzspannungsquelle in der Regel ein individueller Abgleich der Schaltung erforderlich, was beispielsweise mit Hilfe von sogenannten "Zapping"-Zenerdioden erfolgen kann, welche beim Anlegen einer hohen äußeren Spannung in Sperrichtung durchbrechen und eine niederohmige Verbindung erzeugen. Dadurch steigt jedoch der schaltungstechnische Aufwand.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Referenzspannung-Erzeugungsschaltung der eingangs beschriebenen Art anzugeben, welche weniger empfindlich gegenüber Temperaturschwankungen und Bauelementetoleranzen ist.
Diese Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfindung durch eine Referenzspannung-Erzeugungsschaltung mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelöst. Die Unteransprüche beschreiben jeweils vorteilhafte und bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die ihrerseits zu einer möglichst einfach zu realisierenden Schaltung bzw. zu einer großtmöglichen Temperaturstabilität beitragen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Referenzspannung weiterhin durch Addieren eines Spannungsanteils mit einem negativen Temperaturkoeffizienten mit einem Spannungsanteil mit einem positiven Temperaturkoeffizienten erzeugt. Der dem negativen Temperaturkoeffizienten unterliegende Anteil umfaßt erfindungsgemäß jedoch mehrere Flußspannungen entsprechender pn-Übergänge, und der Anteil mit dem positiven Temperaturkoeffizient umfaßt wiederum eine Differenzspannung, wobei jede zur Differenzspannung beitragende Spannung einer Summenspannung aus mehreren Flußspannungen entsprechender pn-Übergänge entspricht. Insbesondere wird als Differenzspannung, welche den Anteil der gewünschten Referenzspannung mit positivem Temperaturkoeffizienten darstellt, die Differenz zweier Summen aus mehreren Flußspannungen mit unterschiedlicher Stromdichte durchflossener pn-Übergänge verwendet. In diesem Fall liefert die Referenzspannungsquelle eine Ausgangsspannung, die ein Vielfaches der gewöhnlichen Bandgap-Referenzspannung beträgt. Diese Spannung ist für die meisten Anwendungen ausreichend hoch, so daß beispielsweise ein Spannungsteiler zum Hochmultiplizieren der Referenzspannung entfallen kann.
Durch entsprechende Dimensionierung der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle kann erreicht werden, daß eine Abweichung der Temperatur um 1K eines der verwendeten Transistoren lediglich zu 1,3 % in die Differenz der Summenspannungen eingeht. Des weiteren ist es möglich, die Transistoren im Layout der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle derart überkreuz anzuordnen, daß lineare Temperaturgradienten aus beliebiger Richtung die Ausgangsspannung der Referenzspannungsquelle nicht verfälschen können.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden Schaltungsmittel eingesetzt, die die noch verbleibende parabelförmige Temperaturabhängigkeit der erzeugten Referenzspannung kompensieren, so daß die ausgegebene Referenzspannung im Idealfall innerhalb eines 0,03%-Fensters temperaturstabil erzeugt werden kann.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle,
Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer bekannten Referenzspannungsquelle,
Fig. 3 zeigt ein verfeinertes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle, und
Fig. 4 zeigt eine weiter verfeinerte und tatsächlich realisierte Ausgestaltung der in Fig. 3 dargestellten Referenzspannungsquelle der vorliegenden Erfindung.

Bei der in Fig. 1 gezeigten vereinfachten Schaltung, die einem bevorzugten Ausführungsbeispiel einer Referenzspannungsquelle gemäß der vorliegenden Erfindung entspricht, wird wiederum das zuvor beschriebene, an sich bekannte Prinzip verwendet, die Referenzspannung durch Addieren eines Anteils mit negativem Temperaturkoeffizienten und eines Anteil mit positivem Temperaturkoeffizienten zu erzeugen, wobei durch geeignete Schaltungsdimensionierung der negative Temperaturkoeffizient durch den positiven Temperaturkoeffizienten kompensiert werden kann. Gemäß dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel wird jedoch als derjenige Anteil der erzeugten Referenzspannung, der einem positiven Temperaturkoeffizienten unterliegt, die Differenz zweier Summenspannungen aus mehreren Flußspannungen von mit unterschiedlichen Stromdichten durchflossenen pn-Übergängen verwendet. Des weiteren umfaßt der Anteil, der dem negativen Temperaturkoeffizienten unterliegt, die Summe von Flußspannungen mehrerer pn-Übergänge.
Die in Fig. 1 gezeigte Schaltung umfaßt wiederum npn-Transistoren T₁ und T₂, deren Emitterflächen A_E1 und A_E2 im Verhältnis 1:n₁ stehen. Die Transistoren T₁ und T₂ werden mit Kollektorströmen I₁ bzw. I₂ betrieben, die von einer Stromspiegelschaltung S₁ verglichen werden, wobei die Stromstärken dieser Ströme I₁ und I₂ durch die Transistoren T₁ und T₂ vorgegeben sind. Die Ströme I₁ und I₂ stehen zueinander im Verhältnis $m_{1} {=I}_{1} {/I}_{2}$
. Die Basisanschlüsse der Transistoren T₁ und T₂ sind voneinander getrennt an die Emitter weiterer npn-Bipolartransistoren T₃ bzw. T₄ angeschlossen. Die Emitterflächen A_E3 und A_E4 der Transistoren T₃ bzw. T₄ stehen zueinander im Verhältnis 1:n₂. Die Transistoren T₃ und T₄ werden von unterschiedlichen Strömen I₃ und I₄ durchflossen, welche über Widerstände R₃ und R₄ eingestellt werden können. Die Kollektoren der Transistoren T₃ und T₄ sind gemäß Fig. 1 an ein positives Versorgungsspannungspotential V_cc angeschlossen. Die Basisanschlüsse der Transistoren T₃ und T₄ sind miteinander verbunden. Des weiteren sind die Widerstände R₁ und R₂ mit den Transistoren T₁ bzw. T₂ in Übereinstimmung mit der in Fig. 2 gezeigten bekannten Referenzspannungsquelle verschaltet.
Mit dem Widerstand R₃ ist eine Diode D bzw. ein entsprechender pn-Übergang gekoppelt. Die Spannung am Widerstand R₄ entspricht der Differenz aus den Emitter-Basis-Spannungen der Transistoren T₃ und T₄. Damit das Verhältnis der Emitterströme dieser Transistoren temperaturstabil ist, muß auch die Spannung am Widerstand R₃ proportional zu Temperatur sein. Dies wird mit Hilfe der Diode D erreicht, da die Spannung an R₁ proportional zur Temperatur ansteigt und sich die Flußspannungen des Bipolartransistors T₁ und der Diode D nicht wesentlich unterscheiden, so daß die Spannung am Widerstand R₃ wunschgemäß proportional zur Temperatur verläuft.
Bei der in Fig. 1 gezeigten Referenzspannungsquelle wird die gewünschte Referenz- bzw. Ausgangsspannung am gemeinsamen Basisanschluß der Bipolartransistoren T₃ und T₄ abgegriffen. Diese Ausgangsspannung entspricht der Summenspannung aus den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T₃ und T₁ sowie der am Knotenpunkt zwischen den Widerständen R₁ und R₂ anliegenden Spannung. Die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T₃ und T₁ besitzen bekanntermaßen einen negativen Temperaturkoeffizienten von ca. -2mV/K. Die am Knotenpunkt zwischen den Widerständen R₁ und R₂ anliegende Spannung wird von den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T₁-T₄ bestimmt und entspricht insbesondere der Differenz einer ersten Spannung, welche von der Summe der Flußspannungen der mit einer hohen Stromdichte durchflossenen Transistoren T₁ und T₃ abhängt, und einer zweiten Spannung, die von der Summe der Flußspannungen der mit einer geringen Stromdichte durchflossenen Bipolartransistoren T₂ und T₄ abhängt. Das heißt die am Knotenpunkt zwischen den Widerständen R₁ und R₂ anliegende Spannung hängt von der Differenz zwischen der Summe der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T₁ und T₃ und der Summe der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T₂ und T₄ ab. Durch geeignete Dimensionierung der in Fig. 1 gezeigten Bauelemente bzw. der den einzelnen Bipolartransistoren zugeführten Ströme kann erreicht werden, daß die am knotenpunkt zwischen den Widerstanden R₁ und R₂ anliegende Differenzspannung einen derartigen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, welche den negativen Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Spannungen der Bipolartransistoren T₃ und T₁ kompensiert. In diesem Fall muß der positive Temperaturkoeffizient der am Widerstand R₁ abfallenden Differenzspannung so hoch wie der negative Temperaturkoeffizient der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T₃ und T₁ sein und demzufolge ca. +4mV/K betragen. Somit muß bei Raumtemperatur (300K) an R₁ ein Spannungsabfall von ca. 1,2V auftreten, so daß die schließlich am gemeinsamen Basisanschluß der Bipolartransistoren T₃ und T₄ abgegriffene Ausgangsspannung in etwa 2,5V (=1,2V + 2x650mV) beträgt, was doppelt so hoch wie bei der in Fig. 2 gezeigten bekannten Referenzspannungsquelle ist, so daß es sich bei der in Fig. 1 gezeigten Referenzspannungsquelle im Prinzip um eine Doppel-Bandgap-Referenzspannungsquelle handelt.
Die an der gemeinsamen Basis der Transistoren T₃ und T₄ anliegende Spannung von ca. 2,5 V ist für die meisten Anwendungen ausreichend hoch, so daß im Prinzip der Einsatz eines Spannungsteilers mit Widerständen R₅ und R₆ zum Hochmultiplizieren der Referenzspannung entfallen kann. Daher ist bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung der Spannungsteiler mit den Widerständen R₅ und R₆ lediglich gestrichelt dargestellt.
Selbstverständlich kann die in Fig. 1 gezeigte Schaltung auf einfache Weise dahingehend abgewandelt werden, daß nicht nur die Differenz aus zwei Summenspannungen gebildet wird, sondern daß durch den Einsatz einer entsprechend größeren Anzahl von Bipolartransistoren die Differenz aus mehreren Summenspannungen gebildet wird, wobei jeder dieser Summenspannungen einer Addition von sogar drei oder mehr Flußspannungen von mit unterschiedlichen Stromdichten durchflossenen pn-Übergängen entspricht. Auf diese Weise kann die in Fig. 1 gezeigte Schaltung derart abgewandelt werden, daß an dem Basisanschluß des Transistors T₃ allgemein eine Spannung abgegriffen wird, die einem Mehrfachen des Bandabstands von Silizium entspricht.
Hinsichtlich der in Fig. 1 gezeigten Schaltung ist zu bemerken, daß der Emitterstrom des Bipolartransistors T₄ sehr klein gewählt werden kann, da der in sperrschichtisolierten Bipolartechnologien größte thermische Leckstrom vom Kollektor eines jeden npn-Transistors zum Substrat im vorliegenden Fall nicht in den Emitterstrom des entsprechenden npn-Transistors eingeht. Betragen beispielsweise die Emitterströme der Bipolartransistoren T₃ und T₄ 10 µA bzw. 0,5 µA (Verhältnis 1:20), die Emitterflächenverhältnisse n₁ und n₂ jeweils 4 und sind die Kollektorströme I₁, I₂ der Bipolartransistoren T₁, T₂ gleich groß (d.h. m₁=1), beträgt die zuvor erläuterte Differenzspannung der Summen der einzelnen Flußspannungen ca. 150 mV. Eine Abweichung der Temperatur eines der Bipolartransistoren T₁ - T₄ um 1K geht nur noch zu 1,3 % in dieser Differenzspannung ein, so daß die in Fig. 1 gezeigte Referenzspannungsschaltung weniger empfindlich gegenüber Temperaturschwankungen bzw. Temperaturgradienten ist. Zudem ist es einfacher, die in Fig. 1 gezeigten Transistoren im Layout der tatsächlich realisierten Schaltung so überkreuz anzuordnen, daß lineare Temperaturgradienten aus beliebiger Richtung die Ausgangsspannung am gemeinsamen Basisanschluß der Bipolartransistoren T₃ und T₄ nicht verfälschen können.
Durch eine geschickte Wahl der einzelnen in Fig. 1 gezeigten Komponenten kann das Widerstandsverhältnis R₁:R₂ auf 4:1 festgelegt werden. Dies ist ein Verhältnis, welches sich besonders genau einstellen läßt. Der Stromspiegel S₁ kann besonders genau gefertigt werden, wenn das Stromverhältnis I₁:I₂ 1:1 beträgt, d. h. m₁=1.
Wie bei der in Fig. 2 gezeigten bekannten Referenzspannungsquelle ist auch bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung wieder ein Stellglied ST mit dem Ausgangsanschluß des Stromspiegels S₁ gekoppelt, welches abhängig von dem Vergleichsergebnis des Stromspiegels S1 angesteuert wird, um bei einer ungleichmäßigen Belastung dieses Ausgangsanschlusses eine Nachregelung der Ausgangsspannung V_ref zu ermöglichen.
Anhand Fig. 1 wurde das der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende allgemeine Prinzip erläutert. Hingegen zeigt Fig. 3 ein verfeinertes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Referenzspannungsquelle, wobei die sich entsprechenden Bauteile mit denselben Bezugszeichen versehen sind und auf eine wiederholte Beschreibung dieser Bauteile verzichtet wird.
Gemäß Fig. 3 wird eine weitere Stromspiegelschaltung S₂ verwendet, die Kollektorströme I₇ bzw. I₈ von weiteren Transistoren T₇ und T₈ vergleicht und abhängig von dem Vergleichsergebnis das Stellglied ST ansteuert. Diese Bipolartransistoren T₃ und T₄ bilden eine Verstärkerstufe, um die Stromaufnahme der in Fig. 3 gezeigten Referenzspannungsquelle möglichst gering zu halten. Beim Stromspiegel S₁ entsprechen die Eingänge den Ausgängen und sind mit den Basisanschlüssen der Transistoren T₇ und T₈ verbunden. Ein weiterer npn-Bipolartransistor T₅ dient zusammen mit einer weiteren Stromspiegelschaltung S₃ zum Kompensieren der durch den Basisstrom des Transistors T₂ entstehenden Fehler. Durch den Einsatz des in Fig. 3 gezeigten npn-Bipolartransistors T₆ kann erreicht werden, daß sich die thermischen Leckströme der Bipolartransistoren T₁ und T₅ von ihren Kollektoren zum Substrat gegenüber den thermischen Leckströmen der Bipolartransistoren T₂ und T₆ aufheben, falls das Übersetzungsverhältnis des Stromspiegels S₁ 1:1 beträgt. Der Bipolartransistor T₅ besitzt eine der Emitterfläche des Bipolartransistors T₂ entsprechende Emitterfläche, während der Bipolartransistor T₆ eine der Emitterfläche des Bipolartransistors T₁ entsprechende Emitterfläche aufweist, d.h. die Emitterfläche des Bipolartransistors T₅ ist n₁-mal so groß wie die Emitterfläche des Bipolartransistors T₆.
Mit dem Widerstand R₃ ist eine Schaltungsanordnung gekoppelt, welche neben der bereits in Fig. 1 dargestellten Diode D entsprechend Fig. 3 verschaltete Widerstände R₇ - R₉ sowie einen weiteren Bipolartransistor T₉ aufweist. Diese Schaltungsanordnung funktioniert folgendermaßen. Bei tiefen Temperaturen ist der Stromfluß über den Widerstand R₃ am kleinsten und die Flußspannungen sämtlicher pn-Übergänge sind so hoch, daß im wesentlichen die Widerstände R7 und R8 das Verhalten dieser Schaltungsanordnung bestimmen. Bei mittleren Temperaturen dominiert der über die Diode D und den Widerstand R₉ führende Pfad, wobei in diesem Fall der Widerstand des Ersatzschaltbildes dieser Schaltungsanordnung aufgrund der Parallelschaltung von R₈ und R₇ zu R₉ kleiner ist und die Diodenspannung um den Faktor (R₈+R₇)/(R₇+R₈+R₉) heruntergeteilt wird. Bei hohen Temperaturen dominiert hingegen der über den Transistor T₉ führende Pfad, wobei das Ersatzschaltbild eine um den Faktor (R₇+R₈)/R₇ heraufgesetzte Diodenflußspannung ohne Serienwiderstand aufweist. Damit ergibt sich am Kollektor des Bipolartransistors T₉ ein abschnittsweise linearer Temperaturgang, der näherungsweise gemäß einer Parabelfunktion verläuft, so daß bei richtiger Dimensionierung dieser Schaltungsanordnung die trotz der Temperaturstabilisierung in Folge der Differenzspannungsbildung noch verbleibende parabelförmige Temperaturabhängigkeit der Referenzspannung ausgeglichen werden kann. Die erzeugte Referenzspannung kann somit im Idealfall innerhalb eines 0,03%-Fensters temperaturstabil erzeugt werden. Schließlich ist in Fig. 3 zudem ein Spannungsteiler mit Widerständen R₅ und R₆ an den gemeinsamen Basisanschluß der Transistoren T₃ und T₄ angeschlossen, um die Basisspannung dieser Transistoren hochzumultiplizieren und die gewünschte Referenzspannung V_ref zu erhalten.
Fig. 4 zeigt ein Beispiel einer auf einem Testchip realisierten Doppel-Bandgap-Referenzspannungsquelle gemäß der vorliegenden Erfindung. Dabei sind wiederum diejenigen Bauteile, die den in Fig. 3 gezeigten Bauteilen entsprechen, mit denselben Bezugszeichen versehen und werden nicht erneut erläutert.
Gemäß Fig. 4 bilden zwei p-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren M₁ und M₂ den in Fig. 3 gezeigten Stromspiegel S₁, wobei der gemeinsame Gateanschluß dieser Transistoren M₁ und M₂ an den gemeinsamen Emitteranschluß der Transistoren T₇ und T₈ gelegt ist. Der in Fig. 3 gezeigte Stromspiegel S₃ umfaßt p-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren M₃ - M₆ sowie n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren M₇ - M₁₀. Die Stromspiegelschaltung S₂ ist hingegen durch einen pnp-Bipolartransistor T₁₁ realisiert. Gemäß Fig. 4 entspricht das Bezugspotential der Stromspiegel S₁ und S₃ dem Eingangspotential des Stellglieds ST, welches durch einen Stelltransistor M₁₁ realisiert ist. Des weiteren ist das Bezugspotential des Stromspiegels S₂ mit dem Bezugspotential des Stelltransistors M₁₁ verbunden. Der zuvor beschriebene Zusammenhang der Bezugspotentiale ist jedoch nicht zwingend erforderlich.
Der zusätzlich in Fig. 4 gezeigte Widerstand R₁₀ dient zur Kompensation des thermischen Leckstroms des Widerstands R₄. Die Bauelemente T₁₂, T₁₃, C₁ - C₃ und R₁₁ dienen zur Stabilisierung der Schaltung.
Schließlich ist die in Fig. 3 gezeigte Diode D durch den pn-Übergang eines weiteren Bipolartransistors T₁₀ realisiert, dessen Basis-Kollektor-Strecke kurzgeschlossen ist. Ansonsten entspricht die Funktionsweise der in Fig. 4 gezeigten Referenzspannungsquelle derjenigen der in Fig. 1 und 3 gezeigten Schaltungen.

Claims

Referenzspannung-Erzeugungsschaltung,
mit ersten Schaltungsmitteln (T₁, T₃) zum Erzeugen einer ersten Spannung, die einem negativen Temperaturkoeffizienten unterliegt, und

mit zweiten Schaltungsmitteln (T₁ - T₄, R₁ - R₄) zum Erzeugen einer Differenzspannung aus einer zweiten Spannung und einer dritten Spannung, wobei die zweite Spannung und die dritte Spannung jeweils von Flußspannungen entsprechender pn-Übergänge abgeleitet sind und die Differenzspannung einem positiven Temperaturkoeffizienten unterliegt,
wobei die Referenzspannung (V_ref) als Summe aus der ersten Spannung der ersten Schaltungsmittel (T₁, T₃) und der Differenzspannung der zweiten Schaltungsmittel (T₁ - T₄, R₁ - R₄) abgreifbar ist,
dadurch gekennzeichnet,

daß die ersten Schaltungsmittel (T₁, T₃) derart ausgestaltet und angeordnet sind, daß sie die erste Spannung aus einer Summenspannung von mindestens zwei Flußspannungen entsprechender pn-Übergänge ableiten, und daß die zweiten Schaltungsmittel (T₁ - T₄, R₁ - R₄) derart ausgestaltet und angeordnet sind, daß sie die zweite Spannung bzw. die dritte Spannung aus einer ersten bzw. zweiten Summenspannung von jeweils mindestens zwei Flußspannungen entsprechender pn-Übergänge ableiten und daraus die Differenzspannung erzeugen.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Schaltungsmittel (T₁ - T₄, R₁ - R₄) derart ausgestaltet und angeordnet sind, daß sie die zweite Spannung bzw. die dritte Spannung aus einer ersten Summenspannung bzw. einer zweiten Summenspannung von jeweils mindestens zwei Flußspannungen von entsprechenden mit unterschiedlichen Stromdichten durchflossenen pn-Übergängen ableiten.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Schaltungsmittel erste, zweite, dritte bzw. vierte Bipolartransistoren (T₁ - T₄) umfassen, welche mit einer ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Stromdichte durchflossen werden und derart verschaltet sind, daß die zweite Spannung aus der Summenspannung der Flußspannungen des ersten und dritten Bipolartransistors (T₁, T₃) und die dritte Spannung aus der Summenspannung der Flußspannungen des zweiten und vierten Bipolartransistors (T₂, T₄) abgeleitet ist, wobei der erste und dritte Bipolartransistor (T₁, T₃) mit einer höheren Stromdichte als der zweite und vierte Bipolartransistor (T₂, T₄) durchflossen wird, und daß der erste und dritte Bipolartransistor (T₁, T₃) zugleich Bestandteil der ersten Schaltungsmittel derart ist, daß die erste Spannung aus der Summenspannung der Flußspannungen des ersten und dritten Bipolartransistors (T₁, T₃) abgeleitet ist.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Emitterfläche des zweiten Bipolartransistors (T₂) einem Vielfachen der Emitterfläche des ersten Bipolartransistors (T₁) und die Emitterfläche des vierten Bipolartransistors (T₄) einem Vielfachen der Emitterfläche des dritten Bipolartransistors (T₃) entspricht.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 3 oder 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß dem Kollektor des ersten Bipolartransistors (T₁) ein erster Strom, dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors (T₂) ein zweiter Strom, dem Kollektor des dritten Bipolartransistors (T₃) ein dritter Strom und dem Kollektor des vierten Bipolartransistors (T₄) ein vierter Strom zugeführt ist,

daß die Basis des ersten Bipolartransistors (T₁) mit dem Emitter des dritten Bipolartransistors (T₃) und der Emitter des ersten Bipolartransistors (T₁) über einen ersten Widerstand (R₁) mit einem negativen Versorgungsspannungsanschluß sowie über einen zweiten Widerstand (R₂) mit dem Emitter des zweiten Bipolartransistors (T₂) verbunden ist,

daß die Basis des zweiten Bipolartransistors (T₂) mit dem Emitter des vierten Bipolartransistors (T₄) verbunden ist, wobei der Knotenpunkt zwischen der Basis des ersten Bipolartransistors (T₁) und dem Emitter des dritten Bipolartransistors (T₃) über einen dritten Widerstand (R₃) mit dem negativen Versorgungsspannungsanschluß sowie über einen vierten Widerstand (R₄) mit dem Knotenpunkt zwischen der Basis des zweiten Bipolartransistors (T₂) und dem Emitter des vierten Bipolartransistors (T₄) verbunden ist, und daß die Basis des dritten Bipolartransistors (T₃) mit der Basis des vierten Bipolartransistors (T₄) verbunden ist, so daß die Summenspannung aus den Basis-Emitter-Spannungen des dritten Bipolartransistors (T₃) und des ersten Bipolartransistors (T1) der ersten Spannung und die am ersten Widerstand (R₁) abfallende Spannung der Differenzspannung entspricht und an der Basis des dritten Bipolartransistors (T₃) die Referenzspannung (V_ref) abgegriffen werden kann.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Emitterfläche des zweiten Bipolartransistors (T₂) in etwa viermal so groß wie die Emitterfläche des ersten Bipolartransistors (T₁) und die Emitterfläche des vierten Bipolartransistors (T₄) in etwa viermal so groß wie die Emitterfläche des dritten Bipolartransistors (T₃) ist,

daß der dem ersten Bipolartransistor (T₁) zugeführte erste Strom in etwa genauso groß wie der dem zweiten Bipolartransistor (T₂) zugeführte zweite Strom ist, und

daß der erste Widerstand (R₁) in etwa viermal so groß wie der zweite Widerstand (R₂) ist.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 5 oder 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß der dem dritten bzw. vierten Bipolartransistor (T₃, T₄) zugeführte dritte bzw. vierte Strom sowie der dritte und vierte Widerstand (R₃, R₄) derart bemessen sind, daß der Emitterstrom des vierten Bipolartransistors (T₄) deutlich kleiner als der Emitterstrom des dritten Bipolartransistors (T₃) ist.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7,
gekennzeichnet durch
eine Stromspiegelschaltung (S₁), welche einerseits an einem positiven Versorgungsspannungsanschluß angeschlossen ist und andererseits den dem ersten Bipolartransistor (T₁) zugeführten ersten Strom und den dem zweiten Bipolartransistor (T₂) zugeführten zweiten Strom liefert.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein fünfter Bipolartransistor (T₅) zwischen die Stromspiegelschaltung (S₁) und den Kollektor des ersten Bipolartransistors (T₁) geschaltet ist, und

daß zwischen die Basis des fünften Bipolartransistors (T₅) und den Knotenpunkt zwischen der Basis des zweiten Bipolartransistors (T₂) und dem Emitter des vierten Bipolartransistors (T₄) eine weitere Stromspiegelschaltung (S₃) geschaltet ist.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen die Stromspiegelschaltung (S₁) und den Kollektor des zweiten Bipolartransistors (T₂) ein sechster Bipolartransistor (T₆) mit kurzgeschlossener Basis-Kollektor-Strecke geschaltet ist.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Emitterfläche des sechsten Bipolartransistors (T₆) in etwa der Emitterfläche des ersten Bipolartransistors (T₁) und die Emitterfläche des fünften Bipolartransistors (T₅) in etwa der Emitterfläche des zweiten Bipolartransistors (T₂) entspricht und das Übersetzungsverhältnis der Stromspiegelschaltung (S₁) 1:1 ist.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine weitere Stromspiegelschaltung (S₂) vorgesehen ist, welche an einem positiven Versorgungsspannungsanschluß (V_cc) angeschlossen ist und den dem dritten Bipolartransistor (T₃) zugeführten dritten Strom und den dem vierten Bipolartransistor (T₄) zugeführten vierten Strom liefert, und

daß zwischen die weitere Stromspiegelschaltung (S₂) und die Kollektoren des dritten bzw. vierten Bipolartransistors (T₃, T₄) eine Verstärkerschaltung (T₇, T₈) geschaltet ist.
Bezugsspannung-Referenzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet durch
dritte Schaltungsmittel (D, T₉, R₇ - R₉) zum Kompensieren einer parabelförmigen Temperaturabhängigkeit der von den zweiten Schaltungsmitteln (T₃, R₃) erzeugten Referenzspannung (V_ref).
Bezugsspannung-Referenzschaltung nach Anspruch 13 und einem der Ansprüche 5 bis 12,
dadurch gekennzeichnet,
daß die dritten Schaltungsmittel (D, T₉, R₇ - R₉) eine zwischen den dritten Widerstand (R₃) und den negativen Versorgungsspannungsanschluß geschaltete Diode (D) umfassen.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach Anspruch 14,
dadurch gekennzeichnet,
daß die dritten Schaltungsmittel eine zwischen den dritten Widerstand (R₃) und den negativen Versorgungsspannungsanschluß geschaltete Parallelschaltung aus einer Serienschaltung eines Widerstands (R₉) mit der Diode (D) und einer Serienschaltung zweier weiterer Widerstände (R₇, R₈) umfassen, wobei ein weiterer Bipolartransistor (T₉) mit seinem Hauptstrompfad parallel zu den beiden weiteren Widerständen (R₇, R₈) und mit seiner Basis an den Knotenpunkt zwischen die beiden weiteren Widerständen (R₇, R₈) angeschlossen ist.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die ersten Schaltungsmittel Verstärkermittel (R₅, R₆) zum Verstärken der Referenzspannung (V_ref) umfassen.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 12 und Anspruch 16,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Verstärkermittel einen an der Basis des dritten Bipolartransistors (T₃) angreifenden Spannungsteiler (R₅, R₆) umfassen.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die ersten und zweiten Schaltungsmittel (T₁ - T₄, R₁ -R₄) derart ausgestaltet sind, daß die als Summe der ersten Spannung der ersten Schaltungsmittel (T₃, T₁) und der Differenzspannung der zweiten Schaltungsmittel (T₁-T₄) erzeugte Referenzspannung (V_ref) in etwa 2,5 V beträgt.
Referenzspannung-Erzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß Regelungsmittel (ST, M₁₁) vorgesehen sind, um die von der Referenzspannung-Erzeugungsschaltung an einem Ausgangsanschluß ausgegebene Referenzspannung (V_ref) bei einer ungleichmäßigen Belastung des Ausgangsspannungsanschlusses konstant zu halten.