DE102011001346B4

DE102011001346B4 - Rauscharme Bandlückenreferenzen

Info

Publication number: DE102011001346B4
Application number: DE102011001346.6A
Authority: DE
Inventors: Robert L. Vyne
Original assignee: Maxim Integrated Products Inc
Current assignee: Maxim Integrated Products Inc
Priority date: 2010-03-31
Filing date: 2011-03-17
Publication date: 2020-02-20
Anticipated expiration: 2031-03-18
Also published as: CN102207741B; US20110241646A1; CN102207741A; US8421433B2; DE102011001346A1

Abstract

Bandlückenspannungsreferenz, die Folgendes umfasst:mehrere kaskadierte PTAT-Spannungsschaltungen und mehrere erste Stromquellen, wobei jede Schaltung erste bis vierte Transistoren (QN1, QN2, QN3, QN4) des gleichen Leitfähigkeitstyps aufweist, die jeweils einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor aufweisen, wobei die Basis des ersten Transistors (QN1) mit einer gemeinsamen Verbindung des Emitters des zweiten Transistors (QN2) und des Kollektors des vierten Transistors (QN4) verbunden ist, die Basis des vierten Transistors (QN4) mit einer gemeinsamen Verbindung des Emitters des dritten Transistors (QN3) und des Kollektors des ersten Transistors (QN1) verbunden ist, der Kollektor des dritten Transistors (QN3) mit einer gemeinsamen Verbindung der Basen des dritten und des zweiten Transistors (QN3, QN2) und mit einer jeweiligen ersten Stromquelle verbunden ist;Schaltungen zum Zuführen von Strom (IB) zum Kollektor des zweiten Transistors (QN2);wobei die Emitterfläche (NA) des dritten Transistors (QN3) größer ist als die Emitterfläche (A) des ersten Transistors (QN1) und die Emitterfläche (NA) des vierten Transistors (QN4) größer ist als die Emitterfläche (A) des zweiten Transistors (QN2);mehrere zweite Stromquellen;wobei der Emitter des ersten Transistors (QN1) der ersten kaskadierten PTAT-Spannungsschaltung mit einem Stromversorgungsanschluss verbunden ist, wobei der Emitter des vierten Transistors (QN4) der letzten kaskadierten PTAT-Spannungsschaltung mit dem Stromversorgungsanschluss über eine letzte der mehreren zweiten Stromquellen gekoppelt ist und der Ausgabe einer PTAT-Ausgangsspannung dient;wobei der Emitter der vierten Transistoren (QN4) in allen kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen - mit Ausnahme der letzten - mit dem Stromversorgungsanschluss durch eine jeweilige der zweiten Stromquellen und mit dem Emitter des ersten Transistors (QN1) der nächsten der kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dassdie Schaltungen zum Zuführen von Strom (IB) zum Kollektor der zweiten Transistoren (QN2) eine Spannungsquelle ist und dassdie Bandlückenreferenz des Weiteren mehrere erste Widerstände (R6, R7) umfasst, wobei der zweite Transistor (QN2) aller kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen mit Ausnahme der letzten durch einen jeweiligen der ersten Widerstände mit der Spannungsquelle verbunden ist, wobei die ersten Widerstände (R6, R7) jeweils einen jeweiligen Widerstandswert aufweisen, der so ausgewählt ist, dass eine Kollektor-Basis-Spannung von null für die zweiten Transistoren (QN2) aller kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen erzeugt wird.

Description

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Bandlückenspannungsreferenzen.
Stand der Technik
Rauscharme Bandlückenreferenzen sind seit Langem ein Ziel der Industrie, über das in Fachblättern schon oft geschrieben wurde.
Es ist allgemein bekannt, dass eine Bandlückenreferenz durch Addieren zweier Spannungen erzeugt wird: einer Bipolartransistor-Vbe und einer Delta-Vbe. Die Vbe hat einen negativen TC, und die Delta-Vbe hat einen positiven TC. Wenn diese Spannungen addiert werden und ihre Summe gleich der Bandlückenspannung, ungefähr 1,2 V, ist, so ist der TC der Summe der Spannungen nahe null.
Da die Vbe in der Regel nahe bei 600 mV liegt, bedeutet das, dass die Delta-Vbe ebenfalls in der Größenordnung von 600 mV liegt. Diese 600 mV der Delta-Vbe lassen sich nur schwer mit einem einzigen Transistorenpaar erzeugen, weil es dafür sehr großer Transistorverhältnisse bedarf. Die meisten Bandlückenreferenzen verwenden einen Verstärker, um diese Transistorverhältnisse anzuheben. Hat man zum Beispiel ein 10A-zu-A-Transistor-Emitterflächenverhältnis (60 mV), so würde man einen Verstärker mit einer Verstärkung von etwa 10 verwenden, um auf 600 mV zu kommen. Man könnte diese dann zu einer Vbe von 600 mV addieren, um die Bandlückenspannung von 1,2 V zu erhalten. Das funktioniert sehr gut, aber das Problem bei dieser Vorgehensweise ist, dass das Rauschen ebenfalls um 10 verstärkt wird, was in einigen Fällen unerwünscht ist.
Das US-Patent US 5 834 926 A an Kadanka zeigt, dass das Rauschen geringer wird, wenn man mehrere Verbindungen von Bipolar-Bauelementen verwendet, um die Delta-Vbe zu vervielfachen, und dann das Ergebnis verstärkt. Wenn man zum Beispiel zwei 10A-zu-A-Bauelemente und dann ein weiteres 10A-zu-A-Bauelement verbinden kann, so hätte man 120 mV Delta-Vbe, und eine Verstärkung von nur 5 wäre nötig, um die etwa 600 mV zu erreichen. Das Rauschen wäre in diesem Fall geringer. Das geschieht auch in den gestapelten Bandlückenreferenzen, die etwa 1,2 V Vbe und 1,2 V Delta-Vbe verwenden, um eine Ausgangsspannung von etwa 2,4 V zu erhalten. Eines der Probleme hier ist, dass man beim Stapeln von Bauelementen an den Punkt kommen kann, wo nicht mehr genug Übersteuerungsreservespannung vorhanden ist, was für einen Niederspannungsbetrieb unzweckmäßig ist.
Eine besonders gut bekannte Bandlückenreferenz wird üblicherweise als die Brokaw-Bandlückenreferenz bezeichnet. 1 zeigt das Schaltbild der grundlegenden Brokaw-Bandlückenreferenz. Diese Figur zeigt die Grundschaltung der Referenz. In dieser Schaltung sind die Widerstände R1 und R2 gleiche Widerstände, während der Emitter von Transistor T1 viel größer ist als der Emitter von Transistor T2. Die Eingänge von Verstärker A sind mit den Widerständen R1 und R2 verbunden. Der Ausgang von Verstärker A ist die Referenzspannung Vref, die auch in die Basen der Transistoren T1 und T2 eingespeist wird. Dadurch sucht der Ausgang des Verstärkers A einen solchen Spannungsausgang Vref, dass die Kollektorspannungen für die Transistoren T1 und T2 gleich sind, d. h. dergestalt, dass die Spannungen an den beiden Widerständen R1 und R2 und der Strom durch die beiden Widerstände R1 und R2 gleich sind. Jedoch sind die Transistoren T1 und T2 nicht von gleicher Größe, wobei der Transistor T1 viel größer ist als der Transistor T2, in der Regel in der Größenordnung des Zehnfachen der Größe von Transistor T2. Das heißt, obgleich die Ströme in den beiden Transistoren gleich sind, hat Transistor T1 aufgrund seiner niedrigeren Stromdichte eine niedrigere Basis-Emitter-Spannung als Transistor T2. Da die Basen der Transistoren T1 und T2 beide mit der Ausgangsspannung Vref gekoppelt sind, liegt die Differenz ihrer Basis-Emitter-Spannungen am Widerstand R3 an. Somit ist der Strom durch den Widerstand R3 gleich der Differenz der Basis-Emitter-Spannungen zwischen Transistor T2 und Transistor T1, geteilt durch den Widerstandswert von Widerstand R3. Weil des Weiteren die Widerstände R1 und R2 gleich sind, werden die Ströme durch die Widerstände R1 und R2 und die Transistoren T1 und T2 durch die Rückkopplung des Ausgangs von Verstärker A einander angeglichen, und der Strom durch den Widerstand R4 ist zweimal so groß wie der Strom durch den Widerstand R3. Nach dem Ebers-Moll-Modell eines Transistors hat die Differenz der Basis-Emitter-Spannungen zweier Transistoren (pn-Übergänge), die mit verschiedenen Stromdichten arbeiten, einen positiven Temperaturkoeffizienten, während die Basis-Emitter-Spannung (pn-Übergang) eines einzelnen Transistors einen negativen Temperaturkoeffizienten hat. Weil der Strom durch den Widerstand R3 einen positiven Temperaturkoeffizienten (PTAT) hat und der Strom durch den Transistor T2 gleich dem Strom durch den Widerstand R3 ist, hat die Spannung am Widerstand R4 ebenfalls einen positiven Temperaturkoeffizienten (PTAT). Das heißt, wenn man dem Weg vom Erdungsanschluss durch den Widerstand R4 und der Emitter-Basis-Spannung von Transistor T2 folgt, so kann man erkennen, dass die Ausgangsspannung Vref die Summe der PTAT-Spannung am Widerstand R4 und der negativen Temperaturkoeffizientenspannung (CTAT) vom Emitter zur Basis von Transistor T2 ist. Durch die zweckmäßige Auswahl von Bauelementwerten kann die Ausgangsspannung Vref an die Bandlückenspannung des Halbleitermaterials (Silizium) mit sehr geringer Temperaturempfindlichkeit oder Stromversorgungsempfindlichkeit in der Ausgangsspannung Vref angeglichen werden.
Eine Brokaw-Bandlückenreferenz kann auch realisiert werden, indem man die Transistoren T1 und T2 von gleicher Emitterfläche, aber mit ungleichen Widerständen R1 und R2 verwendet. Gleichermaßen sind auch Schaltungen bekannt, die pn-Übergangs-Dioden anstelle von Transistoren verwenden und/oder die drei Bauelemente verwenden: zwei zum Erzeugen der PTAT-Spannung (die Differenz der Spannung an zwei pn-Übergängen, die mit verschiedenen Stromdichten arbeiten), und ein drittes Bauelement zum Erzeugen des negativen Temperaturkoeffizienten eines pn-Übergangs.
An der grundlegenden Brokaw-Bandlückenreferenz sind inzwischen zahlreiche Veränderungen und Verbesserungen vorgenommen worden. Zu diesen Veränderungen und Verbesserungen gehören Techniken für eine Krümmungskorrektur zum Verringern der verbleibenden Temperaturempfindlichkeit, zum Erweitern des Temperaturbereichs, über den eine bestimmte Temperaturempfindlichkeit erreicht wird, zum Reduzieren von Rauschen und zum Erreichen ähnlicher Spannungsreferenzen unter Einsatz von Feldeffekt-Bauelementen. Siehe zum Beispiel die US-Patente US 5 051 686 A , US 5 619 163 A , US 6 462 526 B1 , US 6 563 370 B2 , US 6 765 431 B1 und US 7 301 389 B2 die alle an den Zessionar der vorliegenden Erfindung übertragen wurden.
Bei einer Brokaw-Bandlückenreferenz liegt die Differenz von pn-Übergangsspannungen (Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren T1 und T2 in 1), die mit verschiedenen Stromdichten arbeiten, in der Regel in der Größenordnung eines Zehntels der Spannung, die benötigt wird, um eine pn-Übergangsspannung zu dem negativen Temperaturkoeffizienten hinzuzufügen, um die gewünschte temperaturunempfindliche Bandlückenspannung von ungefähr 1,23 Volt zu erzeugen. Genauer gesagt, liegt die Differenz der Spannung zweier pn-Übergänge, die mit verschiedenen Stromdichten arbeiten, in der Größenordnung von 60 Millivolt (in Abhängigkeit vom Stromdichteverhältnis), während die pn-Übergangsspannung in der Größenordnung von 600 Millivolt liegt. Dementsprechend muss die Differenz der pn-Übergangsspannungen der beiden pn-Übergänge, die mit verschiedenen Stromdichten arbeiten, um ungefähr 10 zu 1 spannungsverstärkt werden, was wiederum das Rauschen verstärkt, das durch die beiden Transistoren erzeugt wird. Das heißt, obgleich Bandlückenreferenzen vom Brokaw-Typ nach wie vor ein weites Anwendungsfeld finden, besteht ein zunehmender Bedarf an Bandlückenreferenzen mit verbesserter Leistung, die insbesondere ein deutlich reduziertes Ausgangsrauschen aufweisen.
Aus der US 2009 / 0 039 949 A1 ist eine Bandlückenspannungsreferenzschaltung bekannt, die nicht auf den Einsatz von Widerständen oder Regelkreisen zurückgreift und somit ein verbessertes Rauschverhalten bei absoluter Stabilität, ohne Anlaufprobleme und niedrigem Eingangsspannungsbetrieb erreichen möchte. Teilschaltungen, die aus vier miteinander verbundenen Transistoren unterschiedlicher Verbindungsbereiche bestehen, werden verwendet, um differentielle Basis-Emitter-Spannungsquellen mit Größen zu erzeugen, die im direkten Verhältnis zur absoluten Temperatur variieren. Die Spannungen aus mehreren dieser Teilschaltungen werden ohne Widerstände kombiniert, um eine Spannungsquelle zu schaffen, die proportional zur absoluten Temperatur ist. Durch eine bestimmte Wahl der Transistor-Übergangsflächenverhältnisse und der Anzahl der zu summierenden Teilschaltungen ergibt sich aus der Kombination der komplementären und proportionalen Spannungsreferenzen eine Bandlückenspannungsreferenz, die bei Temperaturschwankungen nahezu konstant ist.
Aus der US 2006 / 0 250 178 A1 ist eine Bandlückenschaltung bekannt, welche eine Vielzahl von Zellen umfasst, die sequentiell verbunden sind, um die Summierung einer Basis-Emitter-Spannung ΔVBE jeder Zelle mit geringem Rauschen bereitzustellen. Jede Zelle ist aus einer Vielzahl von NPN-Bipolartransistoren gebildet. Die Transistoren bilden einen Verstärker, der eine Spannung erzeugt, die proportional zur absoluten Temperatur ist. Eine Zelle besteht aus vier Transistoren und einem Widerstand.
Figurenliste

1 ist eine Schaltungszeichnung für eine Brokaw-Bandlückenreferenz des Standes der Technik.
2 ist eine Schaltungszeichnung für eine Xpl-Schleife, die in Bandlückenreferenzen gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
3 veranschaulicht eine Kaskadierung mehrerer Xpl-Schleifen, jeweils gemäß 2.
4-1 und 4-2 sind Schaltbilder einer beispielhaften Ein-Bandlückenspannungsreferenz, welche die Kaskadierung mehrerer Xpl-Schleifen gemäß 3 verwendet.
5 ist ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Summierverstärkers zum Summieren einer VBE (QN5) mit der PTAT-Ausgangsspannung der kaskadierten Xpl-Schleifen, alle gemäß der Ausführungsform der 4-1 und 4-2.
6-1 bis 6-3 zeigen ein Schaltbild einer beispielhaften Zwei-Bandlückenspannungsreferenz, die die Kaskadierung einer größeren Anzahl von Xpl-Schleifen verwendet.
7-1 und 7-2 zeigen ein Schaltbild ähnlich dem der 4-1 und 4-2, wo aber aktive Stromquellen anstelle von Widerständen an jeder Xpl-Schleife und jedem Summierverstärkerausgang verwendet werden.
8-1 bis 8-3 zeigen ein Schaltbild einer beispielhaften Zwei-Bandlückenspannungsreferenz, die die Kaskadierung einer größeren Anzahl von Xpl-Schleifen verwendet, wo aber aktive Stromquellen anstelle von Widerständen an jedem Xpl-Schleifenausgang verwendet werden.
9 ist eine Figur ähnlich 3, wo aber Dioden verwendet werden (diodenverbundene Transistoren für beide Transistoren QN2 und QN3).
10-1 und 10-2 zeigen ein Schaltbild ähnlich dem der 4-1 und 4-2, wo aber zwei Dioden (diodenverbundene Transistoren) in jeder Xpl-Schleife verwendet werden.
11-1 bis 11-3 zeigen ein Schaltbild ähnlich dem der 6-1 bis 6-3, wo aber zwei Dioden (diodenverbundene Transistoren) in jeder Xpl-Schleife verwendet werden.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Wenden wir uns nun 2 zu, wo ein Baustein der vorliegenden Erfindung zu sehen ist. Die gezeigte Schaltung wird im vorliegenden Text als eine Xpl-Schleife bezeichnet, die vier Bipolartransistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps umfassen, und zwar in dieser Ausführungsform NPN-Transistoren QN1, QN2, QN3 und QN4. In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Transistoren QN1 und QN2 angepasste Transistoren, die jeweils eine Emitterfläche A aufweisen, wobei die Transistoren QN3 und QN4 ebenfalls angepasste Transistoren sind, die jeweils eine Emitterfläche NA aufweisen, d. h. die jeweils eine Emitterfläche aufweisen, die das N-fache der Emitterfläche eines jeden der Transistoren QN1 und QN2 misst. In der gezeigten Schaltung wird ein Strom IB in den Kollektor und die Basis von Transistor QN3 eingespeist, der durch den Transistor QN1 und durch R2 fließt. Die Spannung am Widerstand R2 ist aus Gründen, die im weiteren Verlauf deutlich werden, mit VIN bezeichnet. Des Weiteren wird eine Spannung VB in den Kollektor von Transistor QN2 eingespeist, die Strom durch die Transistoren QN2 und QN4 und den Widerstand R3 fließen lässt. 2 zeigt den gemeinsamen Anschluss des Emitters von Transistor QN3, und der Kollektor von QN1 ist mit der Basis von Transistor QN4 verbunden, und der gemeinsame Anschluss des Emitters von Transistor QN2 und des Kollektors von Transistor QN4 ist mit der Basis von Transistor QN1 verbunden.
Mit den in 2 gezeigten Verbindungen - bei Spannung VIN beginnend - ist die Spannung von Knoten 1 gleich der Spannung VIN plus der Basis-Emitter-Spannung von Transistor QN1 plus der Basis-Emitter-Spannung von Transistor QN2, wobei die Spannung VOUT gleich der Spannung am Knoten 1 minus der Basis-Emitter-Spannung von Transistor QN3 minus der Basis-Emitter-Spannung von Transistor QN4 ist. Somit kann die Ausgangsspannung VOUT folgendermaßen in Gleichungsform geschrieben werden: $VOUT = VIN + {VBE}_{QN1} + {VBE}_{QN2} - {VBE}_{QN3} - {VBE}_{QN4}$
Diese Schreibweise lässt sich folgendermaßen umordnen: $VOUT = VIN + ({VBE}_{QN1} - {VBE}_{QN3}) + ({VBE}_{QN2} - {VBE}_{QN4})$
$VOUT = VIN + 2 Δ VBE$
Wenn wir für einen Augenblick annehmen, dass die Basisströme in den vier Transistoren QN1-QN4 relativ vernachlässigbar sind, so stellt der Spannungsterminus VBE_QN1-VBE_QN3 die Differenz der Basis-Emitter-Spannungen (ΔVBE) zwischen zwei Transistoren dar, die mit dem gleichen Kollektorstrom (IB), aber aufgrund ihre verschiedenen Emitterflächen mit verschiedenen Stromdichten arbeiten. Gleichermaßen stellt auch der Spannungsterminus VBE_QN2 - VBE_QN4 die Differenz der Basis-Emitter-Spannungen (ΔVBE) zwischen zwei Transistoren dar, die mit dem gleichen Kollektorstrom, aber aufgrund ihrer verschiedenen Emitterflächen mit verschiedenen Stromdichten arbeiten. Wenn wir annehmen, dass das Emitterflächenverhältnis N für die Transistoren QN2 und QN4 und für die Transistoren QN1 und QN3 das gleiche ist, so VOUT ausgedrückt werden als: $VOUT = VIN + (2 kT/Q) In (N)$
wobei:

T = absolute Temperatur
k = Boltzmann-Konstante
Q = die elektrische Ladung einem Elektron

Somit ist jede dieser ΔVBE-Spannungen eine PTAT-Spannung, die zur Verwendung als eine PTAT-Spannung in einer Bandlückenreferenz geeignet ist.
Nehmen wir insbesondere für einen Augenblick an, dass R2 null ist, so dass sich VIN auf Erdungspotenzial befindet. Die Spannung VOUT ist eine PTAT-Spannung 2ΔVBE Inkremente über dem Erdungspotenzial. Die Schaltung von 2 kann mit weiteren Xpl-PTAT-Spannungsschaltungen, ebenfalls gemäß 2, kaskadiert werden, wie in 3 gezeigt. Wie dort gezeigt, bildet der Ausgang VOUT (2) für die erste Xpl-Schleife das, was die Eingangsspannung VIN für die zweite Xpl-Schleife ist, wobei die durch die zweite Xpl-Schleife erzeugte 2ΔVBE-Spannung zu der durch die erste Xpl-Schaltung erzeugten 2ΔVBE-PTAT-Spannung addiert wird. Somit ist in der Schaltung von 3 die Ausgangsspannung der ersten Xpl-Schleife gleich der PTAT-Spannung 2ΔVBE. Der Strom durch R2, nämlich der gewünschte Strom durch die Transistoren QN2 und QN4 der ersten Xpl-Schleife plus dem Vorspannungsstrom IB durch die Transistoren QN3 und QN1 der zweiten Xpl-Schleife, ist gleich der PTAT-Spannung 2ΔVBE, geteilt durch den Widerstandswert von Widerstand R2. Somit fungiert der Widerstand R2 als eine Stromquelle gleich 2AVBE/R2, und die Widerstände R3 und R4, und entsprechende Widerstände in anderen im vorliegenden Text beschriebenen Ausführungsformen, fungieren als Stromquellen und können gewünschtenfalls durch aktive Stromquellen ersetzt werden. Gleichermaßen wird insofern Strom aus der Spannungsquelle VB gezogen, als der Strom, der durch jede Verbindung in VB eingespeist wird, der Strom ist, der benötigt wird, um den PTAT-Spannungsabfall an dem jeweiligen Widerstand (oder Strom für die Stromquelle, die anstelle des jeweiligen Widerstandes verwendet wird), der mit dem jeweiligen Emitter von Transistor QN4 verbunden ist, zu erzeugen. In dieser Hinsicht haben in der bevorzugten Ausführungsform alle Xpl-Schleifen den gleichen Vorspannungsstrom, wobei die Ströme durch die Transistoren QN2 und QN4 gleich den Strömen durch die Transistoren QN3 und QN1 sind, wobei in einer bevorzugten Ausführungsform beide Ströme in der Größenordnung von 4 Mikroampere liegen.
Es ist zu beachten, dass Rauschen in der Spannung VB oder in dem Vorspannungsstrom IB die erzeugten PTAT-Spannungen oder ihre Temperaturempfindlichkeit nicht wesentlich verändert, da die PTAT-Spannungen nur für die Differenz der Stromdichten in den beiden in Reihe geschalteten Transistorpaaren empfindlich sind und von der Größenordnung des Stroms (IB) selbst im Wesentlichen unabhängig ist. Diese kleinen Stromvariationen haben nur geringe Auswirkungen auf die kumulative PTAT-Spannung VOUT, die durch Kaskadierung von Xpl-Schleifen erhalten wird, wie in 3 gezeigt. Somit ist die PTAT-Spannung VOUT von 3 aufgrund der Kreuzverbundenheit jeder Xpl-Schleife im Wesentlichen immun gegen Rauschen in den Vorspannströmen IB der kaskadierten Xpl-Schleifen. Folglich ist im Wesentlichen das einzige Rauschen in den Ausgangsspannungen VOUT das Rauschen, das innerhalb der vier Transistor-Xpl-Schaltungen selbst erzeugt wird. Da dieses Rauschen nicht zwischen Xpl-Schleifen korreliert ist, ist das Ausgangsrauschen VOUT der letzten Xpl-Schleife in einer kaskadierten Reihe von Xpl-Schaltungen gleich der Quadratwurzel der Summe der Quadrate des Rauschens in jeder Xpl-Schleife; nicht das Rauschen einer einzelnen Xpl-Schleife mal der Anzahl der kaskadierten Xpl-Schleifen. Das heißt, nicht nur jede Xpl-Schleife ist im Wesentlichen immun gegen Vorspannungsstromrauschen, sondern auch das Rauschen in einer einzelnen Xpl-Schleife summiert sich nicht linear, wie die PTAT-ΔVBE-Spannung selbst es tut, wenn mehrere Schleifen kaskadiert sind.
Wenden wir uns wieder 3 zu, wo drei kaskadierte Xpl-Schleifen gezeigt sind. In der ersten Schleife ist der Emitter von Transistor QN1 geerdet, so dass der Emitter von Transistor QN4 eine Spannung von 2ΔVBE über dem Erdungspotenzial hat. Da diese Spannung im Wesentlichen durch die erste Xpl-Schleife geklemmt wird, bestimmt der Wert von Widerstand R2 den Strom durch die Transistoren QN2 und QN4. Genauer gesagt: Wenn wir annehmen, dass die gleichen Ströme in den Transistoren QN2 und QN4 gewünscht werden wie in den Transistoren QN3 und QN1, so dass jede Xpl-Schleife die gleiche Stromvorspannung bekommt, so würde der Widerstand R2 so gewählt werden, dass er das Doppelte dieser Stromvorspannung leitet, d. h. der Strom durch die Transistoren QN2 und QN4 der ersten Xpl-Schleife plus dem Strom durch die Transistoren QN3 und QN1 der zweiten Xpl-Schleife (2IB), wobei die Spannung am Widerstand R2 2ΔVBE beträgt. Die gleichen Überlegungen gelten für das Bestimmen des Wertes von Widerstand R3, obgleich dieser Widerstand nominell das Doppelte des Wertes von Widerstand R2 hat, da die Spannung am Emitter von Transistor QN4 4ΔVBE ist, d. h. das Doppelte der Spannung am Emitter von Transistor QN4 in der ersten Xpl-Schleife. Gleichermaßen ist VOUT 6ΔVBE, wobei der Widerstand R4 so gewählt wird, dass er einen Vorspannungsstrom von ungefähr gleich IB leitet, zuzüglich des Stroms, den die Schaltung benötigt, die mit VOUT verbunden ist. Es gibt also eine Progression der Widerstandswerte, die dazu tendiert, die Ströme in den Transistoren QN2 und QN4 aller Xpl-Schleifen aneinander anzugleichen. In diesen Xpl-Schleifen sind die R1-C1-Schaltungen optional. Auch hier sind die Spannungen 2ΔVBE (an R2), 4ΔVBE (an R4) und 6ΔVBE (an R5) PTAT-Spannungen und schwanken somit mit der Temperatur.
Wenden wir uns nun den 4-1 und 4-2 zu, wo ein Gesamtschaltbild zu sehen ist, das eine Bandlückenreferenz mit kaskadierten Xpl-Schleifen gemäß 3 zeigt. In diesen Figuren und in anderen zu beschreibenden Figuren ist das Signal EN ein herkömmliches Aktivierungssignal. In der Ausführungsform der 4-1 und 4-2 speist ein rauscharmer Vorspannungsstromgenerator 20 einen Vorspannungsstrom in rauscharme gepufferte Stromspiegel 22 ein, die wiederum die Vorspannströme IB in jede der Xpl-Schleifen einspeisen, und zwar Schleife 1, Schleife 2 und Schleife 3. Gleichermaßen erzeugt ein Vorspannungsgenerator 24 die Vorspannung VB, die in jede der Xpl-Schleifen eingespeist wird. In dieser Hinsicht wird die Vorspannung VB durch die Widerstände R6 und R7 in die Xpl-Schleifen 1 bzw. 2 eingespeist. Insbesondere ist zu beachten, dass der Emitter von Transistor Q1 in Schleife 1 an einem Stromkreis-Erdungspotenzial anliegt, der Emitter von Transistor QN1 von Xpl-Schleife 2 an einem Potenzial von 2ΔVBE anliegt (ungefähr 200 mV in der beispielhaften Ausführungsform), und die Spannung des Emitters von Transistor QN1 in der dritten Xpl-Schleife beträgt 4ΔVBE (ungefähr 400 mV). Somit sind die Widerstände R6 und R7 in einer Progression von Werten angeordnet, um einen Spannungsabfall von 4ΔVBE bzw. 2ΔVBE zu erzeugen, so dass die Kollektor-Basis-Spannung der Transistoren QN2 in allen drei Schleifen gleich null ist. Diese Widerstände sind optional und in der Ausführungsform der 6-1, 6-2 und 6-3 nicht gezeigt.
Des Weiteren ist ein Summierverstärker 26 mit dem Vorspannungsgenerator 24 und einem der Stromausgänge der gepufferten Stromspiegel 22 verbunden. Dieser Verstärker wird im vorliegenden Text als ein Summierverstärker bezeichnet, da sein Ausgang die Summe des 6AVBE-Ausgangs der Xpl-Schleife 3 plus der VBE eines Bipolartransistors in dem Summierverstärker selbst ist. Der Summierverstärker ist in 5 im Detail gezeigt. Dieser Verstärker arbeitet mit vier Transistoren Q5 bis Q8, die den gleichen Leitfähigkeitstyp haben und in der gleichen Weise angeschlossen sind wie die Transistoren in einer der Xpl-Schleifen. Jedoch haben in dem Summierverstärker von 5 alle Transistoren vorzugsweise die gleiche Emitterfläche. Der Ausgang OUT des Verstärkers ist über den Widerstand R5 an Erde gekoppelt, wie in 4-1 gezeigt, wobei der Eingang IN an den Widerstand R4 und den Ausgang OUT der Xpl-Schleife 3 gekoppelt ist, wie ebenfalls in 4-1 gezeigt. Wie in 5 zu sehen ist, ist der Ausgang BG 1VBE höher als der Eingang IN - genauer gesagt, die Basis-Emitter-Spannung (VBE) von Transistor QN5. Der Eingang IN ist natürlich die akkumulierte PTAT-Spannung 6ΔVBE. In einer bevorzugten Ausführungsform beträgt jede ΔVBE ungefähr 100 Millivolt, so dass die Summe der 6ΔVBE (ungefähr 600 mV) am Eingang IN plus der Basis-Emitter-Spannung von Transistor Q5 (ungefähr 600 mV) wenigstens nominell die nominale Bandlückenausgangsspannung von 1,2 Volt am BG ergibt.
Wie in den 4-1 und 4-2 zu sehen ist, ist der nominale Bandlückenspannungs-BG-Ausgang des Summierverstärkers 26 mit einem Abgleichsnetzwerk 28 gekoppelt, das von herkömmlicher Bauart sein kann. In der bevorzugten Ausführungsform ist das tatsächliche Abgleichsnetzwerk ein Abgleichsnetzwerk, das in der Lage ist, sowohl positive als auch negative Abgleichsinkremente zu der Bandlückenspannung für Kalibrierungszwecke hinzuzufügen. Jene Abgleichsinkremente, die durch den 8-Bit-Eingang BGT [7:0] gesteuert werden, sind PTAT-Abgleichsspannungsinkremente zum Ausgleichen von Verhältnisabweichungen in den Komponenten der Xpl-Schleifen auf der Grundlage des akkumulierten PTAT-Spannungseingangs, wie gezeigt. In dieser Hinsicht nehmen wir an, dass die einzigen signifikanten Temperaturveränderungen in der Bandlückenspannung durch den negativen Temperaturkoeffizienten eines Emitter-Basis (E-B)-Übergangs und den positiven Temperaturkoeffizienten ΔVBE von Transistorpaaren verursacht werden, die mit verschiedenen Stromdichten arbeiten. Unabhängig von der Basis-Emitter-Spannung des Transistors QN5 von 5 wird eine im Wesentlichen temperaturunempfindliche Bandlückenspannung erreicht, wenn ihr eine PTAT-Spannung hinzugefügt wird, um eine Summe gleich der tatsächlichen Bandlückenspannung (für Silizium - 1,23 Volt) zu erhalten.
Obgleich das in der bevorzugten Ausführungsform verwendete Abgleichsnetzwerk mit digitalen PTAT-Abgleichsspannungsinkrementen in positiver und in negativer Richtung arbeitet, könnten die Xpl-Schleifen nominell auch so eingestellt werden, dass eine PTAT-Spannungskomponente erzeugt wird, die etwas unter (oder über) dem gewünschten Wert liegt, wobei das Abgleichsnetzwerk diese PTAT-Spannungskomponente für Kalibrierungszwecke aufwärts (oder abwärts) justiert; oder als eine weitere Alternative könnte ein analoges Abgleichsnetzwerk verwendet werden, und zwar ebenfalls mit positiven und negativen Abgleichsfähigkeiten oder alternativ mit der Fähigkeit, die inkrementelle Kalibrierung in einer unidirektionalen Weise anzuheben oder zu verringern.
Der Ausgang des Abgleichsnetzwerks 28 (4-2), der die Bandlückenspannung ist, geht durch ein Widerstandsnetzwerk aus Widerständen R8 bis R11, um einen Eingang in einen Transkonduktanzoperationsverstärker 30 zu erzeugen (alternativ kann ein normaler Operationsverstärker verwendet werden). Die gewünschte Bandlückenreferenzspannung (1,23 Volt) liegt oben auf dem Widerstand R15 an. Darum liegt die Ausgangsspannung REF am Ausgang des Transkonduktanzoperationsverstärkers an. Eine Rückkopplung für den Transkonduktanzverstärker wird durch das Widerstandsnetzwerk erzeugt, das Widerstände R12 bis R16 umfasst. Die Widerstände R12 bis R14 haben den gleichen Wert wie die jeweiligen Widerstände R8 bis R10, wobei die nominale Kombination der Widerstände R15 und R16 den gleichen Wert wie der Widerstand R11 hat.
In der hier erklärten beispielhaften Ausführungsform erzeugen die beiden in 4-2 gezeigten Widerstandsnetzwerke eine Auswahl von Ausgängen, die während der Herstellung durch entsprechende Maskierung eingestellt werden. Genauer gesagt, speist das erste Widerstandsnetzwerk mit einer Bandlückenspannung von 1,23 Volt aus dem Abgleichsnetzwerk 28 diese Spannung in den positiven Eingang zum Transkonduktanzoperationsverstärker 30 ein. Der negative Eingang durch den Widerstand R17 wird dem Knoten zwischen den Widerständen R14 und R15 entnommen. Der Transkonduktanzoperationsverstärker erzeugt einen Ausgang REF, der den Strom durch die Widerstände R12, R13 und R14 erzeugt; vor allem aber durch die Widerstände R12 und R16, um die negative Rückkopplungsspannung, die gleich der Bandlückenspannung ist, zu erzeugen, die in den positiven Transkonduktanzverstärkereingang eingespeist wird. In der beispielhaften Ausführungsform werden die Widerstände R12 bis R16 so ausgewählt, dass mit der in 4-2 gezeigten Konfiguration die Rückkopplung von 1,23 Volt eine Ausgangsspannung REF von 2,048 Volt erzeugt. Wenn andererseits die Widerstände R8 und R12 während der Herstellung effektiv kurzgeschlossen werden (durch Maskieren oder auf sonstige Weise), so justiert der Transkonduktanzverstärker 30 den Ausgang REF neu, um erneut eine Rückkopplung von 1,23 Volt zu erzeugen, wobei in der beispielhaften Ausführungsform der Ausgang REF auf 1,8 Volt neu justiert wird. Das Kurzschließen der Widerstände R8, R9, R12 und R13 in der beispielhaften Ausführungsform erzeugt einen Ausgang von 1,25 Volt. Und zum Schluss erzeugt das Kurzschließen der Widerstände R8 bis R10 und R12 bis R14 den Basis-Bandlückenspannungsausgang von 1,23 Volt. Der Widerstand R16 ist ein Regelwiderstand, der als Verstärkungsabgleich fungiert. In dieser Hinsicht hat das Widerstandsnetzwerk R8 bis R11 den Zweck, den Widerstandswert zu justieren, der in den positiven Eingang des Transkonduktanzverstärkers 30 eingekoppelt wird, um ihn an den Widerstandswert anzupassen, der in den negativen Eingang des Transkonduktanzverstärkers aus dem Widerstandsnetzwerk R12 bis R16 eingespeist wird.
Als eine Alternative kann man anstelle eines Regelwiderstandes (R16) in dem Ausgangswiderstandsnetzwerk, nachdem die PTAT-Spannungskomponente in dem Ausgang des Summierverstärkers 26 (4-1) abgeglichen wurde, eine separate weitere Abgleichsschaltung (als Teil des Abgleichsblocks 28 - 4-2) verwenden, um eine temperaturunempfindliche Spannungskomponente zu dem Wert zu addieren (oder von dem Wert zu subtrahieren), der der Ausgang des Abgleichsblocks 28 gewesen wäre. In einer Ausführungsform erfolgen diese Abgleichungen durch Einspeisen einer Spannungskomponente in den Ausgang des Summierverstärkers 26, indem ein Strom in ein Ende eines Reihenwiderstandes hineingedrückt wird und ein gleicher Strom aus dem anderen Ende des Reihenwiderstandes abgezogen wird. Wie zuvor, können diese Abgleichungen vorzugsweise bidirektionale digitale Abgleichungen sein, aber ebenso auch unidirektionale oder analoge Abgleichungen.
Wenden wir uns wieder 4-2 zu. Der Ausgang REF kann auf über 2,048 Volt auf noch höhere Spannungen angehoben werden, indem man einfach die Gesamtwiderstandswerte der Widerstände R12 bis R14 und R8 bis R10 relativ zur Summe der Widerstände R15 und R16 anhebt. Das hat jedoch, zumindest bei sehr großen Anhebungen, den Nachteil, dass das Rauschen in der erzeugten Bandlückenspannung von 1,23 Volt einfach vervielfacht (verstärkt) wird. Statt dessen ist es zweckmäßiger, mittels der vorliegenden Erfindung eine Bandlückenreferenz zu erzeugen, die zweimal die Bandlücke, genauer gesagt, 2,46 Volt, erzeugt. Eine solche Schaltung ist in den 6-1, 6-2 und 6-3 gezeigt.
In der Schaltung von 6 (6-1, 6-2 und 6-3) legen ein rauscharmer Vorspannungsstromgenerator 20 und ein rauscharmer Spannungsvorspanngenerator 24, die mit denen identisch sein können, die in 4-1 verwendet werden, zusammen mit den gepufferten Stromspiegeln 22 die benötigten Strom- und Spannungsvorspannungen an die sechs verwendeten Xpl-Schleifen an. Dadurch wird ein Ausgang von insgesamt 12ΔVBE in den Summierverstärker 26 eingespeist, der ebenfalls der gleiche sein kann wie der, der in der Ausführungsform der 4-1 und 4-2 verwendet wird. In dieser Hinsicht ist zu beachten, dass der Summierverstärker 26 1VBE zur gesamten PTAT-Spannungskomponente addiert, zu der eine weitere VBE addiert werden muss, um eine Spannung zu erhalten, die gleich dem Doppelten der Bandlückenspannung ist. Um das zu erreichen, könnte ein weiterer Transistor zu dem Summierverstärker 26 hinzugefügt werden, so dass 2VBE zu den 12ΔVBE der sechs Xpl-Schleifen addiert wird. Das ist unzweckmäßig, da es die Mindestversorgungsspannung erhöht, die erforderlich ist, um die Übersteuerungsreserve bereitzustellen, die für den Betrieb der gesamten Schaltung erforderlich ist. Dementsprechend wird als eine bevorzugte Alternative ein Transistor QN9 (6-3) hinzugefügt. Die zweite VBE ist die Basis-Emitter-Spannung von Transistor QN9. Da der Transkonduktanzverstärker effektiv ein Operationsverstärker ist, strebt sein Ausgang nach einem solchen Pegel, dass sein negativer Eingang gleich seinem positiven Eingang von ungefähr einer PTAT-Spannung von 1,2 Volt plus ungefähr 0,6 Volt des negativen Temperaturkoeffiziententerms (VBE-Term, der durch den Summierverstärker 26 addiert wird) ist. Folglich ist die Spannung am Knoten 2 um eine VBE höher als die Rückkopplungsspannung am INM und somit um eine VBE höher als der positive Eingang zum Transkonduktanzverstärker, oder ungefähr 1,2 Volt (2VBE) plus ungefähr 1,2 Volt an PTAT-Spannung, so dass eine Gesamtspannung von 2,4 V entsteht (es liegen nun 2 Bandlückenspannungen am Knoten 2 an). In einer Ausführungsform werden die Widerstandsnetzwerke, ähnlich denen von 4-2, so ausgewählt, dass Ausgänge von 5,00 Volt, 4,5 Volt, 4,096 Volt, 3,30 Volt, 3,00 Volt, 2,5 Volt und die doppelte Bandlückenspannung (2BG) von 2,46 Volt erzeugt werden. Wie zuvor, kann das Abgleichen mittels des Regelwiderstandes in dem Ausgangswiderstandsnetzwerk erfolgen (wie gezeigt), oder kann als Teil des Abgleichsblocks erfolgen, wie zuvor mit Bezug auf die 4-1 und 4-2 erläutert.
Es ist zu beachten, dass die im vorliegenden Text offenbarten Ausführungsformen rauscharme Stromquellen und eine rauscharme Spannungsquelle zum Vorspannen der Xpl-Schleifen verwenden. Das ist in der Praxis aber eher Beiwerk als Notwendigkeit, denn weil die Xpl-Schleifen gegen Rauschen in ihren Vorspannungsströmen im Wesentlichen immun sind, würde auch ohne die Verwendung solcher rauscharmer Strom- und Spannungsquellen eine relativ rauscharme Bandlückenreferenz (im Vergleich zum Stand der Technik) erzeugt werden. Gleichermaßen sind die Widerstände R1 und die Kondensatoren C1 in jeder Xpl-Schleife ebenfalls optional, sind aber zweckmäßig, um eine Frequenzkompensation zu erreichen und eine Entstehung von Spitzen in der Xpl-Schleife zu verhindern. In einer bevorzugten Ausführungsform werden die rauscharme Vorspannungsstromquelle 20, die Stromspiegel 22 und der Vorspannungsgenerator 24 sowie die sechs Xpl-Schleifen der Ausführungsform von 6-1 bis 6-3 für die 2BG-Referenz ebenfalls für die 1BG-Referenz der 4-1 und 4-2 verwendet. In dieser Hinsicht ist in 4-1 zu erkennen, dass drei der Stromspiegelausgänge lediglich für die 1 BG-Referenz geerdet sind, während in 6-1 die gleichen drei Stromspiegel verwendet werden, um die drei zusätzlichen Xpl-Schleifen für die 2BG-Referenz vorzuspannen. Somit kann der gleiche Chip für beide Referenzen verwendet werden, was durch spezielles Maskieren während des Herstellungsprozesses bestimmt wird. Der Schlüssel zur Rauscharmut der vorliegenden Erfindung liegt freilich in erster Linie in den Xpl-Schleifen selbst, die jeweils relativ rauscharm und im Wesentlichen immun gegen Rauschen in ihrem Vorspannungsstrom IB sind. Das heißt, das Rauschen der kaskadierten Schleifen ist nicht additiv, sondern akkumuliert sich vielmehr nur als die Quadratwurzel der Summe der Quadrate des Rauschens jedes Transistors in jeder der Xpl-Schleifen. Während die PTAT-Ausgangsspannung der ersten Xpl-Schleife relativ rauscharm ist, misst die PTAT-Ausgangsspannung der zweiten kaskadierten Xpl-Schleife das Doppelte der PTAT-Ausgangsspannung der ersten Xpl-Schleife, hat aber nur ein Rauschen des √2-fachen des Rauschspannungsignal-Rausch-Verhältnisses. Darum wird das Signal-Rausch-Verhältnisses (S/R-Verhältnis) um √2 verbessert.
In 4-1 dienen die Widerstände R2 bis R5 genau genommen als passive Stromquelle (das Wort „Stromquellen“ bezieht sich im vorliegenden Text generisch auch auf Stromsenken). Gleichermaßen dienen die entsprechenden Widerstände in den 6-1 und 6-2 als passive Stromquellen. Als eine Alternative können aktive Stromquellen für einige oder alle dieser Widerstände verwendet werden. Dies ist in 7-1 und in den 8-1 und 8-2 veranschaulicht. 7-2 und 8-3 sind lediglich Wiederholungen der 4-2 und 6-3, werden aber zur Vervollständigung dieser Veranschaulichung gezeigt. Der Einsatz aktiver Stromquellen ist allerdings nicht bevorzugt, da Simulationen aufzeigen, dass aktive Stromquellen das Rauschen in den Referenzen erhöhen und dass die Übersteuerungsreserve für die bipolare Stromquelle für die erste Xpl-Schleife in einer kaskadierten Reihe von Xpl-Schleifen marginal sein kann.
Im weitesten Sinne besteht jede der kaskadierten Xpl-Schleifen aus vier E-B-Übergängen, die physisch in ersten und zweiten Paaren verbunden sind, so dass Vorspannströme durch jedes Paar fließen, aber elektrisch kreuzgekoppelt sind, so dass die Spannung von einem Ende oder Ausgang des ersten Paares der E-B-Übergänge zu einem Ende oder Ausgang des zweiten Paares von E-B-Übergängen gleich dem Spannungsabfall an einem ersten E-B-Über gang in dem ersten Paar von E-B-Übergängen plus dem Spannungsabfall an einem zweiten E-B-Übergang in dem zweiten Paar von E-B-Übergängen, minus der Summe des Spannungsabfalls an einem dritten E-B-Übergang in dem ersten Paar von E-B-Übergängen und des Spannungsabfalls an einem vierten E-B-Übergang in dem zweiten Paar von E-B-Übergängen, ist. In den bisher offenbarten Ausführungsformen kaskadierter Xpl-Schleifen wurden vier Transistoren kreuzgekoppelt, wobei einer (QN3) diodenverbunden ist und ein weiterer (QN4) vorzugsweise mit einer Kollektor-Basis-Spannung von null betrieben wird. Jedoch könnten QN2 und QN3 auch diodenverbundene Transistoren sein, wie in 9 gezeigt. Anstatt QN2 mit einer Spannung vorzuspannen, wird hier der Vorspannungsstrom zu den nun zwei diodenverbundenen Transistoren erhöht, um den Vorspannungsstrom IB zu jeder Seite der Xpl-Schleifen zu erzeugen, wie in 9 gezeigt. Mit dieser Veränderung werden die 4-1 und 4-2 zu den 10-1 und 10-2, und die 6-1 bis 6-3 werden zu den 11-1 bis 11-3. In dieser Hinsicht akkumuliert sich jede Fehlanpassung bei den Stromquellen zwischen der Ober- und der Unterseite der Xpl-Schaltungen lediglich und wandert zu den Enden der kaskadierten Schleifen, oder wandert zumindest zu der Seite der ersten kaskadierten Xpl-Schleife, die mit der Stromkreiserdung verbunden ist. Es ist zu beachten, dass die Vorspannung des Summierverstärkers vorzugsweise nicht geändert wird, so dass er die an ihn gekoppelte Abgleichsschaltung besser ansteuern kann.
Des Weiteren ist in den beschriebenen Ausführungsformen der Summierverstärker eine Schaltung wie eine Xpl-Schleife, wie sie in 10-1 gezeigt ist, aber erzeugt einfach eine CTAT-Spannungs (VBE)-Komponente durch Addieren der Basis-Emitter-Spannung von Transistor QN5 zur Gesamt-PTAT-Spannungskomponente der kaskadierten Xpl-Schleifen. Als eine Alternative kann beispielsweise auch die gemeinsame Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors QN2, der Basis von Transistor QN1 und dem Kollektor von Transistor QN4 der letzten PTAT-spannungskomponentenerzeugenden Xpl-Schleife als die Summe der PTAT-Spannungskomponenten und der VBE von Transistor QN1 der letzten kaskadierten Xpl-Schleife verwendet werden. Somit kann in dieser Alternative der sogenannte Summierverstärker die E-B-Übergangsflächenverhältnisse wie die anderen Xpl-Schleifen haben. Jedoch wird die durch eine solche Schleife erzeugte PTAT-Spannungskomponente nicht zum Gesamt-PTAT-Spannungsausgang der kaskadierten Schleifen addiert, da der gemeinsame Anschluss lediglich die VBE von Transistor QN1 zur Gesamt-PTAT-Spannungskomponente der vorherigen Schleifen addiert und in den folgenden Ansprüchen nicht als eine der kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen angesehen werden würde.
Und schließlich kann man, obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf grundlegende Bandlückenreferenzen offenbart und beschrieben wurde, ohne Weiteres eine sogenannte Krümmungskorrekturschaltung einbinden, um gewünschtenfalls die Temperaturempfindlichkeit der erzeugten Bandlückenspannungen abzuflachen. Krümmungskorrekturschaltungen sind im Stand der Technik allgemein bekannt und bilden keinen Bestandteil der vorliegenden Erfindung. Einige Ausführungsformen, in denen maximale Leistung gewünscht wird, enthalten eine Krümmungskorrektur, während andere Ausführungsformen, in denen die kleinstmögliche Chipgröße der bestimmende Faktor ist, keine Krümmungskorrektur enthalten. In einer Ausführungsform, in der eine Krümmungskorrektur verwendet wird, erfolgt die Korrektur durch temperaturabhängiges Verändern des Vorspannungsstroms IB durch die Transistoren QN7 und QN5 des Summierverstärkers (5) für die Ein-BG-Ausführungsform der 4-1 und 4-2 oder durch temperaturabhängiges Verändern des Vorspannungsstroms IB durch die Transistoren QN7 und QN5 des Summierverstärkers (5) und durch den Transistor QN9 (6-3) für die Zwei-BG-Ausführungsform der 6-1 bis 6-3.
Obgleich also im vorliegenden Text bestimmte bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zum Zweck der Veranschaulichung und nicht zum Zweck der Einschränkung offenbart und beschrieben wurden, leuchtet dem Fachmann ein, dass verschiedene Änderungen in Form und Detail daran vorgenommen werden können, ohne vom Geist und Schutzbereich der Erfindung abzuweichen.

Claims

Bandlückenspannungsreferenz, die Folgendes umfasst: mehrere kaskadierte PTAT-Spannungsschaltungen und mehrere erste Stromquellen, wobei jede Schaltung erste bis vierte Transistoren (QN1, QN2, QN3, QN4) des gleichen Leitfähigkeitstyps aufweist, die jeweils einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor aufweisen, wobei die Basis des ersten Transistors (QN1) mit einer gemeinsamen Verbindung des Emitters des zweiten Transistors (QN2) und des Kollektors des vierten Transistors (QN4) verbunden ist, die Basis des vierten Transistors (QN4) mit einer gemeinsamen Verbindung des Emitters des dritten Transistors (QN3) und des Kollektors des ersten Transistors (QN1) verbunden ist, der Kollektor des dritten Transistors (QN3) mit einer gemeinsamen Verbindung der Basen des dritten und des zweiten Transistors (QN3, QN2) und mit einer jeweiligen ersten Stromquelle verbunden ist; Schaltungen zum Zuführen von Strom (IB) zum Kollektor des zweiten Transistors (QN2); wobei die Emitterfläche (NA) des dritten Transistors (QN3) größer ist als die Emitterfläche (A) des ersten Transistors (QN1) und die Emitterfläche (NA) des vierten Transistors (QN4) größer ist als die Emitterfläche (A) des zweiten Transistors (QN2); mehrere zweite Stromquellen; wobei der Emitter des ersten Transistors (QN1) der ersten kaskadierten PTAT-Spannungsschaltung mit einem Stromversorgungsanschluss verbunden ist, wobei der Emitter des vierten Transistors (QN4) der letzten kaskadierten PTAT-Spannungsschaltung mit dem Stromversorgungsanschluss über eine letzte der mehreren zweiten Stromquellen gekoppelt ist und der Ausgabe einer PTAT-Ausgangsspannung dient; wobei der Emitter der vierten Transistoren (QN4) in allen kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen - mit Ausnahme der letzten - mit dem Stromversorgungsanschluss durch eine jeweilige der zweiten Stromquellen und mit dem Emitter des ersten Transistors (QN1) der nächsten der kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungen zum Zuführen von Strom (IB) zum Kollektor der zweiten Transistoren (QN2) eine Spannungsquelle ist und dass die Bandlückenreferenz des Weiteren mehrere erste Widerstände (R6, R7) umfasst, wobei der zweite Transistor (QN2) aller kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen mit Ausnahme der letzten durch einen jeweiligen der ersten Widerstände mit der Spannungsquelle verbunden ist, wobei die ersten Widerstände (R6, R7) jeweils einen jeweiligen Widerstandswert aufweisen, der so ausgewählt ist, dass eine Kollektor-Basis-Spannung von null für die zweiten Transistoren (QN2) aller kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen erzeugt wird.
Bandlückenreferenz nach Anspruch 1, wobei die zweiten Stromquellen erste Widerstände (R6, R7) sind.
Bandlückenreferenz nach Anspruch 2, wobei die ersten Widerstände (R6, R7) jeweils einen jeweiligen Widerstandswert aufweisen, der so ausgewählt ist, dass der Strom (IB) durch die zweiten und vierten Transistoren (QN2, QN4) aller kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen im Wesentlichen ausgeglichen wird.
Bandlückenreferenz nach Anspruch 1, wobei die zweiten Stromquellen aktive Stromquellen sind.
Bandlückenreferenz nach Anspruch 1, wobei der Kollektor jedes zweiten Transistors (QN2) mit der Basis des zweiten Transistors (QN2) und dem Kollektor und der Basis des dritten Transistors (QN3) verbunden ist, wobei die Schaltungen zum Einspeisen von Strom (IB) in den Kollektor der zweiten Transistoren (QN2) die ersten Stromquellen sind.
Bandlückenreferenz nach Anspruch 1, wobei die mehreren zweiten Stromquellen so ausgewählt sind, dass der Strom (IB) durch die zweiten und vierten Transistoren (QN2, QN4) ungefähr der gleiche ist wie der Strom (IB) durch die dritten und ersten Transistoren (QN3, QN1).
Bandlückenreferenz nach Anspruch 1, die des Weiteren einen ersten Verstärker umfasst, der fünfte bis achte Transistoren vom gleichen Leitfähigkeitstyp aufweist, die jeweils einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor aufweisen, wobei die Basis des fünften Transistors mit einer gemeinsamen Verbindung des Emitters des sechsten Transistors und des Kollektors des achten Transistors verbunden ist, die Basis des achten Transistors mit einer gemeinsamen Verbindung des Emitters des siebenten Transistors und des Kollektors des fünften Transistors verbunden ist, der Kollektor des siebenten Transistors mit einer gemeinsamen Verbindung der Basen der siebenten und sechsten Transistoren und einer jeweiligen Stromquelle verbunden ist, der Kollektor des sechsten Transistors mit einer Spannungsquelle verbunden ist, der Emitter des fünften Transistors mit dem Emitter des vierten Transistors der letzten der kaskadierten PTAT-Spannungsschaltungen verbunden ist, der Emitter des achten Transistors über eine Stromquelle mit dem Stromversorgungsanschluss verbunden ist und ein BG-Ausgang des ersten Verstärkers mit der gemeinsamen Verbindung des Emitters des sechsten Transistors, des Kollektors des achten Transistors und der Basis des fünften Transistors verbunden ist.
Bandlückenreferenz nach Anspruch 7, wobei die fünften bis achten Transistoren alle die gleiche Emitterfläche aufweisen.
Bandlückenreferenz nach Anspruch 7, die des Weiteren aus einer Abgleichsschaltung besteht, die einen Eingang aufweist, der mit dem BG-Ausgang des ersten Verstärkers verbunden ist, um einen PTAT-Spannungsabgleich bereitzustellen.
Bandlückenreferenz nach Anspruch 9, die des Weiteren aus einem Operationsverstärker und einem ersten und einem zweiten Widerstandsnetz besteht, wobei ein Ende des zweiten Widerstandsnetzwerkes mit dem Stromversorgungsanschluss verbunden ist, wobei ein positiver Eingang in den Operationsverstärker über das erste Widerstandsnetzwerk mit einem Ausgang des ersten Verstärkers verbunden ist, wobei ein Ausgang des Operationsverstärkers als ein Ausgang der Bandlückenreferenz und über das zweite Widerstandsnetzwerk mit einem negativen Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist und ein vierter Widerstand in Reihe mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers geschaltet ist.
Bandlückenreferenz nach Anspruch 10, die des Weiteren aus einem neunten Transistor besteht, der mit dem zweiten Widerstandsnetzwerk verbunden ist, wobei der neunte Transistor einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor aufweist und vom gleichen Leitfähigkeitstyp ist wie die ersten bis achten Transistoren, wobei die Basis des neunten Transistors mit dem zweiten Widerstandsnetzwerk verbunden ist, der Kollektor des neunten Transistors mit einer Spannungsquelle gekoppelt ist und der Emitter des neunten Transistors über einen Widerstand oder eine Stromquelle mit dem Stromversorgungsanschluss und über den vierten Widerstand mit dem negativen Eingang in den Operationsverstärker gekoppelt ist.
Bandlückenreferenz nach Anspruch 10, wobei die Transistoren npn-Transistoren sind und der Stromversorgungsanschluss eine Schaltungserdung ist.