DE102019120188A1

DE102019120188A1 - Techniken zum generieren von mehreren rauscharmen referenzspannungen

Info

Publication number: DE102019120188A1
Application number: DE102019120188.8A
Authority: DE
Inventors: Gaurav Gupta; Arthur J. Kalb
Original assignee: Analog Devices Global ULC
Current assignee: Analog Devices International ULC
Priority date: 2018-07-30
Filing date: 2019-07-25
Publication date: 2020-01-30
Also published as: CN110780701A; CN110780701B; US20200036366A1; US10673415B2

Abstract

Techniken zum Generieren von zwei getrennten temperaturumabhängigen Referenzspannungen. Die Referenzspannungen können unter Verwendung einer Kette von ΔV-Zellen generiert werden. Eine auf einer Cross-Quad-ΔV-Zelle basierende Bandgap-Spannungsreferenz kann Rauschen von assoziierten Stromquellen neutralisieren, indem sie gezwungen werden zu korrelieren. Mehrere ΔV-Stufen können miteinander kaskadiert werden, um eine nennenswerte PTAT-Komponente zu generieren, die die CTAT-Komponente von Vaufheben kann. Bei einigen Beispielausbildungen werden nur BJTs verwendet - ohne die Verwendung eines Verstärkers zu erfordern - um die Bandgap-Spannungen zu generieren; auf diese Weise können extrem rauscharme Spannungsreferenzen generiert werden. Die PTAT- und die CTAT-Spannung können kombiniert werden, um eine Bandgap-Spannung von etwa Voder etwa 2Vzu generieren.

Description

GEBIET DER OFFENBARUNG
Dieses Dokument betrifft allgemein unter anderem integrierte Schaltungen und insbesondere Spannungsreferenzschaltungen.
TECHNISCHER HINTERGRUND
Auf dem Gebiet der Halbleiterschaltungen erfordern gewisse Arten von Schaltungsanordnungen einen zuverlässigen Betrieb über einen Bereich von Temperaturen. Eine Schaltung, die verwendet werden kann, um eine konstante Referenzquelle bereitzustellen, ist eine Bandgap-Spannungsreferenz. Bandgap-Spannungsreferenzschaltungen sind ausgelegt, um zwei Spannungen mit entgegengesetzten Temperaturneigungen zu summieren. Eine der Spannungen ist eine CTAT(Complementary-To-Absolute-Temperature)-Spannung, die typischerweise durch eine Basis-Emitter-Spannung (V_BE) eines in Durchlassrichtung vorgespannten Bipolartransistors geliefert wird. Die andere ist eine PTAT(Proportional-To-Absolute Temperature)-Spannung, die typischerweise von den Basis-Emitter-Spannungsdifferenzen von zwei Bipolartransistoren abgeleitet ist, die mit unterschiedlichen Kollektorstromdichten arbeiten. Wenn die PTAT-Spannung und die CTAT-Spannung miteinander summiert werden, ist die summierte Spannung in einer ersten Ordnung temperaturunempfindlich.
KURZE DARSTELLUNG DER OFFENBARUNG
Die vorliegende Offenbarung beschreibt Techniken, die zwei getrennte temperaturunabhängige Referenzspannungen generieren können. Die Referenzspannungen können unter Verwendung einer Kette von Basis-Emitter-Spannungsdifferenzzellen, ΔV_BE-Zellen, generiert werden. Eine auf einer Cross-Quad-ΔV_BE-Zelle basierende Bandgap-Spannungsreferenz kann Rauschen von assoziierten Stromquellen neutralisieren, indem sie gezwungen werden zu korrelieren. Mehrere Basis-Emitter-Spannungsdifferenzstufen, ΔV_BE-Stufen, können miteinander kaskadiert werden, um eine nennenswerte PTAT-Komponente zu generieren, die die CTAT-Komponente von V_BE aufheben kann. Bei einigen Beispielausbildungen werden nur BJTs verwendet - ohne die Verwendung eines Verstärkers zu erfordern - um die Bandgap-Spannungen zu generieren; auf diese Weise können extrem rauscharme Spannungsreferenzen generiert werden. Die PTAT- und die CTAT-Spannung können kombiniert werden, um eine Bandgap-Spannung von etwa V_G0 oder etwa 2V_G0 zu generieren.
Bei einigen Aspekten betrifft die vorliegende Offenbarung eine Spannungsreferenzschaltung zum Generieren mindestens einer ersten Referenzspannung und einer zweiten Referenzspannung. Die Schaltung weist auf: mehrere kaskadierte ΔV_BE-Stufen, wobei jede ΔV_BE-Stufe vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs (Bipolar Junction Transistors) aufweist, wobei jede ΔV_BE-Stufe ausgelegt ist zum Generieren einer PTAT(Proportional to Absolute Temperature)-Spannung, wobei die mehreren ΔV_BE-Stufen derart kaskadiert sind, dass ihre PTAT-Spannungen summiert werden; eine innerhalb der mehreren ΔV_BE-Stufen kaskadierte erste Referenzspannungsstufe, wobei die erste Referenzspannung ausgelegt ist zum Ausgleichen einer CTAT(Complementary to Absolute Temperature)-Spannung mit einer ersten Summe von PTAT-Spannungen, um die erste Referenzspannung bereitzustellen; und eine innerhalb der mehreren ΔV_BE-Stufen kaskadierte zweite Referenzspannungsstufe, wobei die zweite Referenzspannungsstufe an die summierten PTAT-Spannungen gekoppelt ist, die zweite Referenzspannungsstufe ausgelegt ist zum Generieren von mehreren V_BE-Spannungen, die mit einer zweiten Summe von PTAT-Spannungen summiert sind, um die zweite Referenzspannung bereitzustellen.
Bei einigen Aspekten betrifft die vorliegende Offenbarung ein Verfahren zum Generieren mindestens einer ersten Referenzspannung und einer zweiten Referenzspannung. Das Verfahren weist auf: Kaskadieren von mehreren ΔV_BE-Stufen, wobei jede ΔV_BE-Stufe vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs (Bipolar Junction Transistors) aufweist; Generieren, an jeder ΔV_BE-Stufe, einer PTAT-Spannung und Summieren der PTAT-Spannungen der mehreren kaskadierten ΔV_BE-Stufen; Ausgleichen, unter Verwendung einer ersten Referenzspannungsstufe, einer CTAT-Spannung mit einer ersten Summe von PTAT-Spannungen, um die erste Referenzspannung bereitzustellen; Generieren von mehreren V_BE-Spannungen unter Verwendung einer innerhalb der mehreren ΔV_BE-Stufen kaskadierten zweiten Referenzspannungsstufe; und Summieren der mehreren V_BE-Spannungen mit einer zweiten Summe von PTAT-Spannungen, um die zweite Referenzspannung bereitzustellen.
Bei einigen Aspekten betrifft die vorliegende Offenbarung eine Spannungsreferenzschaltung zum Generieren mindestens einer ersten Referenzspannung und einer zweiten Referenzspannung. Die Schaltung weist auf: mehrere kaskadierte ΔV_BE-Stufen, wobei jede ΔV_BE-Stufe vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs aufweist; bei jeder ΔV_BE-Stufe, Mittel zum Generieren einer PTAT-Spannung und Mittel zum Summieren der PTAT-Spannungen der mehreren kaskadierten ΔV_BE-Stufen; Mittel zum Ausgleichen einer CTAT-Spannung mit einer ersten Summe von PTAT-Spannungen, um die erste Referenzspannung bereitzustellen; Mittel zum Generieren von mehreren V_BE-Spannungen; und Mittel zum Summieren der mehreren V_BE-Spannungen mit einer zweiten Summe von PTAT-Spannungen, um die zweite Referenzspannung bereitzustellen.
Dieser Überblick soll einen Überblick über den Gegenstand der vorliegenden Patentanmeldung vermitteln. Er soll keine ausschließliche oder erschöpfende Erläuterung der Erfindung bereitstellen. Die detaillierte Beschreibung ist aufgenommen, um weitere Informationen über die vorliegende Patentanmeldung bereitzustellen.
Figurenliste
In den Zeichnungen, die nicht notwendigerweise maßstabsgetreu gezeichnet sind, können gleiche Zahlen in verschiedenen Ansichten ähnliche Komponenten beschreiben. Gleiche Zahlen mit unterschiedlichen Buchstabensuffixen können verschiedene Instanzen von ähnlichen Komponenten darstellen. Die Zeichnungen veranschaulichen allgemein, beispielhaft, aber nicht als Beschränkung, verschiedene, in dem vorliegenden Dokument erörterte Ausführungsformen.

1 ist ein Schemadiagramm eines Beispiels einer Cross-Quad-ΔV_BE-Zelle.
2A und 2B sind ein Schemadiagramm eines Beispiels eines leistungseffizienten und rauscharmen Referenzspannungsgenerierungs- und - verteilungsschemas, das zwei Referenzspannungen generieren kann, gemäß verschiedenen Techniken der vorliegenden Offenbarung.
3 ist ein Schemadiagramm eines Beispiels einer Mehrkanalschaltung, die verschiedene Techniken der vorliegenden Offenbarung umsetzen kann.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Eine Bandgap-Spannungsreferenz ist ein Typ von Spannungsreferenzschaltung mit einem niedrigen oder null betragenden Temperaturkoeffizienten (Temperature Coefficient - TC). Der niedrige TC wird durch Generieren einer Spannung mit einem positiven TC oder einer PTAT(Proportional-to-Absolute Temperature)-Spannung und Summieren derselben mit einer Spannung mit einem negativen TC oder einer CTAT (Complementary-to-Absolute Temperature)-Spannung erzielt, um eine Referenzspannung mit einem TC erster Ordnung von Null zu erzeugen.
Bei einem Ansatz zum Generieren einer Bandgap-Referenzspannung kann ein Verstärker gleiche Ströme an zwei BJTs Q1 und Q2 liefern. Die Stromdichten von Q1 und Q2 sind absichtlich unterschiedlich ausgeführt, zum Beispiel durch Emitterflächenskalierung oder Stromskalierung, so dass die Basis-Emitter-Spannungen (V_BE ) für die beiden Transistoren verschieden sind. Diese Differenz oder ΔV_BE ist eine PTAT-Spannung, die an einem Widerstand erscheint. Sie kann mit dem V_BE von Q1 verstärkt und summiert werden, die eine CTAT-Spannung ist, um eine Referenzspannung VREF zu generieren, die durch Gleichung (1) gegeben ist: $V_{REF} = V_{BE, Q1} + G * V_{PTAT} = G 1 * V_{BE, Q1} + G2 * k * T / q * In (N),$
wobei G1 die V_BE-Verstärkung ist, G2 die PTAT-Verstärkung ist, k die Boltzmann-Konstante ist, T die Temperatur in Kelvin ist, q die Ladung eines Elektrons ist und N das Verhältnis der Stromdichten ist. Die Verstärkung G kann derart ausgelegt werden, dass die Gesamttemperaturabhängigkeit klein ist. Das Verhältnis von Stromdichten von Q1 und Q2 kann durch Ändern der relativen Emitterflächen, Skalieren der relativen Kollektorströme oder beiden abgeändert werden.
Eine Spannungsreferenzschaltung, die eine ultrarauscharme Leistung bereitstellen kann, ist in dem gemeinsamen am 1. Februar 2013 eingereichten US-Patent Nr. 9,285,820 an Kalb et al. mit dem Titel „Ultra-low Noise Voltage Reference Circuit“ beschrieben, deren ganzer Inhalt hiermit unter Bezugnahme aufgenommen ist. In dem US-Patent Nr. 9,285,820 wies die Spannungsreferenzschaltung mehrere ΔVBE-Zellen auf, wobei jede vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs aufweist, die ausgelegt sind zum Generieren einer ΔVBE-Spannung. Die mehreren ΔVBE-Zellen sind derart gestapelt, dass ihre ΔVBE-Spannungen summiert werden. Eine letzte Stufe ist an die summierten ΔVBE-Spannungen gekoppelt. Die letzte Stufe ist ausgelegt zum Generieren einer VBE-Spannung, die mit den ΔVBE-Spannungen summiert wird, um eine Referenzspannung bereitzustellen. Diese Anordnung dient zum Neutralisieren des Rauschens erster Ordnung und der Fehlanpassung, die mit den beiden in jeder ΔVBE-Zelle vorliegenden Stromquellen assoziiert sind, so dass die vorliegende Spannungsreferenzschaltung ein ultraniedriges 1/f-Rauschen in dem Bandgap-Spannungsausgang bereitstellt.
Ein rauscharmer Signalpfad kann von rauscharmen Spannungsreferenzen profitieren. Ein höherer Referenzspannungswert kann für Signale mit einem größeren Dynamikbereich wünschenswert sein, wohingegen ein Signalpfad mit einer niedrigeren Referenzspannung für Signale mit einem niedrigeren Dynamikbereich wünschenswert sein kann. Ein integrierter Schaltungs-Die kann beide vorliegenden Arten von Signalpfaden besitzen, und als solches kann es wünschenswert sein, zwei verschiedene Referenzspannungen zu haben. Ein Weg zum Generieren von zwei Referenzspannungen kann darin bestehen, eine höhere Referenzspannung (z.B. ~ 2,4 V) zu generieren und dann eine niedrigere Referenzspannung aus ihr durch eine Widerstandsleiter zu generieren. Eine derartige einfache Lösung ist jedoch möglicherweise wegen der Kreuzkopplung von Rauschen zwischen den beiden Referenzspannungsknoten nicht wünschenswert, weil eine Referenzspannung auf Basis der anderen generiert wird.
Die Erfinder der vorliegenden Erfindung haben die Wünschbarkeit des Bereitstellens einer rauscharmen Spannungsreferenzschaltung erkannt, die zwei getrennte Referenzspannungen generieren kann. Eine Spannungsreferenzschaltung, die zwei getrennte Referenzspannungen generieren kann, wie in der vorliegenden Offenbarung beschrieben, kann dazu beitragen, Leistung einzusparen und die Die-Fläche zu reduzieren, und kann sehr wenig Kreuzkopplung zwischen den beiden Referenzen aufweisen. Als solches kann die Spannungsreferenzschaltung der vorliegenden Offenbarung dazu beitragen, ein leistungseffizientes und rauscharmes Referenzspannungsgenerierungs- und -verteilungsschema bereitzustellen.
Die Techniken der vorliegenden Offenbarung können zwei getrennte temperaturunabhängige Referenzspannungen generieren. Die Referenzspannungen können unter Verwendung einer Kette von ΔV_BE-Zellen, generiert werden. Eine auf einer Cross-Quad-ΔV_BE-Zelle basierende Bandgap-Spannungsreferenz kann Rauschen von assoziierten Stromquellen neutralisieren, indem sie gezwungen werden zu korrelieren. Mehrere ΔV_BE-Stufen, können miteinander kaskadiert werden, um eine nennenswerte PTAT-Komponente zu generieren, die die CTAT-Komponente von V_BE aufheben kann. Bei einigen Beispielausbildungen werden nur BJTs verwendet - ohne die Verwendung eines Verstärkers zu erfordern - um die Bandgap-Spannungen zu generieren; auf diese Weise können extrem rauscharme Spannungsreferenzen generiert werden. Die PTAT- und die CTAT-Spannung können kombiniert werden, um eine Bandgap-Spannung von etwa V_G0 oder etwa 2V_G0 zu generieren.
Ein zusätzliches Cross-Quad-Zellen-Stapeln kann in einer einzelnen ΔV_BE-Stufe erfolgen, um eine höhere Stromversorgungsspannung aufzubauen, z.B. die 5 V-Versorgung, so dass nur zwei derartige Stufen eine ausreichende PTAT-Komponente zum Aufheben der CTAT-Komponente aufgrund von V_BE liefern und eine Bandgap-Spannung von etwa V_G0 generieren können. Weitere Stufen von gestapelten ΔV_BE-Zellen können kaskadiert werden, um mehr PTAT-Komponente zu generieren, um eine CTAT-Komponente aufgrund 2*ΔV_BE auszugleichen und etwa 2 V_G0 zu generieren, wie weiter unten erläutert.
1 ist ein Schemadiagramm eines Beispiels einer Cross-Quad-ΔV_BE-Zelle. Die „Cross-Quad-ΔV_BE-Zelle“ von 1 kann das Rauschen und die Fehlanpassung der beiden Stromquellen, die die Ströme I₁ und I₂ liefern, bis zu einer ersten Ordnung neutralisieren. Die Cross-Quad-ΔV_BE-Zelle wurde in dem gemeinsamen US-Patent Nr. 9,285,820 ausführlich beschrieben, hierin unter Bezugnahme auch für ihre Beschreibung einer Cross-Quad-ΔV_BE-Zelle aufgenommen und wird aus Gründen der Kürze nicht wieder ausführlich beschrieben.
Ohne die Cross-Quad-Verbindung können die Stromquellen die dominanten Quellen von Rauschen und Fehlanpassung in der gesamten ΔV_BE-Ausgangsspannung sein. Die Spannungsreferenz liefert jedoch ein ultraniedriges 1/f-Rauschen in dem Bandgap-Spannungsausgang, wodurch sie für anspruchsvolle rauscharme Anwendungen wie etwa medizinische Instrumentierung geeignet wird. Eine mögliche Anwendung ist beispielsweise eine ultrarauscharme Spannungsreferenz für ein medizinisches Elektrokardiograph(EKG)-ASSP (Application-Specific Standard Product).
Ein Transistor MN₁ , z.B. ein N-Typ oder ein anderer n-Kanal-Feldeffekttransistor (FET) kann als ein aktiver Widerstandswert verwendet werden, über dem die Ausgangsspannung der Zelle (ΔV_BE ) erscheint, und ein Transistor MN₂ , z.B. ein NMOS-FET, kann wie gezeigt geschaltet werden, um die Basen von Q₃ und Q₄ anzusteuern. Bei einigen Beispielausbildungen kann der Transistor MN₂ alternativ mit einem NPN-Transistor umgesetzt werden und dass durch die MN₁ und MN₂ bereitgestellten Funktionen alternativ durch andere Mittel bereitgestellt werden können wie etwa andere Transistoren oder Schaltungsanordnung aufweisen können.
In dieser Ausbildung besitzen das Transistorpaar Q₁ und Q₄ mit hoher Stromdichte, z.B. 1x-große Bauelemente, und das Transistorpaar Q₂ und Q₃ mit niedriger Stromdichte, z.B. Nx-große Bauelemente, jeweils einen NPN mit einem von I₁ kommenden Kollektorstrom und einen NPN mit einem von I₂ kommenden Kollektorstrom. Die durch MP₂ und MP₃ eingeführten Rauschkomponenten werden zu einer Korrelation über die Cross-Quad-Ausbildung gezwungen. Somit werden das 1/f- und das breitbandige Rauschen und die Fehlanpassung von PMOS-Stromspiegeltransistoren bis zu einem Ausmaß zurückgewiesen, das nur durch das Beta der in der Cross-Quad-Ausbildung verwendeten NPNs begrenzt wird.
Die in der Schaltung von 2A und 2B verwendete Cross-Quad-Ausbildung ist ähnlich der in 1 gezeigten Ausbildung.
2A und 2B sind ein Schemadiagramm eines Beispiels eines leistungseffizienten und rauscharmen Referenzspannungs-generierungs- und - verteilungsschemas, das zwei Referenzspannungen generieren kann, gemäß verschiedenen Techniken der vorliegenden Offenbarung. Wie in 2A und 2B zu sehen, kann das Beispiel einer Referenzspannungsschaltung 10 mehrere kaskadierte ΔV_BE-Stufen aufweisen, z.B. Stufe 1 bis Stufe 5. Wie unten ausführlich beschrieben, kann jede ΔV_BE-Stufe ausgelegt sein zum Generieren einer ΔV_BE-Spannung, und die ΔV_BE-Stufen können derart kaskadiert sein, dass ihre ΔV_BE-Spannungen summiert werden.
Jede ΔV_BE-Stufe, d.h. Stufe 1 bis Stufe 5, kann vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs (Bipolar Junction Transistors) aufweisen. Ein Beispiel für vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs ist allgemein bei 12 gezeigt, wobei die Stromquellen explizit als Transistoren Q1-Q4 gezeigt sind. Ein anderes Beispiel für vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs ist allgemein bei 14 gezeigt. Bei der bei 12 gezeigten beispielhaften Ausbildung kann ein Parallel-RC-Netzwerk 16 enthalten sein, um die Rückkopplungsschleife 18 zu kompensieren.
Mindestens einige der ΔV_BE-Stufen können weiter zusätzliche Paare von kreuzgekoppelten BJTs aufweisen. Beispielsweise kann Stufe 1 zusätzliche Paare von kreuzgekoppelten BJTs aufweisen, wie allgemein bei 20 gezeigt, und Stufe 2 kann zusätzliche Paare von kreuzgekoppelten BJTs aufweisen, wie allgemein bei 22 gezeigt. In dem in 2A und 2B gezeigten Beispiel können die die zusätzlichen Paare bildenden BJTs ein Verhältnis N von Emitterflächen besitzen, das über 1 ist. Bei einigen beispielhaften Ausbildungen können die in einer Cross-Quad-Ausbildung geschalteten BJTs ein Verhältnis M von Emitterflächen aufweisen, das über 1 liegt.
Es sei angemerkt, dass bei einigen Beispielen alle Transistoren mit niedriger Stromdichte, z.B. Nx-große oder Mx-große Bauelemente, eine separate Skalierung besitzen können. Weiterhin brauchen die Transistoren mit niedriger Stromdichte, z. B. die Nx-großen oder die Mx-großen Bauelemente, nicht in Paaren von Verhältnissen vorzuliegen, z. B. N auf einer Seite und N auf der anderen Seite der Cross-Quad-Ausbildung. Analog können alle Transistoren mit hoher Stromdichte, z. B. 1x-große Bauelemente, eine getrennte Skalierung aufweisen.
Bei einigen Beispielen ist M nicht gleich N. Beispielsweise können bei einer nichtbeschränkenden veranschaulichenden Ausbildung die Emitterverhältnisse so gewählt werden, dass M=14 und N=24 in den Stufen 1 und 2, so dass die PTAT-Komponente die CTAT-Komponente am Ende von Stufe 2 neutralisiert, was zu einer Referenzspannung Vref_1p2 mit einem ungefähren Temperaturkoeffizienten erster Ordnung von Null am Ende von Stufe 2 führt. Der realisierte tatsächliche Referenzwert ist etwa die Bandgap-Spannung von Silizium. Wie unten beschrieben, kann die Spannungsreferenz Vref_1p2 optional durch eine nichtinvertierende Pufferstufe mit einer Verstärkung über 1 verstärkt werden. Auf diese Weise kann ein beliebiger Referenzspannungswert über der Silizium-Bandgap-Spannung erhalten werden und eine präzise absolute Trimmfunktionalität kann durch Ändern eines Rückkopplungs-Abgriffspunkts umgesetzt werden, als Beispiel. Es kann bei einigen Ausbildungen wünschenswert sein, eine Verstärkung so nahe wie möglich bei 1 zu wählen, um eine Rauschverstärkung zu minimieren.
Bei einigen beispielhaften Ausbildungen können die Emitterflächenverhältnisse so gewählt werden, dass sie für eine oder mehrere der Stufen verschieden sind, so dass sich die PTAT- und die CTAT-Komponente bei Referenzspannungsausgängen aufheben, z.B. die erste Referenzspannung Vref_1p2 und die zweite Referenzspannung Vref_2p4. Beispielsweise können in einer nichtbeschränkenden Ausbildung die Emitterverhältnisse in Stufe 3 so gewählt werden, dass K=8 und N=24, während die Emitterverhältnisse in Stufen 1 und 2 so gewählt werden können, dass M=14 und N=24. Die Emitterverhältnisse in Stufe 3 können als 8 und 24 gewählt werden, so dass am Ende von Stufe 5 die CTAT-Komponente aufgrund von zwei V_BE-Spannungsabfällen die summierten PTAT-Komponenten bei Stufen 1-5 aufhebt.
Für zwei Transistoren mit unterschiedlichen Stromdichten aufgrund ihrer unterschiedlichen Emitterflächen und mit dem gleichen Kollektorstrom arbeitend, stellt die Differenz bei ihren Basis-Emitter-Spannungen ΔV_BE dar, was die PTAT-Spannung ist. Für den gleichen Kollektorstrom beträgt die Differenz bei V_BE für ein 1x-Emitterflächenbauelement und ein N-mal größeres (Nx)-Emitterflächenbauelement ΔV_BE , was die PTAT-Spannung ist. Die V_BE-Summierung wird nun erläutert. Beginnend am Boden auf der linken Seite von Stufe 1 wird eine Zunahme von 1x V_BE5 durch den Basis-Emitter-Übergang des BJT Q5 erzielt. Eine weitere Zunahme von 1x V_BE8 wird durch den Basis-Emitter-Übergang von BJT Q8 erzielt, und so weiter, bis Q9 und Q12, bis Knoten 24 erreicht ist.
Nun wird vom Knoten 24 nach unten gehend eine Abnahme eines Transistors V_BE,Q11 mit einer M-mal größeren (Mx)-Emitterfläche (ein kleineres V_BE als V_BE,Q12 ) durch den Basis-Emitter-Übergang von BJT Q11 erzielt. Eine weitere Abnahme von V_BE,Q10 wird durch den Mx-Basis-Emitter-Übergang von BJT Q10 erreicht. Eine Abnahme von V_BE,Q7 wird durch den Nx-Basis-Emitter-Übergang von BJT Q7 erreicht und eine weitere Abnahme von V_BE,Q6 wird durch den Nx-Basis-Emitter-Übergang von BJT Q6 erreicht, bis Knoten P1 erreicht ist. Auf diese Weise ist eine bei Stufe 1 am Knoten P1 generierte summierte ΔV_BE-Spannung (oder PTAT-Spannung) gleich 4* ΔV_BE oder V_PTAT1 . Insbesondere ist die Spannung am Knoten P1 V_PTAT1= V_BE,Q5+ V_BE,Q8 + V_BE,Q9 + V_BE,Q12 - V_BE,Q11 - V_BE,Q10 - V_BE,Q7- V_BE,Q6 = (V_BE,Q5 - V_BE,Q7) + (V_BE,Q8 - V_BE,Q6) + (V_BE,Q9 - V_BE,Q11) + (V_BE,Q12 - V_BE,Q10) = 4*ΔV_BE.
Bei der in 2A gezeigten beispielhaften Ausbildung kann ein Transistor Q13, z.B. ein FET, der in seinem Triodengebiet arbeitet, Teil der Rückkopplungsschleife 18 sein. Der Transistor Q13 kann so über Rückkopplung geregelt werden, dass die ΔV_BE -Knotenspannung bei P1, V_P1 , an Q13 und ihrem Source-gekoppelten Widerstand abfallen kann, während der durch den Transistor Q2 diktierte Strom beibehalten wird.
Stufe 2 ist in einer kaskadierten Anordnung an Stufe 1 gekoppelt, wobei der Ausgang von Stufe 1 am Knoten P1 der Eingang zu Stufe 2 ist, so dass die PTAT-ΔV_BE-Spannungen von Stufe 1 und 2 summiert werden. Analog zu Stufe 1 können die Transistoren Q14-Q21 in Stufe 2 eine summierte ΔV_BE-Spannung (oder PTAT-Spannung) gleich 4*ΔV_BE oder V_PTAT2 zwischen Knoten P1 und dem Emitter von Transistor Q15 generieren. Insbesondere ist V_PTAT2 = V_BE,Q14 + V_BE,Q17 + V_BE,Q18 + V_BE,Q21 - V_BE,Q20 - V_BE,Q19 - V_BE,Q16 - V_BE,Q15 = (V_BE,Q14 - V_BE,Q16) + (V_BE,Q17 - V_BE,Q15) + (V_BE,Q21 - V_BE,Q19) + (V_BE,Q18 - V_BE,Q20) = 4*ΔV_BE. Somit kann mit den kaskadierten Stufen 1 und 2 eine summierte ΔV_BE-Spannung (PTAT-Spannung) von V_PTAT1 + V_PTAT2 = 8*ΔV_BE am Emitter des Nx-BJT Q15 (als P2 bezeichneten Knoten) generiert werden, und eine CTAT-Spannung wird an dem verstellbaren Widerstand R1 unter Verwendung des V_BE,Q15 des Nx-BJT Q15 generiert. Summierte ΔV_BE-Spannungen (oder PTAT-Spannungen) können analog für Stufe 3 (V_PTAT3 ), Stufe 4 (V_PTAT4 ) und Stufe 5 (V_PTAT5 ) generiert werden.
Bei einigen Beispielen kann ein resistives Element R1 in Reihe mit der summierten ΔV_BE-Spannung (oder PTAT-Spannung) von kaskadierten ΔV_BE-Stufen, z.B. von Stufen 1 und 2, gekoppelt werden. Das resistive Element R1 kann einen Widerstandswert besitzen, an dem eine CTAT-Spannung generiert und in Reihe mit einer summierten ΔV_BE -Spannung (oder PTAT-Spannung) von 8*ΔV_BE platziert werden kann, um eine erste Referenzspannung Vref_1p2 bereitzustellen. Durch Summieren der PTAT- und CTAT-Spannungen und durch Verstellen des resistiven Elements R1 können die PTAT- und CTAT-Spannungen einander neutralisieren und eine temperaturunabhängige erste Referenzspannung kann am Ausgangsknoten 26 generiert werden, z.B. mit der Bandgap-Spannung von Silizium. Der Widerstandswert des resistiven Elements R1 kann verstellt werden, wie etwa durch Verwenden von Lasertrimmen, digitaler On-Chip-Wahl, Abgriffswahl oder unter Verwendung einer oder mehrerer Verstelltechniken.
Bei der in 2A und 2B gezeigten beispielhaften Ausbildung liegt der realisierte oder am Knoten 26 ausgegebene tatsächliche Referenzwert geringfügig unter dem Bandgap-Spannungswert. Dies kann erfolgen, damit die ungepufferte Referenzspannung durch eine nichtinvertierende Pufferstufe, z.B. Pufferschaltung 46 in 3 mit einer Verstärkung über 1, verstärkt werden kann. Auf diese Weise kann ein beliebiger Referenzspannungswert nahe dem Bandgap-Spannungswert erzielt werden und eine präzise absolute Trimmfunktionalität kann durch Ändern des Rückkopplungs-Abgriffspunkts am Ausgang der Pufferschaltung 46 umgesetzt werden.
Das an den Basis-Emitter-Übergang des BJT Q15 mit einer Emitterfläche von N gekoppelte resistive Element R1 gestattet, dass nur ein verstellbarer Bruchteil der CTAT-V_BE -Spannung mit der am Knoten P2 unter Verwendung der kaskadierten Stufen 1 und 2 entwickelten summierten PTAT-Komponente summiert wird, um eine Temperaturabhängigkeit zu einer ersten Ordnung zu neutralisieren, was zu einer Bandgap-Referenzspannung mit einem Temperaturkoeffizienten erster Ordnung von Null am Knoten Vref_1p2 führt. Das resistive Element R1 kann ein Potentiometer mit verschiedenen Abgriffspunkten sein. Die Referenzspannung Vref_1p2 ist durch Gleichung (2) gegeben: $Vref_1p2 = G 1 * (V_{PTAT1} + V_{PTAT2}) + G2 * V_{BE},$
wobei G1 die V_BE-Verstärkung ist, G2 die PTAT-Verstärkung ist. In Gleichung (2) ist die Referenzspannung Vref_1p2 eine Referenzspannung mit einem Temperaturkoeffizienten erster Ordnung von Null. Bei einigen Beispielen beträgt der realisierte tatsächliche Referenzwert 1,105 und ist kleiner als der Bandgap-Wert V_G0 von 1,2 V. Die Spannung V_BE ist die Basis-Emitter-Spannung V_BE,Q15 des BJT Q15 mit einer Emitterfläche von N und ist eine CTAT-Spannung, so dass sie einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt. Die Spannung V_PTAT1 ist gleich 4*ΔV_BE (von Stufe 1) und V_PTAT2 ist gleich 4*ΔV_BE (von Stufe 2) für eine summierte PTAT-Spannung von 8*ΔV_BE. Die Spannung (V_PTAT1 + V_PTAT2) besitzt einen positiven Temperaturkoeffizienten. Eine PTAT-Spannung beträgt kT/q*In(N1*N2*N3), wobei N1-N3 die Stromdichtenverhältnisse darstellt. Für Emitterverhältnisse von M und N in einer Stufe ist V_PTAT = kT/q* (2*In (M) +2*In(N)).
Der Widerstandswert des verstellbaren resistiven Elements R1 ist der Gesamtwiderstandswert an V_BE und R1 = R1A+R1B ist festgelegt (R1A und R1B nicht dargestellt). Bei einigen Beispielen ist das resistive Element R1A etwa gleich 1 Megaohm und das resistive Element R1B ist etwa 200-300 Kiloohm (R1A und R1B sind nicht dargestellt). Die Variable G2 ist programmierbar, wie etwa durch Ändern eines Abgriffspunkts an R1. In Gleichung (2) ist der Ausdruck G2*V_BE etwa gleich 0,5 V, so dass die negative Neigung bezüglich der Absoluttemperatur (CTAT) von V_BE die positive Neigung von (V_PTAT1 + V_PTAT2) aufhebt.
Der Widerstandswert des resistiven Elements R1 kann groß sein, z.B. etwa 1 Megaohm, so dass er den Strom in den Kollektor des BJT Q14 mit der kleineren Emitterfläche nicht signifikant abändert. In Stufe 2 können die Kollektorströme für das unterste BJT-Paar um etwa 10% differieren, da ein Teil des für den Kollektor des BJT mit der kleineren Emitterfläche gedachten Stroms zu R1 umgelenkt wird. Der umgelenkte Strom kann bei Raumtemperatur etwa 0,4 Mikroampere betragen, in einem veranschaulichenden Beispiel. Diese Differenz bei dem Kollektorstrom kann eine geringfügige Abhängigkeit von Vptat2 von der endlichen Basis-Kollektorstrom-Verstärkung (beta) der BJTs bewirken.
Stufe 3 kann an Stufe 2 in einer kaskadierten Anordnung gekoppelt sein, so dass die ΔV_BE-Spannungen von Stufen 1-3 summiert werden. Analog zu Stufe 1 kann die Schaltungsanordnung in Stufe 3 eine summierte ΔV_BE-Spannung oder (PTAT-Spannung) gleich 4*ΔV_BE generieren. Eine summierte ΔV_BE-Spannung (oder PTAT-Spannung) von 12*ΔV_BE (V_PTAT1 + V_PTAT2 - V_PTAT3) wird an dem Emitter des BJT Q23 (als P3 bezeichnet) generiert.
Stufe 4 kann an Stufe 3 in einer kaskadierten Anordnung gekoppelt sein, so dass die ΔV_BE-Spannungen der Stufen 1-3 summiert werden. Die Stufen 1-3 weisen einen Stapel aus vier Paaren von Transistoren auf. Aus Headroom-Gründen jedoch weisen die Stufen 4 und 5 einen Stapel aus zwei Paaren von Transistoren auf. Infolgedessen kann die Schaltungsanordnung in Stufe 4 eine summierte ΔV_BE-Spannung (oder PTAT-Spannung) gleich 2* ΔV_BE generieren. Eine summierte ΔV_BE-Spannung (oder PTAT-Spannung) von 14* ΔV_BE (V_PTAT1 + V_PTAT2 - V_PTAT3 + V_PTAT4) wird an dem Emitter des Nx-BJT Q25 (als P4 bezeichnet) generiert.
Stufe 5 kann an Stufe 4 in einer kaskadierten Anordnung gekoppelt sein, so dass die ΔV_BE-Spannungen der Stufen 1-4 summiert werden. Die Schaltungsanordnung in Stufe 5 kann eine summierte ΔV_BE-Spannung (oder PTAT-Spannung) gleich 2*ΔV_BE generieren. Eine summierte ΔV_BE-Spannung (oder PTAT-Spannung) von 16* ΔV_BE (V_PTAT1 + V_PTAT2 - V_PTAT3 + V_PTAT4 + V_PTAT5) wird an dem Emitter des Nx-BJT Q27 (als P5 bezeichnet) generiert.
Eine weitere Referenzspannungsstufe 28 kann innerhalb der mehreren ΔV_BE-Stufen 1-5 kaskadiert werden und insbesondere an die summierten ΔV_BE-Spannungen am Knoten P5 gekoppelt werden. Die Referenzspannungsstufe 28 ist ausgelegt zum Generieren von mehreren V_BE-Spannungen, die mit einer Summe von ΔV_BE-Spannungen summiert sind, um eine zweite Referenzspannung am Ausgangsknoten 30 bereitzustellen. Der Ausgang wird von der Basis der Transistoren Q30, Q31 genommen, so dass die summierten ΔV_BE-Spannungen der Stufen 1-5 von 16*ΔV_BE (oder PTAT-Spannungen) mit den beiden V_BE-Spannungen (oder CTAT-Spannungen) der beiden Nx-BJTs Q28, Q31 summiert werden, um die zweite Referenzspannung Vref_2p4 mit einem Temperaturkoeffizienten erster Ordnung von Null zu generieren.
Die zweite Referenzspannung Vref_2p4 ist durch Gleichung (3) gegeben: $\begin{matrix} Vref_24 = V_{BE1} + V_{BE2} + V_{PTAT_BIAS} + V_{PTAT5} + V_{PTAT4} + \\ V_{PTAT3} + V_{PTAT2} + V_{PTAT1}, \end{matrix}$
wobei V_BE1 die Basis-Emitter-Spannung an dem BJT Q31 ist; V_BE2 die Basis-Emitter-Spannung am BJT Q28 ist, V_{PTAT_BIAS} die PTAT-Spannung an dem resistiven Element R2 in der letzten Stufe 28 ist, das den PTAT-Bias generiert; V_PTAT5 die in Stufe 5 generierte PTAT-Spannung ist; V_PTAT4 die in Stufe 4 generierte PTAT-Spannung ist; V_PTAT3 die in Stufe 3 generierte PTAT-Spannung ist; V_PTAT2 die in Stufe 2 generierte PTAT-Spannung ist und V_PTAT1 die in Stufe 1 generierte PTAT-Spannung ist. Für Emitterverhältnisse von M und N in einer Stufe ist V_PTAT = kT/q* (2*In (M) +2*In(N)).
3 ist ein Schemadiagramm eines Beispiels einer Mehrkanalschaltung 40, die verschiedene Techniken der vorliegenden Offenbarung umsetzen kann. Bei einigen beispielhaften Umsetzungen kann die Mehrkanalschaltung 40 von 3 einen Abschnitt einer Elektrokardiogramm(EKG)-Messschaltung in Kombination mit der Spannungsreferenzschaltung 10 von 2A und 2B bilden. Wie oben beschrieben, können die Techniken von 2A und 2B zwei getrennte temperaturunabhängige Referenzspannungen generieren. In 3 kann die Mehrkanalschaltung 40 zwei getrennte Referenzpuffer für die zwei getrennten temperaturunabhängigen Referenzspannungen aufweisen.
In 3 stellt der Block 42 die Schaltungsanordnung der 2A und 2B dar. Der Block 42 gibt zwei temperaturunabhängige Referenzspannungen aus, nämlich die erste Referenzspannung Vref_1p2 und die zweite Referenzspannung Vref_2p4. Die Schaltung 40 von 3 enthält zwei Pufferschaltungen 44, 46. Durch Verwenden der Schaltung von 2A und 2B in Block 42, in dem zwei getrennte Referenzspannungen generiert werden, tritt sehr wenig Kreuzkopplung zwischen den beiden Pufferschaltungen 44, 46 auf.
Die erste Pufferschaltung 44 empfängt die Referenzspannung Vref_2p4 und kann unter Verwendung des Rückkopplungswiderstandsteilernetzwerks 48 die Referenzspannung Vref_2p4 verstärken, um eine erste Kanalreferenzspannung von etwa 2,56 V zu generieren, wie etwa zur Verwendung mit einem EKG-Kanal. Bei einigen beispielhaften Ausbildungen kann die Pufferschaltung 44 eine BJT-basierte Schaltung sein, die im Vergleich mit CMOS-basierten Schaltungen eine bessere Rauschleistungscharakteristik besitzen kann.
Die zweite Pufferschaltung 46 empfängt die Referenzspannung Vref_1p2 und kann unter Verwendung des Rückkopplungswiderstandsteilernetzwerks 50 die Referenzspannung Vref_1p2 verstärken, um eine zweite Kanalreferenzspannung von etwa 1,28 V zu generieren, wie etwa zur Verwendung mit einem Pace-Kanal. Bei einigen beispielhaften Ausbildungen kann die Pufferschaltung 46 eine FET-basierte Schaltung sein, z.B. CMOS-basiert. Wenn sie CMOS-basiert ist, wird die Pufferschaltung 46 nicht die zweite Stufe laden oder den Strom in der zweiten Stufe stören. Dies kann eine gute Nebensprechleistung liefern, da die 2,4 V-Hochleistungsreferenz sogar dann nicht beeinflusst wird, wenn die Pufferschaltung 46 einen geschalteten Kondensator oder eine andere rauschbehaftete Last ansteuert.
Unter Verwendung der oben beschriebenen verschiedenen Techniken kann eine rauscharme Spannungsreferenzschaltung bereitgestellt werden, die zwei getrennte Referenzspannungen generieren kann, wobei zwischen den Referenzen sehr wenig Kreuzkopplung auftritt. Eine Spannungsreferenzschaltung, die zwei getrennte Referenzspannungen generieren kann, wie oben beschrieben, kann Strom sparen und den Die-Bereich reduzieren, wodurch ein leistungseffizientes und rauscharmes Referenzspannungsgenerierungs- und -verteilungsschema bereitgestellt wird.
Verschiedene Anmerkungen
Es werden Techniken zum Generieren von zwei getrennten temperaturunabhängigen Referenzspannungen vorgelegt. Die Referenzspannungen können unter Verwendung einer Kette von Basis-Emitter-Spannungsdifferenzzellen, ΔV_BE-Zellen, generiert werden. Eine auf einer Cross-Quad-ΔV_BE-Zelle basierende Bandgap-Spannungsreferenz kann Rauschen von assoziierten Stromquellen neutralisieren, indem sie gezwungen werden zu korrelieren. Mehrere Basis-Emitter-Spannungsdifferenzstufen, ΔV_BE-Stufen, können miteinander kaskadiert werden, um eine nennenswerte PTAT-Komponente zu generieren, die die CTAT-Komponente von V_BE aufheben kann. Bei einigen Beispielausbildungen werden nur BJTs verwendet - ohne die Verwendung eines Verstärkers zu erfordern - um die Bandgap-Spannungen zu generieren; auf diese Weise können extrem rauscharme Spannungsreferenzen generiert werden. Die PTAT- und die CTAT-Spannung können kombiniert werden, um eine Bandgap-Spannung von etwa V_G0 oder etwa 2V_G0 zu generieren.
Jeder bzw. jedes der nicht beschränkenden Aspekte oder Beispiele, die hierin beschrieben sind, kann für sich alleine stehen oder kann in verschiedenen Permutationen oder Kombinationen mit einem oder mehreren der anderen Beispiele kombiniert werden.
Die obige detaillierte Beschreibung enthält Referenzen auf die beiliegenden Zeichnungen, die einen Teil der detaillierten Beschreibung bilden. Die Zeichnungen zeigen als Veranschaulichung vorgegebene Ausführungsformen, in denen die Erfindung praktiziert werden kann. Diese Ausführungsformen werden hierin auch als „Beispiele“ bezeichnet. Solche Beispiele können Elemente zusätzlich zu jenen gezeigten oder beschriebenen aufweisen. Die Erfinder der vorliegenden Erfindung ziehen jedoch auch Beispiele in Betracht, in denen nur jene gezeigten oder beschriebenen Elemente vorgesehen sind. Zudem ziehen die Erfinder der vorliegenden Erfindung auch Beispiele in Betracht, die eine beliebige Kombination oder Permutation jener gezeigten oder beschriebenen Elemente (oder eines oder mehrerer Aspekte davon) entweder bezüglich eines bestimmten Beispiels (oder eines oder mehrerer Aspekte davon) oder bezüglich anderer Beispiele (oder eines oder mehrerer Aspekte davon), die hierin gezeigt oder beschrieben sind, verwenden.
Im Fall von uneinheitlichen Verwendungen zwischen diesem Dokument und beliebigen, unter Bezugnahme so aufgenommenen Dokumenten, ist die Verwendung in diesem Dokument bestimmend.
In diesem Dokument werden die Ausdrücke „ein/eine/einer“ verwendet, wie in Patentdokumenten üblich ist, um einen oder mehr als einen zu beinhalten, unabhängig von beliebigen anderen Instanzen oder Verwendungen von „mindestens ein“ oder „einer oder mehreren“. In diesem Dokument wird der Ausdruck „oder“ verwendet, um sich auf ein nicht-exklusives Oder zu beziehen, so dass „A oder B“ „A, aber nicht B“, „B, aber nicht A“ und „A und B“ beinhaltet, sofern nicht etwas Anderes angegeben ist. In diesem Dokument werden die Ausdrücke „mit“ und „in denen“ als die Äquivalente der jeweiligen Ausdrücke „aufweisend“ und „wobei“ in einfachem Englisch verwendet. Außerdem sind in den folgenden Ansprüchen die Ausdrücke „mit“ und „aufweisend“ offen, das heißt, ein System, eine Einrichtung, ein Artikel, eine Zusammensetzung, eine Formulierung oder ein Prozess, die Elemente zusätzlich zu jenen nach einem derartigen Ausdruck in einem Anspruch aufgeführten enthalten, werden immer noch so angesehen, dass sie in den Schutzbereich dieses Anspruchs fallen. Zudem werden in den folgenden Ansprüchen die Ausdrücke „erster“, „zweiter“ und „dritter“ usw. lediglich als Bezeichnungen verwendet und sollen ihren Objekten keine numerischen Anforderungen auferlegen.
Hierin beschriebene Verfahrensbeispiele können mindestens teilweise maschinen- oder computerimplementiert sein. Einige Beispiele können ein computerlesbares Medium oder ein maschinenlesbares Medium aufweisen, das mit Anweisungen codiert ist, die ausgeführt werden können, um eine Elektronikeinrichtung zu konfigurieren, Verfahren, wie in den obigen Beispielen beschrieben, durchzuführen. Eine Umsetzung solcher Verfahren kann einen Code wie etwa einen Mikrocode, einen Assemblersprachencode, einen Sprachencode auf höherer Ebene oder dergleichen beinhalten. Ein derartiger Code kann computerlesbare Anweisungen zum Durchführen verschiedener Verfahren enthalten. Der Code kann Abschnitte von Computerprogrammprodukten bilden. Weiterhin kann in einem Beispiel der Code dinglich auf einem oder mehreren flüchtigen, nicht vorübergehenden oder nichtflüchtigen dinglichen computerlesbaren Medien wie etwa während einer Ausführung oder zu anderen Zeiten gespeichert sein. Zu Beispielen für diese dinglichen computerlesbaren Medien können unter anderem Festplatten, entfernbare Magnetplatten, entfernbare optische Platten (z. B. Compact Discs und Digital Video Discs), Magnetkassetten, Speicherkarten oder Speichersticks, Direktzugriffsspeicher (RAMs), Festwertspeicher (ROMs) und dergleichen zählen.
Die obige Beschreibung soll veranschaulichend und nicht restriktiv sein. Beispielsweise können die oben beschriebenen Beispiele (oder ein oder mehrere Aspekte davon) in Kombination miteinander verwendet werden. Andere Ausführungsformen können verwendet werden, wie etwa durch einen Durchschnittsfachmann bei Betrachtung der obigen Beschreibung. Die Zusammenfassung wird in Erfüllung von 37 C.F.R. §1.72(b) vorgelegt, damit der Leser die Natur der technischen Offenbarung schnell feststellen kann. Sie wird in dem Verständnis vorgelegt, dass sie nicht verwendet wird, um den Schutzbereich oder die Bedeutung der Ansprüche zu interpretieren oder zu beschränken. Außerdem können in der obigen detaillierten Beschreibung verschiedene Merkmale miteinander gruppiert sein, um die Offenbarung zu vereinfachen. Dies sollte nicht so ausgelegt werden, dass damit beabsichtigt wird, dass ein unbeanspruchtes offenbartes Merkmal für irgendeinen Anspruch essentiell ist. Vielmehr kann der erfindungsgemäße Gegenstand in weniger als allen Merkmalen einer bestimmten offenbarten Ausführungsform liegen. Somit sind die folgenden Ansprüche hiermit als Beispiele oder Ausführungsformen in die detaillierte Beschreibung aufgenommen, wobei jeder Anspruch als eine separate Ausführungsform für sich selbst steht, und es wird in Betracht gezogen, dass solche Ausführungsformen in verschiedenen Kombinationen oder Permutationen miteinander kombiniert werden können. Der Schutzbereich der Erfindung sollte unter Bezugnahme auf die beiliegenden Ansprüche zusammen mit dem vollen Umfang an Äquivalenten, auf den solche Ansprüche einen Anspruch haben, bestimmt werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 9285820 [0011, 0016]

Claims

Spannungsreferenzschaltung zum Generieren mindestens einer ersten Referenzspannung und einer zweiten Referenzspannung, wobei die Schaltung aufweist: mehrere kaskadierte Basis-Emitter-Spannungsdifferenzstufen, ΔV_BE-Stufen, wobei jede Stufe vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs (Bipolar Junction Transistors) aufweist, wobei jede Stufe ausgelegt ist zum Generieren einer PTAT(Proportional to Absolute Temperature)-Spannung, wobei die mehreren Stufen derart kaskadiert sind, dass ihre PTAT-Spannungen summiert werden; eine innerhalb der mehreren Stufen kaskadierte erste Referenzspannungsstufe, wobei die erste Referenzspannung ausgelegt ist zum Ausgleichen einer CTAT(Complementary to Absolute Temperature)-Spannung mit einer ersten Summe von PTAT-Spannungen, um die erste Referenzspannung bereitzustellen; und eine innerhalb der mehreren Stufen kaskadierte zweite Referenzspannungsstufe, wobei die zweite Referenzspannungsstufe an die summierten PTAT-Spannungen gekoppelt ist, die zweite Referenzspannungsstufe ausgelegt ist zum Generieren von mehreren V_BE-Spannungen, die mit einer zweiten Summe von PTAT-Spannungen summiert sind, um die zweite Referenzspannung bereitzustellen.
Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 1, wobei mindestens einige der Stufen weiterhin zusätzliche Paare von kreuzgekoppelten BJTs aufweisen, wobei die die zusätzlichen Paare bildenden BJTs ein erstes Verhältnis von Emitterflächen besitzen, das größer als 1 ist.
Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 2, wobei die in einer Cross-Quad-Ausbildung geschalteten BJTs ein zweites Verhältnis von Emitterflächen besitzen, das über 1 liegt.
Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 3, wobei das erste und zweite Verhältnis unterschiedlich sind.
Spannungsreferenzschaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die in einer Cross-Quad-Ausbildung geschalteten BJTs in einer der mehreren Stufen ein erstes Verhältnis von Emitterflächen besitzen, das über 1 liegt, wobei die in einer Cross-Quad-Ausbildung geschalteten BJTs in einer anderen der mehreren Stufen ein zweites Verhältnis von Emitterflächen besitzen, das über 1 liegt, wobei das erste und zweite Verhältnis unterschiedlich sind.
Spannungsreferenzschaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die erste Referenzspannungsstufe aufweist: ein zwischen ein Paar von kaskadierten Stufen gekoppeltes resistives Element, wobei das resistive Element einen Widerstandswert zum Ausgleichen der CTAT-Spannung mit der ersten Summe von PTAT-Spannungen besitzt, um die erste Referenzspannung bereitzustellen.
Spannungsreferenzschaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei der Widerstandswert des resistiven Elements verstellbar ist.
Spannungsreferenzschaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die Spannungsreferenzschaltung derart ausgelegt ist, dass jede der ersten Referenzspannung und der zweiten Referenzspannung einen Temperaturkoeffizienten erster Ordnung von Null besitzt.
Spannungsreferenzschaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die mehreren Stufen fünf kaskadierte Stufen aufweisen und wobei das resistive Element zwischen die erste und zweite kaskadierte Stufe gekoppelt ist.
Spannungsreferenzschaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, in Kombination mit: einer ersten Kanalschaltung mit einer ersten Kanalpufferschaltung zum Empfangen der ersten Referenzspannung und Bereitstellen einer ersten Kanalreferenzspannung; und einer zweiten Kanalschaltung mit einer zweiten Kanalpufferschaltung zum Empfangen der zweiten Referenzspannung und Bereitstellen einer zweiten Kanalreferenzspannung .
Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 10, wobei die erste Kanalpufferschaltung eine FET-basierte Pufferschaltung ist und wobei die zweite Kanalpufferschaltung eine BJT-basierte Pufferschaltung ist.
Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 10 oder 11, enthalten in oder in Kombination mit einer Elektrokardiogramm(EKG)-Messchaltung.
Verfahren zum Generieren mindestens einer ersten Referenzspannung und einer zweiten Referenzspannung, wobei das Verfahren aufweist: Kaskadieren von mehreren Basis-Emitter-Spannungsdifferenzstufen, ΔV_BE-Stufen, wobei jede Stufe vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs (Bipolar Junction Transistors) aufweist; Generieren, an jeder ΔV_BE-Stufe, einer PTAT-Spannung und Summieren der PTAT-Spannungen der mehreren kaskadierten Stufen; Ausgleichen, unter Verwendung einer ersten Referenzspannungsstufe, einer CTAT-Spannung mit einer ersten Summe von PTAT-Spannungen, um die erste Referenzspannung bereitzustellen; Generieren von mehreren V_BE-Spannungen unter Verwendung einer innerhalb der mehreren Stufen kaskadierten zweiten Referenzspannungsstufe; und Summieren der mehreren V_BE-Spannungen mit einer zweiten Summe von PTAT-Spannungen, um die zweite Referenzspannung bereitzustellen.
Verfahren nach Anspruch 13, weiterhin aufweisend: Kreuzkoppeln zusätzlicher Paare von BJTs innerhalb mindestens einiger der Stufen, wobei die die zusätzlichen Paare bildenden BJTs ein Verhältnis von Emitterflächen besitzen, das über 1 liegt.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Kaskadieren von mehreren Stufen, wobei jede Stufe vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs aufweist, aufweist: Kaskadieren von mehreren Stufen, wobei jede Stufe vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs aufweist und ein Verhältnis von Emitterflächen besitzt, das über 1 liegt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 15, wobei das Ausgleichen, unter Verwendung der ersten Referenzspannungsstufe, einer CTAT-Spannung mit der ersten Summe von PTAT-Spannungen zum Bereitstellen der ersten Referenzspannung aufweist: Koppeln eines resistiven Elements zwischen ein Paar von kaskadierten ΔV_BE-Stufen, wobei das resistive Element einen Widerstandswert zum Ausgleichen der CTAT-Spannung mit der ersten Summe von PTAT-Spannungen besitzt, um die erste Referenzspannung bereitzustellen.
Verfahren nach Anspruch 16, weiterhin aufweisend: Verstellen des Widerstandswerts des resistiven Elements.
Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 17, weiterhin aufweisend: Empfangen der ersten Referenzspannung unter Verwendung einer eine erste Kanalpufferschaltung aufweisenden ersten Kanalschaltung und Generieren einer ersten Kanalreferenzspannung; und Empfangen der zweiten Referenzspannung unter Verwendung einer eine zweite Kanalpufferschaltung aufweisenden zweiten Kanalschaltung und Generieren einer zweiten Kanalreferenzspannung.
Spannungsreferenzschaltung zum Generieren mindestens einer ersten Referenzspannung und einer zweiten Referenzspannung, wobei die Schaltung aufweist: mehrere kaskadierte Basis-Emitter-Spannungsdifferenzstufen, ΔV_BE-Stufen, wobei jede Stufe vier in einer Cross-Quad-Ausbildung geschaltete BJTs aufweist; bei jeder Stufe, Mittel zum Generieren einer PTAT-Spannung und Mittel zum Summieren der PTAT-Spannungen der mehreren kaskadierten Stufen; Mittel zum Ausgleichen einer CTAT-Spannung mit einer ersten Summe von PTAT-Spannungen, um die erste Referenzspannung bereitzustellen; Mittel zum Generieren von mehreren V_BE-Spannungen; und Mittel zum Summieren der mehreren V_BE-Spannungen mit einer zweiten Summe von PTAT-Spannungen, um die zweite Referenzspannung bereitzustellen.
Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 19, wobei das Mittel zum Ausgleichen der CTAT-Spannung mit einer ersten Summe von PTAT-Spannungen zum Bereitstellen der ersten Referenzspannung aufweist: Mittel zum Verstellen eines Widerstandswerts eines zwischen ein Paar von kaskadierten Stufen gekoppelten resistiven Elements.