DE102006061721B4

DE102006061721B4 - Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung, Spannungs-Kompensationsschaltung, spannungskompensierte Schaltung, Vorrichtung zur Bereitstellung einer Kompensationsgröße, Verfahren zum Bereitstellen einer Kompensationsgröße und Ring-Oszillator

Info

Publication number: DE102006061721B4
Application number: DE102006061721.5A
Authority: DE
Inventors: Dr. Ausserlechner Udo; Mario Motz
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2006-12-28
Filing date: 2006-12-28
Publication date: 2016-12-29
Anticipated expiration: 2026-12-29
Also published as: DE102006061721A1; US20080157850A1; US7750743B2

Abstract

Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400), mit folgenden Merkmalen: einem Frequenzsignalerzeuger (110; 210; 310; 410, 420) mit einem Ausgang für ein Frequenzsignal (112; 212; 312; 412, 422), dessen Frequenz von mechanischen Spannungen in einer Schaltung (240; 330) abhängig ist; und einem Kompensationsgrößen-Bereitsteller (120; 220; 320; 430) mit einem Eingang für das Frequenzsignal und einem Ausgang für eine Kompensationsgröße (122; 222; 322; 432), die auf dem Frequenzsignal und einem weiteren Frequenzsignal basiert, wobei der Frequenzsignalerzeuger einen ersten Ringoszillator, der konfiguriert ist, um das Frequenzsignal zu liefern, und einen zweiten Ringoszillator, der konfiguriert ist, um das weitere Frequenzsignal zu liefern, aufweist, wobei Eingangs-Feldeffekttransistoren eines Differenzverstärkers des ersten Ringoszillators einen anderen Kanal-Typ aufweisen als Eingangs-Feldeffekttransistoren eines Differenzverstärkers des zweiten Ringoszillators.

Description

Hintergrund
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf eine Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung, auf eine Spannungs-Kompensationsschaltung, auf eine spannungs-kompensierte Schaltung, auf eine Vorrichtung zur Bereitstellung einer Kompensationsgröße, auf ein Verfahren zum Bereitstellen einer Kompensationsgröße und auf einen Ringoszillator.
Unter einer Spannungs-Kompensationsschaltung wird im Rahmen der vorliegenden Beschreibung bevorzugt eine Schaltung zur Kompensation von mechanischen Spannungen bzw. von mechanischen Belastungen bzw. von mechanischem Stress verstanden.
Unter einer spannungs-kompensierten Schaltung wird im übrigen bevorzugt eine Schaltung verstanden, die bei der Einflüsse von mechanischen Spannungen bzw. von mechanischen Belastungen bzw. von mechanischem Stress kompensiert sind.
In der Technik wird eine Vielzahl von verschiedenen Schaltungen eingesetzt, deren Ausgangssignal abhängig von mechanischen Spannungen (im Folgenden auch als Stress bezeichnet) abhängig sind. So beeinflussen mechanische Spannungen bzw. mechanische Stresseffekte beispielsweise die Genauigkeit von Hall-Sensoren, von Bandgap-Referenzen (z. B. Referenzspannungsquellen oder Referenzstromquellen), von Temperaturfühlern und von stabilen On-Chip-Oszillatoren.
Um einen Verlust an Genauigkeit zu vermeiden bzw. zu verringern, ist es oftmals gewünscht, die mechanischen Spannungen bzw. mechanische Stresseffekte zu kompensieren, d. h. den Einfluss der mechanischen Spannungen auf das Ausgangssignal beispielsweise eines Hall-Sensors, einer Bandgap-Referenz, eines Temperaturfühlers oder eines On-Chip-Oszillators zu verringern, zu minimieren, oder im Idealfall, ganz zu eliminieren.
Bisher wurde zur Stresskompensation (also zur Kompensation von Einflüssen von mechanischen Spannungen) eine Änderung von elektrischen Spannungen oder Strömen aus L-förmigen (also senkrecht aufeinander stehenden) n-Diffusionswiderständen oder p-Diffusionswiderständen detektiert. Dafür sind allerdings genaue Stromspiegel, Komparatoren, Verstärker oder Analog-Digital-Wandler (ADCs) nötig.
Die EP 0 040 795 B1 beschreibt einen Halbleiter-Sensor mit mehreren MIS-Transistoren. Ein vorbestimmter Teil der Oberfläche des Halbleitersensors ist als druckempfindlicher Bereich ausgebildet. Wenigstens ein MIS-Transistor ist in dem druckempfindlichen Bereich zur Umwandlung eines Drucks in ein elektrisches Signal vorgesehen. In dem druckempfindlichen Bereich sind mehrere MIS-Transistoren so angeordnet, dass sie paarweise zu Invertern geschaltet sind. Eine ungerade Anzahl von Invertern bildet einen Ringoszillator, der einen Betrag des Druckes in ein dem Druck entsprechendes Frequenzsignal umwandelt.
Die WO 94/18753 A1 beschreibt einen spannungsgesteuerten Oszillator. Der spannungsgesteuerte Oszillator liefert ein Ausgangssignal mit einer Ausgangsfrequenz, die bei Temperaturvariationen und Variationen der Versorgungsspannungen nur minimal schwankt. Der spannungsgesteuerte Oszillator umfasst einen mehrstufigen Ringoszillator, der eine Mehrzahl von seriengeschalteten Inverterstufen umfasst. Der spannungsgesteuerte Oszillator nutzt eine erste Stromquelle, um einen im Wesentlichen konstanten Strom zu liefern. Eine zweite Stromquelle liefert einen variablen Strom, der abhängig von dem Prozess, von der Temperatur und der Versorgungsspannung variiert. Beide Stromquellen erzeugen ein entsprechendes Stromsignal, das unabhängig von dem Eingangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators ist. Ein Abschwächer, der auf das Eingangsspannungssignal des spannungsgesteuerten Oszillators anspricht, liefert ein Steuerstromsignal zu dem Ringoszillator. Der Abschwächer empfängt einen Versorgungsstrom, der durch ein Subtrahieren des zweiten Stromes von dem ersten Strom erzeugt wird. Der Abschwächer erzeugt ein Stromsteuersignal, das einen Strompegel in den Zellen des Ringoszillators einstellt. Die US 2006/0017514 A1 beschreibt eine Ringoszillatoreinstellvorrichtung und ein Verfahren. Die Vorrichtung umfasst eine Mehrzahl von Ringoszillatoren zum Erzeugen von verschiedenen Oszillationsfrequenzen. Die Vorrichtung umfasst eine Schleifengeschwindigkeits-Detektionseinheit, um eine Schleifengeschwindigkeit zu detektieren, die eine Anzahl von Pulsen darstellt, die durch einen der Ringoszillatoren bei der Oszillationsfrequenz innerhalb einer vorbestimmten Zeiteinheit erzeugt werden. Eine Zustandserfassungseinheit detektiert einen Zustand einer Systemumgebung. Eine Einstellungs-Steuereinheit ist vorgesehen, um einen der Ringoszillatoren entsprechend einer Veränderung der Schleifengeschwindigkeit aus der Mehrzahl von Ringoszillatoren auszuwählen. Das Auswählen erfolgt ansprechend auf einen detektierten Zustand der Zustandserfassungseinheit.
Die US 2006/0082419 A1 beschreibt eine Oszillationsvorrichtung, die in der Lage ist, Schwankungen der Oszillationsfrequenz zu kompensieren. In einer Oszillationsvorrichtung, die durch einen Ringoszillator mit einer ungeradzahligen Anzahl von Invertern gebildet wird, hat jeder der Inverter einen MOS-Ansteuertransistor und einen Last-MOS-Transistor. Eine Konstantspannungs-Erzeugungsschaltung ist ausgelegt, um eine konstante Spannung zu erzeugen, die einer Schwellspannung des Treiber-MOS-Transistors entspricht. Eine Spannungs-zu-Strom-Umwandlungsschaltung ist ausgelegt, um die konstante Spannung in Lastströme umzuwandeln. Jeder der Lastströme fließt durch den Last-MOS-Transistor von einem der Inverter.
Die US 5,061,907 A beschreibt einen Hochfrequenz-CMOS-VCO mit konstantem Pegel und Tastverhältniskompensation. Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) umfasst einen mehrstufigen Ringoszillator, der eine Mehrzahl von in Serie geschalteten Inverterstufen umfasst, wobei die Inverterstufen N-Kanal-Transistoren und P-Kanal-Transistoren umfassen. Der Ringoszillator spricht auf ein Steuerstromsignal zum Steuern der Oszillationsfrequenz des Ringoszillators an. Ein Spannungs-nach-Strom-Umwandler wandelt ein Abstimmspannungseingangssignal in ein entsprechendes Ausgangssignal um, das unabhängig von der Kanalstärke der N-Kanal-Transistoren und P-Kanal-Transistoren ist. Eine Prozess-Kompensationsschaltung spricht auf das Abstimmspannungseingangssignal an, um ein Stromausgangssignal zu liefern, das der Kanalstärke des P-Kanal-Transistors und des N-Kanal-Transistors entspricht. Eine weitere Kompensationsschaltung liefert ein Netto-Ring-Stromsignal als das Stromsteuersignal zu dem Ringoszillator. Das Netto-Ring-Stromsignal stellt die Differenz zwischen dem Ausgangsstromsignal und dem Stromausgangssignal dar.
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Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung schafft eine Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung. Die Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung umfasst einen Frequenzsignalerzeuger mit einem Ausgang für ein Frequenzsignal, dessen Frequenz von mechanischen Spannungen in einer Schaltung abhängig ist. Die Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung umfasst ferner einen Kompensationsgrößen-Bereitsteller mit einem Eingang für das Frequenzsignal und einem Ausgang für eine Kompensationsgröße, die auf dem Frequenzsignal basiert.
Figurenkurzbeschreibung
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Figuren näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Spannungs-Kompensations-Schaltung, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
3 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen spannungs-kompensierten Schaltung, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
4 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
5 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ring-Oszillators mit einer Ring-Oszillator-Stufe mit zwei parallel geschalteten Differenzverstärkern, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
6 einen Auszug aus einem Schaltbild eines erfindungsgemäßen Doppel-Ringoszillators, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
7 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ring-Oszillators mit einer Ring-Oszillator-Stufe mit einem Differenzverstärker, dessen Eingangs-Feldeffekttransistor in einem Triodenbereich betrieben werden, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
8 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers, bei dem Eingangs-Feldeffekttransistoren in einem Triodenbereich betrieben werden, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
9 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ringoszillators mit einer Ring-Oszillator-Stufe, deren Arbeitspunktstrom durch zwei zueinander senkrechte Widerstände oder zwei zueinander senkrechte Transistoren bestimmt wird, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
10 ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Bereitstellen einer Kompensationsgröße, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
1 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung. Die Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung ist in ihrer Gesamtheit mit 100 bezeichnet. Die Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung 100 umfasst einen Frequenzsignal-Erzeuger 110 mit einem Ausgang für ein Frequenzsignal 112, dessen Frequenz von mechanischen Spannungen 114 in einer Schaltung abhängig ist. Die Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung 100 umfasst ferner einen Kompensationsgrößen-Bereitsteller 120 mit einem Eingang für das Frequenzsignal 112 an einem Ausgang für eine Kompensationsgröße 122, die auf dem Frequenzsignal 112 basiert.
Die Kompensationsgröße ermöglicht dabei bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel eine Kompensation von durch die mechanischen Spannungen bedingten Abweichungen eines Ausgangssignals einer (hier nicht gezeigten) Schaltung.
Die Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung 100 ermöglicht somit in technisch besonders einfach und zuverlässig implementierbarer Form eine Bereitstellung einer Kompensationsgröße 122, die eine Funktion der mechanischen Spannungen 114 ist.
Ein wesentlicher Aspekt der vorliegenden Erfindung besteht darin, die mechanischen Spannungen 114, die auf die (nicht gezeigte) Schaltung einwirken, und die somit einen Einfluss auf das Ausgangssignal der (nicht gezeigten) Schaltung aufweisen, zunächst in ein Frequenzsignal 112 umzuwandeln. In anderen Worten, der Frequenzsignalerzeuger 110 erzeugt das Frequenzsignal 112 so, dass die Frequenz des Frequenzsignals 112 eine Information über die mechanische Spannung 114 trägt. Das Frequenzsignal 112 stellt dabei eine technisch besonders einfach zu handhabende und zu übertragende Zwischengröße dar. Anders als bei der Übertragung von Spannungssignalen oder Stromsignalen erfordert nämlich die Übertragung eines Frequenzsignals, das eine auszuwertende Information in Form einer Frequenz umfasst, keine hochgenauen Analogschaltungen. Vielmehr bleibt eine Frequenz des Frequenzsignals auch bei (leichter) nichtlinearer Verzerrung sowie bei Vorliegen beispielsweise von Drift-Einflüssen erhalten. Ein Frequenzsignal lässt sich somit typischerweise besonders gut über einem Halbleiterchip verteilen.
Ferner bringt die Verwendung des Frequenzsignals 112 den Vorteil mit sich, dass die Kompensationsgröße 122 beispielsweise unter Verwendung einer Digitalschaltung bereitgestellt werden kann. So ist es ohne unwirtschaftlich großen Aufwand möglich, die Frequenz des Frequenzsignals 112 mit Hilfe einer vergleichsweise einfachen Digitalschaltung mit hoher Präzision zu erfassen. Somit kann der Kompensationsgrößen-Bereitsteller 120 die Frequenz des Frequenzsignals 112 auf digitale Weise (beispielsweise durch einen Frequenzzähler) erfassen und den dabei entstehenden Digitalwert mit Hilfe von digitalen Berechnungseinrichtungen (z. B. Addierern, Subtrahierern, Multiplizierern, Dividierern, Nachschlagetabellen-Auswertern und/oder anderen Einrichtungen) verarbeiten, um die Kompensationsgröße 122 aus dem Frequenzsignal 112 abzuleiten. Diesbezüglich sei darauf hingewiesen, dass Digitalschaltungen typischerweise einen deutlich geringeren Verbrauch an Chipfläche aufweisen als die herkömmlicherweise verwendeten Analogschaltungen. Somit kann die Kompensationsgröße 122 bei (flächenmäßig) geringem Schaltungsaufwand aus dem Frequenzsignal 112 abgeleitet werden. Ferner ist in vielen Situationen der Entwurf und die Verifizierung einer Digitalschaltung einfacher möglich als der Entwurf und die Verifizierung einer Analogschaltung. Außerdem unterliegt eine Digitalschaltung meist weniger starken Fertigungsschwankungen als eine Analogschaltung.
Ist im Übrigen die Abhängigkeit des Ausgangssignals der (nicht gezeigten) Nutz-Schaltung, die ebenso wie der Frequenzsignalerzeuger 110 die mechanische Spannung 114 erfährt, von den mechanische Spannungen bekannt, so kann durch eine geeignete Berechnungsvorschrift in dem Kompensationsgrößenbereitsteller 122 sichergestellt werden, dass die durch den Kompensationsgrößen-Bereitsteller 120 gelieferte Kompensationsgröße 122 für eine Kompensation der Abhängigkeit des Ausgangssignals der (nicht gezeigten) Nutz-Schaltung geeignet ist.
Durch die Verwendung des Frequenzsignals 122 zur Beschreibung der mechanischen Spannung 140 ergibt sich somit eine Möglichkeit zur Kompensation der durch die mechanische Spannung 114 bedingten Veränderungen des Ausgangssignals, wobei einerseits eine vorteilhafte Verteilung des Frequenzsignals über einen Halbleiterchip erfolgen kann, und wobei andererseits Digitalschaltungen zur Erzeugung der Kompensationsgröße 122 aus dem Frequenzsignal verwendet werden können, was sich in einer Verringerung einer benötigten Chipfläche, einem vereinfachten Schaltungsentwurf sowie einer erhöhten Präzision widerspiegelt.
2 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Spannungs-Kompensationsschaltung, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Spannungs-Kompensationsschaltung gemäß der 2 ist in ihrer Gesamtheit mit 200 bezeichnet. Die Spannungs-Kompensationsschaltung 200 umfasst einen Frequenzsignal-Erzeuger 210, der von seiner Funktion her im Wesentlichen dem Frequenzsignal-Erzeuger 110 entspricht. Der Frequenzsignal-Erzeuger 210 liefert ein Frequenzsignal 212, das im Wesentlichen dem Frequenzsignal 112 entspricht, und empfängt eine mechanische Spannung 214, die im Wesentlichen der mechanischen Spannung 114 entspricht. Die Spannungskompensationsschaltung umfasst ferner einen Kompensationsgrößenbereitsteller 220, der im Wesentlichen dem Kompensationsgrößenbereitsteller 120 entspricht. Der Kompensationsgrößenbereitsteller 220 liefert eine Kompensationsgröße 222, die im Wesentlichen der Kompensationsgröße 122 entspricht. Zusätzlich zu den Schaltungsblöcken der Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung 100 umfasst die Spannungs-Kompensationsschaltung 200 ferner eine Korrekturschaltung 230. Die Korrekturschaltung 230 umfasst einen Eingang für die Kompensationsgröße 222.
Das Blockschaltbild der 2 zeigt ferner eine Schaltung bzw. Nutzschaltung 240, die typischerweise nicht Teil der Spannungs-Kompensationsschaltung ist. Die Nutz-Schaltung 240 weist einen Ausgang für ein Schaltungssignal bzw. Nutz-Schaltungs-Signal 242 auf. Die Schaltung 240 empfängt im Übrigen die mechanischen Spannungen 214. In anderen Worten, die gleichen mechanischen Spannungen 214 (oder mechanische Spannungen, die sich um höchstens 50 unterscheiden, bzw. die sich bevorzugt um höchstens 20 voneinander unterscheiden) wirken auf den Frequenzsignalerzeuger 210 und die Schaltung 240.
Das Schaltungssignal bzw. Nutz-Schaltungs-Signal 242 wird im Übrigen einem Eingang der Korrekturschaltung 230 zugeführt. Die Korrekturschaltung 230 liefert ein korrigiertes Schaltungssignal 250. Das korrigierte Schaltungssignals 250 trägt dabei die gleiche Information wie das Schaltungssignal 242, wobei allerdings durch die mechanischen Spannungen 214 bedingte Schwankungen des Schaltungssignals 242 kompensiert (d. h. gegenüber ursprünglich, ohne Verwendung der Korrekturschaltung 230, vorliegenden Schwankungen verringert) sind.
In anderen Worten, die Korrekturschaltung 230 empfängt das Schaltungssignal 242 und verknüpft dieses unter Verwendung einer Berechnungsvorschrift so mit der Kompensationsgröße 222, dass das korrigierte Schaltungssignal 250 eine geringere Abhängigkeit (beispielsweise eine geringere absolute Abhängigkeit, oder eine geringere relative Abhängigkeit) von den mechanischen Spannungen 214 aufweist als das Schaltungssignal 242.
Ist beispielsweise eine Abhängigkeit in einer Frequenz des Frequenzsignals 212 von den mechanischen Spannungen 214 bekannt, und ist ferner eine Abhängigkeit des Schaltungssignals 242 von den mechanischen Spannungen 214 bekannt, so sind beispielsweise eine Vorschrift, gemäß derer der Kompensationsgrößen-Bereitsteller 220 die Kompensationsgröße 222 basierend auf der Frequenz des Frequenzsignals 212 bereitstellt, sowie die Berechnungsvorschrift, gemäß derer die Korrekturschaltung 230 das Schaltungssignal 242 und die Kompensationsgröße 222 verknüpft, so gewählt, dass der Einfluss der mechanischen Spannungen auf das korrigierte Schaltungssignal 250 kompensiert ist.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Schaltungen 240 und der Frequenzsignalerzeuger 210 an dem gleichen Halbleiterchip angeordnet.
Bei der Schaltung 240 handelt es sich bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel um eine Sensorschaltung, die einen Sensor umfasst, dessen Ausgangssignal von den mechanischen Spannungen 214 abhängig ist. Beispielsweise kann es sich bei der Schaltung 240 um eine Sensorschaltung handeln, die ein Hall-Effekt-Sensorelement umfasst. Ein Hall-Effekt-Sensorelement ist beispielsweise ein dotierter Bereich, der von einem Strom in einer ersten Richtung durchflossen wird, wobei eine elektrische Spannung in einer zweiten Richtung gemessen wird. Die Eigenschaften des Hall-Effekt-Sensorelements sind dabei beispielsweise von den mechanischen Spannungen 214 abhängig, da das Hall-Effekt-Sensorelement sich bevorzugt auf dem gleichen Halbleiterchip befindet wie der Frequenzsignalerzeuger 214 und der Rest der Sensorschaltung 240.
Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel handelt es sich bei der Schaltung 240 um eine Temperaturmessschaltung, die beispielsweise ein Temperatur-Sensorelement umfasst. Bei dem Temperatur-Sensorelement kann es sich beispielsweise um einen temperatur-abhängigen Widerstand handeln. Der temperatur-abhängige Widerstand verändert seinen Wert in Abhängigkeit von den mechanischen Spannungen 214.
Unabhängig davon, ob es sich bei der Schaltung 240 beispielsweise um eine Magnetfeld-Sensor-Schaltung oder eine Temperatur-Sensor-Schaltung handelt, weist somit das Schaltungssignal 242 eine Abhängigkeit von den mechanischen Spannungen 214 auf. Der entsprechenden Abhängigkeit des Schaltungssignals 242 wird in der Korrekturschaltung 232 entgegengewirkt, so dass das korrigierte Schaltungssignal 250 eine geringere Abhängigkeit von den mechanischen Spannungen 214 aufweist als das Schaltungssignal 242.
3 zeigt ein Blockschaltbild einer spannungskompensierten Schaltung, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Schaltung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 3 ist in ihrer Gesamtheit mit 300 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 300 umfasst einen Frequenzsignal-Erzeuger 310, der im Wesentlichen den Frequenzsignal-Erzeugern 110, 210 gemäß den 1 und 2 entspricht. Der Frequenzsignalerzeuger 310 liefert ein Frequenzsignal 312, das im Wesentlichen den Frequenzsignalen 212, 112 entspricht. Der Frequenzsignalerzeuger 310 empfängt ferner mechanische Spannungen 314.
Die Schaltungsanordnung 300 umfasst zusätzlich einen Kompensationsgrößenbereitsteller 320, der im Wesentliche den Kompensationsgrößen-Bereitstellern 220, 120 entspricht. Der Kompensationsgrößen-Bereitsteller 320 empfängt das Frequenzsignal 312 und stellt an einem Ausgang eine Kompensationsgröße 322 bereit. Die Kompensationsgröße 322 entspricht im Wesentlichen den Kompensationsgröße 222, 122.
Die Schaltungsanordnung 300 umfasst ferner eine Nutzschaltung 330. Die Nutzschaltung 330 umfasst einen Eingang für die Kompensationsgröße 322 und empfängt ferner die mechanischen Spannungen 314. Die Kompensationsgröße 322 stellt dabei eine Eingangsgröße der Nutzschaltung 330 dar, die beispielsweise einen Arbeitspunkt der Nutzschaltung 330 bestimmt.
Handelt es sich beispielsweise bei der Nutzschaltung 330 um eine Sensorschaltung, so kann die Kompensationsgröße 322 beispielsweise einen Stromfluss durch ein Sensorelement (z. B. durch ein Hall-Sensor-Element bzw. durch ein Temperatur-Sensor-Element) festlegen. Handelt es sich bei der Nutzschaltung 330 dagegen um einen On-Chip-Oszillator, so kann beispielsweise die Kompensationsgröße 322 einen Einfluss auf eine Frequenz des Oszillators bewirken. So kann beispielsweise die Kompensationsgröße 322 einen oder mehrere Arbeitspunktströme eines Ring-Oszillators beeinflussen. Alternativ dazu kann die Kompensationsgröße 322 auf ein frequenzbestimmendes Element eines Schwingkreises (z. B. auf eine Kapazitätsdiode) einwirken, um somit eine Frequenz des On-Chip-Oszillators einzustellen bzw. um einer Abhängigkeit der Frequenz des On-Chip-Oszillators von mechanischen Spannungen entgegenzuwirken.
Handelt es sich ferner bei der Nutzschaltung 330 beispielsweise um eine Bandgap-Spannungsquelle, so kann die Kompensationsgröße 322 beispielsweise einen Einfluss auf einen oder mehrere Arbeitspunktströme ausüben.
Zusammenfassend ist somit festzuhalten, dass die 2 und 3 zwei Konzepte beschreiben, wie aufgrund der von dem Frequenzsignal 212, 312 abgeleiteten Kompensationsgröße 222, 322 ein korrigiertes Schaltungssignal 250, 350 erhalten werden kann, das von den mechanischen Spannungen 214, 314 eine geringe Abhängigkeit aufweist als dies unter Verwendung der Kompensationsgrößen 222, 322 der Fall ist.
Bei der Schaltungsanordnung 200 gemäß der 2 wird dabei ein von der Schaltung bzw. Nutzschaltung 240 geliefertes Schaltungssignal 242 nachträglich durch die Korrekturschaltung 230 korrigiert. Das Schaltungssignal 242 wird also beispielsweise unter Verwendung einer mathematischen Berechnungsvorschrift oder einer Nachschlagetabelle korrigiert, wobei die Korrektur von der Kompensationsgröße 222 abhängig ist. Die Korrekturschaltung 230 kann dabei beispielsweise eine digitale Berechnungseinrichtung umfassen.
Ein Schaltungskonzept gemäß der 3 hingegen schafft eine Möglichkeit, auf eine Erzeugung des Schaltungssignals 350 unmittelbar (und nicht erst durch eine nachträgliche Korrektur) Einschluss zu nehmen. Zu diesem Zweck wird in Abhängigkeit von der Kompensationsgröße ein Arbeitspunkt der Nutzschaltung 330 derart verändert, dass ein Einfluss der mechanischen Spannung 314 auf das Schaltungssignal 350 (zumindest teilweise) ausgeglichen wird. Bei einem Schaltungskonzept gemäß der 3 ist also keine nachträgliche Korrektur mehr erforderlich.
4 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung, die auch als ein digitaler Sensor für mechanische Spannungen (digitaler Stress-Sensor) aufgefasst werden kann. Die Schaltungsanordnung gemäß der 4 ist in ihrer Gesamtheit mit 400 bezeichnet.
Die Schaltungsanordnung 400 umfasst einen ersten Ringoszillator 410 sowie einen zweiten Ring-Oszillator 420. Der erste Ringoszillator 410 liefert dabei an einem zugehörigen Ausgang ein erstes Frequenzsignal 412, dessen Frequenz auch mit fp bezeichnet ist. Der zweite Ringoszillator 420 liefert an einen zugehörigen Ausgang ein zweites Frequenzsignal 422, dessen Frequenz auch mit fn bezeichnet ist. Die Schaltungsanordnung 400 umfasst ferner eine Einrichtung 430 zur digitalen Berechnung eines Verhältnisses zwischen der Frequenz fp des ersten Frequenzsignals 412 und der Frequenz fn des zweiten Frequenzsignals 422. Alternativ dazu kann die Berechnungseinrichtung 430 auch eine Differenz zwischen der Frequenz fp des ersten Frequenzsignals 412 und der Frequenz fn des zweiten Frequenzsignals 422 berechnen. Im Übrigen kann die Berechnungseinrichtung 430 alternativ dazu auch ein Verhältnis zwischen der Frequenz fn und der Frequenz fp berechnen.
Die Einrichtung 430 liefert im Übrigen an einem Ausgang bzw. an einer Schnittstelle eine Information über mechanische Spannungen, die auf die Ring-Oszillatoren 410, 420 wirken. Die Information 432 kann auch als eine Kompensationsgröße aufgefasst werden.
Im Folgenden wird die Struktur des ersten Ringoszillators 410 beschrieben. Der erste Ringoszillator 410 umfasst eine erste Stufe 440, eine zweite Stufe 442 und eine dritte Stufe 444. Die erste Stufe 440 umfasst einen Differenzverstärker 446 mit einem ersten (invertierenden) Eingang 446a und einem zweiten (nicht-invertierenden) Eingang 446b. Der Differenzverstärker 446 umfasst ferner einen ersten, nicht-invertierenden Ausgang 446c sowie einen ersten invertierenden Ausgang 446d. Mit dem ersten, nicht-invertierenden Ausgang 446c ist eine erste Kapazität 446e gekoppelt. Die erste Kapazität 446e ist ferner mit einem bevorzugt festen Potential, beispielsweise mit einem Bezugspotential GND, gekoppelt. Der zweite, invertierende Ausgang 446d des Differenzverstärkers 446 ist mit einem ersten Anschluss einer zweiten Kapazität 446f gekoppelt, wobei ein zweiter Anschluss der zweiten Kapazität 446f beispielsweise mit dem Bezugspotential GND gekoppelt ist. Die zweite Stufe 442 umfasst beispielsweise einen Differenzverstärker 448. Ein erster, invertierender Eingang 448a des zweiten Differenzverstärkers 448 ist beispielsweise mit dem ersten, nicht-invertierenden Ausgang 446c des ersten Differenzverstärkers 446 gekoppelt. Ein zweiter, nicht-invertierender Eingang 448b ist beispielsweise mit dem zweiten, invertierenden Ausgang 446d des ersten Differenzverstärkers 446 gekoppelt. Ein erster, nicht-invertierender Ausgang 448c des zweiten Differenzverstärkers 448 ist ferner mit dem ersten Anschluss einer dritten Kapazität 448g gekoppelt, wobei ein zweiter Anschluss der dritten Kapazität 448e beispielsweise mit dem Bezugspotential GND gekoppelt ist. Ein zweiter, invertierender Ausgang 448d des zweiten Differenzverstärkers 448 ist beispielsweise mit dem ersten Anschluss einer vierten Kapazität 448f gekoppelt, wobei ein zweiter Anschluss der Kapazität 448f mit dem Bezugspotential GND gekoppelt ist.
Die dritte Stufe 444 umfasst beispielsweise einen dritten Differenzverstärker 450. Ein erster, invertierender Eingang 450a des dritten Differenzverstärkers 450 ist beispielsweise mit dem ersten, nicht-invertierenden Ausgang 448c des zweiten Differenzverstärkers 448 gekoppelt. Ein zweiter, nicht-invertierender Eingang 450b des dritten Differenzverstärkers 450 ist beispielsweise mit dem zweiten, invertierenden Ausgang 448d des zweiten Differenzverstärkers 448 gekoppelt. Ein erster, nicht-invertierender Ausgang 450c des dritten Differenzverstärkers 450 ist mit dem ersten Anschluss einer fünften Kapazität 450e gekoppelt, wobei ein zweiter Anschluss der fünften Kapazität 450e mit dem Bezugspotential GND gekoppelt ist. Ein zweiter, invertierender Ausgang 450d des dritten Differenzverstärkers 450 ist ferner mit einem ersten Anschluss einer sechsten Kapazität 450f gekoppelt, wobei ein zweiter Anschluss der Kapazität 450f mit dem Bezugspotential GND gekoppelt ist.
Ferner ist der erste, nicht-invertierende Ausgang 450c des dritten Differenzverstärkers 450 mit dem ersten, invertierenden Eingang 446a des ersten Differenzverstärkers 446 gekoppelt. Der zweite, invertierende Ausgang 450d des dritten Differenzverstärkers 450 ist ferner mit dem zweiten, nichtinvertierenden Eingang 446b des ersten Differenzverstärkers 446 gekoppelt.
Der erste Ringoszillator 410 umfasst ferner einen Vergleicher 452. Ein erster Eingang des Vergleichers 452 ist beispielsweise mit dem ersten, nicht-invertierenden Ausgang 450c des dritten Differenzverstärkers 450 gekoppelt, während hingegen ein zweiter Eingang 452b des Vergleichers 450 mit dem zweiten, invertierenden Ausgang 450d des dritten Differenzverstärkers 450 gekoppelt ist. Der Ausgang des Vergleichers 452 vergleicht somit die Signale an seinen beiden Eingängen 452a, 452b und liefert an seinem Ausgang das erste Frequenzsignal 412.
Ganz allgemein ist somit festzuhalten, dass der erste Ringoszillator 410 zumindest eine, bevorzugt aber zumindest drei invertierende Stufen umfasst, die so in Serie geschaltet sind, das zu einem Eingang bzw. zu Eingängen einer ersten Stufe 446 ein Signal bzw. mehrere Signale zurückgekoppelt werden, die im Vergleich zu dem ursprünglichen anliegenden Signal invertiert sind. Somit ergibt sich eine gewollte Instabilität, und der erste Ringoszillator schwingt bei einer Frequenz, die durch eine Ausbreitungsgeschwindigkeit der Signale durch die verschiedenen Stufen bestimmt wird. Die Ausbreitungsgeschwindigkeit wird dabei im Wesentlichen durch die Kapazitäten 446e, 446f, 448e, 448f, 450e, 450f bestimmt, die mit den Ausgängen der jeweiligen Stufen gekoppelt sind. Ferner wird die Ausbreitungsgeschwindigkeit durch die Transkonduktanzen g_m von Transistoren in den Differenzverstärkern 446, 448, 450 der Ring-Oszillator-Stufen 440, 442, 444 bestimmt.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass in den Ring-Oszillator-Stufen 440, 442, 444 des ersten Ringoszillators 410 als Differenzverstärker-Eingangstransistoren bevorzugt p-Kanal-Feldeffekttransistoren eingesetzt sind, wie dies im Folgenden noch ausführlicher beschrieben wird. Somit bestimmt eine Transkonduktanz der p-Kanal-Differenzverstärker-Eingangs-Feldeffekttransistoren (zusammen mit den als näherungsweise konstant angenommenen Kapazitäten) im Wesentlichen die Ausbreitungsgeschwindigkeit eines elektrischen Signals durch die Stufen 440, 442, 444 des Ringoszillators bzw. die Schwingfrequenz des Ringoszillators.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass der zweite Ringoszillator 420 im Wesentlichen parallel zu dem ersten Ringoszillator 410 aufgebaut ist. So umfasst der zweite Ringoszillator 420 beispielsweise eine erste Stufe 460, eine zweite Stufe 462 und eine dritte Stufe 464. Die erste Stufe 460 umfasst einen ersten Differenzverstärker 466, die zweite Stufe umfasst einen zweiten Differenzverstärker 468 die dritte Stufe 464 umfasst einen dritten Differenzverstärker 470. Nicht-invertierende Eingänge der Differenzverstärker 466, 468, 470 sind dabei mit einem „+” gekennzeichnet, während hingegen invertierende Eingänge der Differenzverstärker 466, 468, 470 mit einem „–” gekennzeichnet sind.
Nicht-invertierende Ausgänge der Differenzverstärker 466, 468, 470 sind mit einem „+” gekennzeichnet, während hingegen invertierende Ausgänge der Differenzverstärker 466, 468, 470 mit einem „–” gekennzeichnet sind.
Es sei allerdings darauf hingewiesen, dass ein wesentlicher Unterschied zwischen dem ersten Ringoszillator 410 und dem zweiten Ringoszillator 420 besteht. Während die Eingangs-Feldeffekttransistoren der Differenzverstärker 446, 448, 450 des ersten Ringoszillators 410 bevorzugt p-Kanal-Feldeffekttransistoren sind, sind Eingangs-Feldeffekttransistoren der Differenzverstärker 466, 468, 470 des zweiten Ringoszillators 420 bevorzugt n-Kanal-Feldeffekttransistoren.
Ganz allgemein gesprochen wird es somit bevorzugt, dass Eingangs-Feldeffekttransistoren zumindest eines Differenzverstärkers 446, 448, 450 des ersten Ringoszillators 410 einen anderen Kanal-Typ aufweisen als Eingangs-Feldeffekttransistoren zumindest eines Differenzverstärkers 466, 468, 470.
Der zweite Ringoszillator 420 umfasst im Übrigen einen Komparator 472, dessen Eingänge 472a, 472b mit Ausgängen 470c, 470d des dritten Differenzverstärkers 470 gekoppelt sind. Der Vergleicher 472 liefert an seinem Ausgang im Übrigen das zweite Frequenzsignal 422.
Basierend auf der obigen strukturellen Beschreibung wird im Folgenden die Funktionsweise der Schaltungsanordnung 400 beschrieben. Die Schaltungsanordnung 400 umfasst zwei Ringoszillatoren 410, 420, die durch die unterschiedliche Wahl der Eingangstransistoren der Differenzverstärker 446, 448, 450 bzw. 466, 468, 470 unterschiedliche Frequenzabhängigkeiten ihrer Frequenzsignale 412, 422 von mechanischen Spannungen aufweisen. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel können die beiden Ringoszillatoren 410, 420 auf einem gleichen Halbleiterchip angeordnet sein.
Ferner sind die beiden Ringoszillatoren 410, 420 bevorzugt (aber nicht notwendigerweise) benachbart zueinander angeordnet, so dass beide Ringoszillatoren 410, 420 zumindest näherungsweise von gleichen mechanischen Spannungen in dem Halbleiterchip erfasst werden. Diesbezüglich ist anzumerken, dass eine Transkonduktanz g_m bzw. eine Steilheit g_m von n-Kanal-Feldeffekttransistoren eine andere Abhängigkeit von mechanischen Spannungen aufweist als eine Transkonduktanz g_m bzw. Steilheit g_m von p-Kanal-Feldeffekttransistoren. Somit ändert sich bei Vorliegen von mechanischen Spannungen die Frequenz des durch den ersten Ringoszillator 410 gelieferten ersten Frequenzsignals 412 in anderer Weise als die Frequenz des durch den zweiten Ringoszillator 422 gelieferten zweiten Frequenzsignals 422. Somit kann die Einrichtung 430 durch Bestimmung eines Verhältnisses zwischen der Frequenz fp des ersten Frequenzsignals 412 und der Frequenz fn des zweiten Frequenzsignals 422 auf die mechanischen Spannungen schließen, die auf die Ringoszillatoren 410, 420 einwirken. Alternativ dazu kann die Einrichtung 430 auch eine Differenz zwischen den Frequenzen fp und fn auswerten und somit wiederum auf die mechanischen Spannungen schließen, die die Ringoszillatoren 410, 420 durchsetzen.
Somit hat die Einrichtung 430 aufgrund der Frequenzen fp und fn einen Information über die mechanischen Spannungen zur Verfügung, und kann daher als Ausgangsgröße beispielsweise eine Kompensationsgröße bestimmen, die geeignet ist, ein Ausgangssignal einer weiteren Schaltungsanordnung (beispielsweise einer Hall-Sensorschaltung oder einer Temperatursensorschaltung) zu korrigieren. Das Ausgangssignal der Einrichtung 430 kann allerdings auch als ein Messwert für die mechanischen Spannungen dienen.
Im Folgenden werden verschiedene Methoden beschrieben, wie eine Frequenzabhängigkeit der Ringoszillatoren im Bezug auf mechanische Spannungen optimiert werden kann.
Im Hinblick darauf zeigt die 5 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ringoszillators mit einer Differenzverstärker-Stufe mit zwei parallel geschalteten Differenzverstärkern, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 5 ist in ihrer Gesamtheit mit 500 bezeichnet. Der Ringoszillator 500 umfasst zumindest eine Ringoszillatorstufe 510. Optional kann der Ringoszillator 500 aber auch noch weitere Ringoszillatorstufen 512, 514, 516, 518 umfassen. Die Ringoszillatorstufen sind bevorzugt zu einem rückgekoppelten Ring zusammengeschaltet, so dass sich eine invertierte Rückkopplung ergibt, die ein Schwingen des Ringoszillators 500 mit sich bringt. Der Ringoszillator 500 umfasst also zumindest eine invertierende Stufe.
Eine Stufe 510 des Ringoszillators umfasst dabei einen Eingang für ein Oszillator-Stufen-Eingangssignal 522 und einen Ausgang für ein Oszillator-Stufen-Ausgangssignal 524, das gegenüber dem Oszillator-Stufen-Eingangssignal invertiert ist. Ferner umfasst die Ring-Oszillator-Stufe 510 eine Parallelschaltung bestehend aus einem ersten Differenzverstärker 530 und einem zweiten Differenzverstärker 532. Der erste Differenzverstärker 530 umfasst ein erstes Paar von Eingangs-Feldeffekttransistoren, und der zweite Differenzverstärker 532 umfasst ein zweites Paar von Eingangs-Feldeffekttransistoren. Eine Kanal-Richtung eines Feldeffekttransistors des ersten Paares von Eingangsfeldeffekttransistoren schließt mit einer Kanalrichtung eines Feldeffekttransistors des zweiten Paares von Eingangs-Feldeffekttransistoren einen Winkel in einem Bereich zwischen 60 Grand und 120 Grad ein. Der Ringoszillator 500 umfasst ferner einen Ausgang für ein Ring-Oszillator-Ausgangssignal 540, dessen Frequenz auf einer Frequenz des Oszillator-Stufen-Ausgangssignals 524 basiert.
Basierend auf der strukturellen Beschreibung des Ringoszillators 500 wird im Folgenden die Funktionsweise des Ringoszillators 500 näher erläutert. Die Ring-Oszillator-Stufe 510 umfasst einen Parallelschaltung aus zwei Differenzverstärkern, deren Eingangstransistoren unterschiedlich ausgerichtet sind. Diesbezüglich ist festzuhalten, dass eine Veränderung einer Steilheit eines Feldeffekttransistors abhängig von einer Richtung einer mechanischen Spannung ist, die den Feldeffekttransistor durchsetzt. Weisen beispielsweise die beiden Einganstransistoren des ersten Differenzverstärkers 530 eine Orientierung entlang einer ersten Richtung auf, so ist die Steilheit der Eingangstransistoren des ersten Differenzverstärkers 530 im Wesentlichen von mechanischen Spannungen in einer ersten Spannungsrichtung abhängig. Sind ferner die Eingangs-Feldeffekttransistoren des zweiten Differenzverstärkers 532 in einer zweiten Richtung ausgerichtet, die sich von der ersten Richtung unterscheidet, so ist eine Steilheit der Eingangs-Feldeffekttransistoren des zweiten Differenzverstärkers 532 im Wesentlichen von mechanischen Spannungen in einer zweiten Spannungs-Richtung abhängig.
Es ist bekannt, wie in 100-Wafern eine richtungsunabhängige In-Plane-Stressabhängigkeit erreicht wird, die von der Richtung des Stresses unabhängig ist. Dies wird durch Parallelschaltung von senkrecht aufeinanderstehenden Widerständen erreicht wird. Entsprechende Anordnungen von MOS-Transistoren sind ebenfalls richtungsunabhängig stressempfindlich.
Sind also die Eingangs-Feldeffekttransistoren des ersten Differenzverstärkers 530 und des zweiten Differenzverstärkers 532 nahezu senkrecht zueinander ausgerichtet (bzw. schließen miteinander einen Winkel in einem Bereich zwischen 60 Grad und 120 Grad ein) so ist bei einer bestimmten Richtung einer mechanischen Spannung jeweils zumindest einer der beiden Differenzverstärker 530, 532 empfindlich für die mechanische Spannung.
Durch eine eingangsseitige und ausgangsseitige Parallelschaltung der beiden Differenzverstärker 530, 532 wird somit ein eine Abhängigkeit der Gesamtverstärkung der Parallelschaltung von einer Richtung der mechanischen Spannungen gegenüber einer Anordnung mit nur einem Differenzverstärker verringert. Somit ist eine Verstärkung der Ring-Oszillator-Stufe 510 bzw. eine effektive Steilheit der Ring-Oszillator-Stufe 510 deutlich weniger abhängig von einer Richtung der mechanischen Spannungen als dies bei einer Ring-Oszillator-Stufe mit nur einem einzigen Differenzverstärker der Fall wäre.
6 zeigt einen Ausschnitt aus einem detaillierten Schaltbild eines erfindungsgemäßen Ringoszillators, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 6 ist in ihrer Gesamtheit mit 600 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 600 umfasst eine erste Ring-Oszillator-Stufe 610 sowie eine zweite Ring-Oszillator-Stufe 620. Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 600 eine gemeinsame Arbeitspunkt-Stromquelle 630, die Arbeitspunkt-Ströme für die erste Ring-Oszillatorstufe 610 und für die zweite Ring-Oszillatorstufe 620 liefert.
Es sei angemerkt, dass die erste Ring-Oszillatorstufe 610 beispielsweise an die Stelle eines Differenzverstärkers 446, 448, 450 des ersten Ringoszillators 410 treten kann. Ferner kann die zweite Ring-Oszillatorstufe 620 beispielsweise an die Stelle des Differenzverstärkers 466, des Differenzverstärkers 468 oder des Differenzverstärkers 470 des zweiten Ringoszillators 420 treten.
Die erste Ring-Oszillator-Stufe 610 umfasst beispielsweise eine Parallelschaltung eines ersten Differenzverstärkers 640 sowie eines zweiten Differenzverstärkers 642. Der erste Differenzverstärker 640 umfasst beispielsweise einen ersten p-Kanal-Feldeffekttransistor 640a sowie einen zweiten p-Kanal-Feldeffekttransistor 640b als Eingangstransistoren. Sourceanschlüsse der beiden p-Kanal-Feldeffekttransistoren 640a, 640b sind beispielsweise miteinander gekoppelt und ferner über einen Fußpunkt-Stromquellen-Transistor 640c mit einer Versorgungspotential-Zuführung für ein Versorgungspotential VDD gekoppelt.
Ein Drain-Anschluss des ersten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640a ist ferner über eine Last (z. B. einen Widerstand) oder eine anderweitig gebildete, möglichst hochohmige Last 640d, die gegebenenfalls auch eine Kaskode umfassen kann, mit einer Bezugspotentialzuführung für ein Bezugspotential GND gekoppelt. In ähnlicher Weise ist ein Drain-Anschluss des zweiten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640b über eine Lastschaltung 640e mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Die erste Ring-Oszillator-Stufe 610 umfasst ferner einen zweiten Differenzverstärker 642. Der zweite Differenzverstärker 642 umfasst als Eingangstransistoren einen dritten p-Kanal-Feldeffekttransistor 642a und einen vierten p-Kanal-Feldeffekttransistor 642b. Source-Anschlüsse des dritten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642a und des vierten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642b sind miteinander gekoppelt. Ferner sind die Source-Anschlüsse des dritten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642a und des vierten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642b über einen Fußpunkt-Stromquellentransistor 642c mit der Versorgungspotential-Zuführung für ein Versorgungspotential V_DD gekoppelt.
Ein Drain-Anschluss des dritten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642b ist ferner über eine zugehörige Lastschaltung 642d mit einem Bezugspotential GND gekoppelt, und ein Drain-Anschluss des vierten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642b ist über eine Lastschaltung 642e mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Ferner sei darauf hingewiesen, dass bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ein Kanal des ersten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640a im Wesentlichen parallel zu einem Kanal des zweiten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640b angeordnet ist. Unter „im Wesentlichen parallel” wird dabei eine Winkel-Abweichung der Kanal-Richtungen von höchstens 30 Grand verstanden. Ferner ist bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ein Kanal des dritten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642a im Wesentlichen parallel zu einem Kanal des vierten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642b.
Ferner ist bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ein Kanal des ersten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640a im Wesentlichen senkrecht zu einem Kanal des dritten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642a. In anderen Worten, eine Richtung (z. B. eine Haupt-Stromflussrichtung) des Kanals des ersten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640a schließt mit einer Richtung des Kanals des dritten p-Kanal-Feldeffekttransistors einen Winkel in einem Bereich zwischen 60 Grad und 120 Grad ein. In ähnlicher Weise schließt eine Richtung des Kanals des zweiten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640b mit einer Richtung des Kanals des vierten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642b einen Winkel in einem Bereich zwischen 60 Grand und 120 Grad ein.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass der erste Differenzverstärker 640 und der zweite Differenzverstärker 642 sowohl eingangsseitig als auch ausgangsseitig parallel geschaltet sind. So ist beispielsweise ein Gateanschluss des ersten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640a direkt oder über ein Koppelnetzwerk, bestehend beispielsweise aus einem oder mehreren Widerständen, einer oder mehreren Potentialverschiebungseinrichtungen, und/oder einem oder mehreren Vorverstärkern, mit einem Gate-Anschluss des dritten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642a gekoppelt.
Bei einem einfachen Ausführungsbeispiel kann beispielsweise eine direkte leitfähige Verbindung zwischen Gate-Anschlüssen des ersten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640a und des dritten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642a bestehen.
In ähnlicher Weise sind Gate-Anschlüsse des zweiten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640b und des vierten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642b direkt oder über eine Koppeleinrichtung miteinander gekoppelt.
Ferner sind Lastschaltungen des ersten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640a und des dritten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642a direkt oder über ein Koppelnetzwerk miteinander gekoppelt. In einem einfachsten Fall sind Drain-Anschlüsse des ersten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640a und des dritten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642a leitfähig miteinander verbunden. Sind mit dem ersten p-Kanal-Feldeffekttransistor 640a und dem dritten p-Kanal-Feldeffekttransistor 642a allerdings Lastnetzwerke 640d, 642d mit mehreren Knoten gekoppelt, so kann auch eine Koppelung zwischen zwei Knoten der Lastnetzwerke 640d, 642d direkt oder über ein Koppelnetzwerk bestehen. Umfassen beispielsweise die Lastnetzwerke 640d, 642d Kaskoden-Schaltungen, so können beispielsweise die durch die Kaskoden gepufferten Knoten miteinander gekoppelt sein.
In ähnlicher Weise sind der zweite p-Kanal-Feldeffekttransistor 640b und der vierte p-Kanal-Feldeffekttransistor 642b lastseitig miteinander gekoppelt. Beispielsweise kann ein Drain-Anschluss des zweiten p-Kanal-Feldeffekttransistors 640b direkt (über eine unmittelbare leitfähige Verbindung) oder über ein Koppelnetzwerk mit einem Drain-Anschluss des vierten p-Kanal-Feldeffekttransistors 642b gekoppelt sein. Allerdings kann die Koppelung auch über einen Knoten der Lastnetzwerke 640e, 642e erfolgen, wie dies oben ausgeführt wurde.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass die zweite Ring-Oszillator-Stufe 620 bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel komplementär zu der ersten Ring-Oszillator-Stufe 610 aufgebaut ist. So umfasst die zweite Ring-Oszillator-Stufe 620 einen ersten Differenzverstärker 650 mit n-Kanal-Feldeffekttransistoren 650a, 650b als Eingangstransistoren. Ferner umfasst die zweite Ring-Oszillator-Stufe 620 einen zweiten Differenzverstärker 652, der als Eingangstransistoren einen dritten n-Kanal-Feldeffekttransistor 652a und einen vierten n-Kanal-Feldeffekttransistor 652b umfasst. Im Übrigen sind auch der Differenzverstärker 650 und der Differenzverstärker 652 parallel geschaltet, ähnlich wie dies für die Differenzverstärker 640, 642 beschrieben wurde. Daneben ist der dritte n-Kanal-Feldeffekttransistor 652a gegenüber dem ersten n-Kanal-Feldeffekttransistor 650a um etwa 90 Grad (bzw. in einem Bereich zwischen 60 Grad und 120 Grad) gedreht. Ferner ist der vierte n-Kanal-Feldeffekttransistor 652b gegenüber dem zweiten n-Kanal-Feldeffekttransistor 650b um etwa 90 Grad (in einem Bereich zwischen 60 Grad und 120 Grad) gedreht.
Ferner ist anzumerken, dass der erste Differenzverstärker 640 und der zweite Differenzverstärker 642 bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel mit gleichen Fußpunktströmen versorgt werden, weisen doch bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Fußpunkt-Stromquellentransistoren 640c, 642c eine näherungsweise gleiche Orientierung (bzw. eine Drehung von höchstens 30 Grad gegeneinander) auf.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass Fußpunktströme für die beiden Differenzverstärker 640, 642 und für die beiden Differenzverstärker 650, 652 bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel von einer einzigen Referenzstromquelle 660 abgeleitet sind. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Fußpunktstrom (der dem ersten Differenzverstärker 640 der ersten Ringoszillatorstufe 610 zugeführt wird, durch einen oder mehrere Stromspiegel von dem Strom I_bias der Referenzstromquelle 660 abgeleitet. In ähnlicher Weise ist der Fußpunktstrom für den zweiten Differenzverstärker 642 der ersten Ring-Oszillator-Stufe 610 durch eine oder mehrere Stromspiegel von dem Strom I_bias abgeleitet. Ferner ist ein Fußpunktstrom des ersten Differenzverstärkers 650 der zweiten Ring-Oszillator-Stufe 620 durch einen oder mehrere Stromspiegel von dem Strom I_bias abgeleitet, ebenso wie ein Fußpunktstrom des zweiten Differenzverstärkers 652 der zweiten Ring-Oszillator-Stufe 620. Die Struktur einer geeigneten Stromspiegelschaltung ist beispielsweise aus der 6 entnehmbar.
Bezug nehmend auf die 4, 5 und 6 kann die vorliegende Erfindung wie folgt zusammengefasst werden:
Es werden zwei verschiedene Ringoszillatoren 610, 620 vorzugsweise in der Mitte eines Chips (beispielsweise eines Halbleiterchips) verwendet, die in Gm-C-Technik aufgebaut sind (vergleiche 4). Unter einem Ringoszillator in Gm-C-Techniken wird dabei ein Ringoszillator verstanden, dessen Schwingungsfrequenz im Wesentlichen durch eine Steilheit g_m von Feldeffekttransistoren in (vorzugsweise invertierenden) Verstärkerstufen des Ringoszillators und durch Kapazitäten, die mit den Ausgängen der Verstärkerstufen gekoppelt sind, bestimmt wird. Der erste Ringoszillator, beispielsweise der Ringoszillator 410, weist dabei eine p-Kanal-Differenz-Eingangsstufe auf, während hingegen der zweite Ringoszillator, beispielsweise der Ringoszillator 420, eine n-Kanal-Differenz-Eingangsstufe aufweist (vergleiche beispielsweise die Ring-Oszillator Stufen 610, 620 gemäß 6).
Über zwei Komparatoren 452, 472 werden zwei digitale Frequenzsignale 412, 422 mit Frequenzen fn und fp an eine digitale Auswerteschaltung (beispielsweise an die Einrichtung 430) geliefert (vergleiche 4). Die digitale Auswerteschaltung 430 ermittelt ein Verhältnis oder eine Differenz der beiden Frequenzen fn, fp. Bei (mechanischen) Spannungen bzw. Stress in Richtung der Chipebene (beispielsweise des Halbleiterchips), z. B. durch Verbiegung in einem Plastik-Gehäuse (Plastik-Package) durch Feuchtigkeitsänderung, verändern sich die Frequenzen unterschiedlich, da die n-Kanal-Eingänge eine andere Transkonduktanz-Änderung als die p-Kanal-Eingänge bei mechanischem Stress bewirken. Es sei darauf hingewiesen, dass Stress in Richtung der Chipebene auch als In-Plane-Stress-Änderungen bezeichnet werden. Unter der Transkonduktanz wird im Übrigen die Steilheit g_m der Transistoren verstanden. Somit gilt: Transkonduktanz = Gm = ΔIout/ΔVin, wobei ΔIout eine Veränderung eines Ausgangsstroms eines Verstärkers (oder eines Drain-Stroms Id eines Feldeffekttransistors) beschreibt, und wobei ΔVin eine Veränderung einer Eingangsspannung eines Verstärkers (bzw. einer Gate-Source-Spannung eines Feldeffekttransistors) beschreibt.
Die unterschiedliche Transkonduktanz-Änderung bzw. die resultierende unterschiedliche Frequenzänderung wird durch unterschiedliche piezoresistive Koeffizienten in einem Kanal für n-Kanal-MOS und p-Kanal-MOS erreicht. Die Anwendung der vorliegenden Erfindung ist allerdings nicht auf MOS-Transistoren beschränkt sondern eignet sich auch für die Anwendung mit anderen Typen von Feldeffekttransistoren (z. B. mit MESFTES).
Der Artikel „Piezoresistive Characteristics of short-Channel MOSFETs on (100) Silicon” von Arthur T. Bradley, Richard C. Jaeger, Jeffrey C. Suhling und Kevin J. O'Connor, veröffentlicht in den IEEE Transactions on Elektron Devices, Bd. 48, Nr. 9, September 2001, Seiten 2009 ff., beschreibt, dass eine stressabhängige Beweglichkeit in einem MOS-Kanal einem piezo-resistiven Effekt bei diffundierten Widerständen entspricht.
Übliche rechtwinklig angeordnete n- und p-Diffusions-Widerstände besitzen in 100-Material (also beispielsweise in (100)-Silizium-Material) einen piezo-resistiven Effekt, wobei der piezoresistive Effekt folgende Größe annimmt: für p: (π₁₁ + π₁₂)/2 = 2,75%/GPa; für n: (π₁₁ + π₁₂)/2 = –22,4%/GPa.
Ähnlich unterschiedlich verhalten sich die die stressabhängigen Beweglichkeitskonstanten μn und μp in MOS-Transistoren.
Durch die rechtwinklige Anordnung und Parallel-Schaltung zweier Eingangstufen, wie diese beispielsweise anhand der 5 und 6 beschrieben wurden, wird eine Unabhängigkeit einer μ-Änderung von der Richtung des Stresses in der Chipebene erreicht (In-Plane-Stressmessung; vergleiche US 2005/0162160 ). Die unterschiedliche Änderung der Schwing-Frequenz (der beiden Ringsoszillatoren 410, 420) f ~ g_m/C rührt also von der unterschiedlichen Transkonduktanz-(Gm-)Änderung her. Es gilt:
Dabei beschreibt μ eine Beweglichkeits-Konstante in MOS-Transistoren, n einen Subthreshold-Faktor bzw. Unterschewllen-Faktor, W eine Weite bzw. Breite des MOS-Transistors (bzw. des Kanals desselben), L eine Länge des MOS-Transistors (bzw. des Kanals desselben) und I_D einen Drain-Strom des Transistors.
Da die Beweglichkeitskonstante μ = f(σ) eine Funktion der Spannungen bzw. des Stresses ist, ändert sich g_m und damit die Oszillatorfrequenz mit den Spannungen bzw. mit dem Stress, und zwar unterschiedlich in beiden Oszillatoren.
Es gilt somit:
Ferner gilt:
Dabei beschreiben π_n und π_p eine effektive piezoelektrische Konstante, σ_xx eine (mechanische) Spannung in einer ersten Richtung (x-Richtung) und σ_yy eine (mechanische) Spannung in einer zweiten Richtung (y-Richtung). Die unterschiedliche Änderung der Frequenzen f_n, f_p wird in der digitalen Auswerteschaltung 430 ausgewertet.
Es ist im Übrigen auch möglich, nur einen der Ringoszillatoren 410, 420 bzw. nur eine der Ringoszillatorstufen 440, 442, 444; 460, 462, 470 stressabhängig zu gestalten und die anderen stress-unempfindlich zu lassen bzw. stress-unempfindlich zu entwerfen.
Somit ergibt sich durch das vorliegende Konzept der Vorteil, dass die Ringoszillatoren 410, 420 und die digitale Auswerteschaltung 430 zusammen eine geringere Fläche verbrauchen als eine herkömmlicherweise verwendete analoge Schaltungsanordnung zur Stresskompensation.
Weiterhin sei darauf hingewiesen, dass bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel beide Ringoszillatoren 410, 420 aus einer gemeinsamen Bias-Schaltung gesteuert werden. Diese gemeinsame Bias-Schaltung kann beispielsweise eine einfache Stromquelle mit einem Stromspiegel umfassen, wie dies in der 6 gezeigt ist (vergleiche Arbeitspunkt-Einstellungsschaltung 630 sowie Fußpunkt-Stromquellentransistoren 640c, 642c).
Somit weist die Frequenz beider Oszillatoren einen ähnlichen Temperaturgang auf (vergleiche 6). Da μ_n und μ_p ähnliche Temperaturkoeffizienten haben (~ –5.000 ppm/K), ergibt sich ein relativ geringer Temperaturgang des digitalen Ausgangssignals. Der Aufwand bisheriger Lösungen für eine Temperaturkompensation ist dagegen sehr hoch.
7 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ringoszillators, bei dem Eingangstransistoren eines Differenzverstärkers in einem Triodenbereich betrieben werden, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Ringoszillator gemäß der 7 ist in seiner Gesamtheit mit 700 bezeichnet.
Der Ringoszillator 700 umfasst eine Ringoszillatorstufe 710 mit einem Eingang für ein Oszillator-Stufen-Eingangssignal 712 und einem Ausgang für ein Oszillator-Stufen-Ausgangssignal 714, das gegenüber dem Oszillator-Stufen-Eingangssignal invertiert ist. Die Ring-Oszillator-Stufe 710 umfasst einen Differenzverstärker 720 mit einem Eingang für das Oszillator-Stufen-Eingangssignal 712 und einem Ausgang für das Oszillator-Stufen-Ausgangssignal 714. Der Differenzverstärker 720 umfasst ein Paar von Eingangs-Feldeffekttransistoren 722, 724, die durch einen Arbeitspunkt-Strom 726 in einem Triodenbereich betrieben werden. Der Differenzverstärker weist eine Arbeitspunktstrom-Einstellschaltung 728 auf, die einen Arbeitspunktstrom 726 liefert. Ferner umfasst der Ringoszillator einen Ausgang für ein Ringoszillator-Ausgangssignal 730, dessen Frequenz auf einer Frequenz des Oszillator-Stufen-Ausgangssignal 714 basiert.
Unter einem Triodenbereich der Feldeffekttransistoren 722, 724 wird dabei im Übrigen ein Arbeitspunkt der Feldeffekttransistoren 722, 724 in einem Ausgangskennlinienfeld verstanden, der üblicherweise auch als linearer Bereich bzw. ohmscher Bereich bezeichnet wird. In anderen Worten, in dem Triodenbereich der Feldeffekttransistoren 722, 724 herrscht keine Sättigung. Im Übrigen sein darauf hingewiesen, dass der Triodenbereich in einem Ausgangs-Kennlinienfeld 750 eines n-Kanal-Feldeffekttransistors mit 752 bezeichnet ist und durch eine gestrichelte Linie von einem Sättigungsbereich 754 in dem Kennlinienfeld 750 abgegrenzt ist. Eine Definition des Triodenbereichs findet sich im übrigen auch in dem Standard-Handbuch „Halbleiter-Schaltungstechnik” von U. Tietze und Ch. Schenk.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass sich ein n-Kanal-Feldeffekttransistor in dem Triodenbereich befindet, wenn gilt: 0 ≤ U_DS < U_GS – U_th, wobei U_DS eine Drain-Source-Spannung des n-Kanal-Feldeffekttransjstors bezeichnet, wobei U_GS eine Gate-Source-Spannung des n-Kanal-Feldeffekttransistors bezeichnet, und wobei U_th eine Schwellenspannung des n-Kanal-Feldeffekttransistors bezeichnet. Eine entsprechende Definition ist dem Fachmann im Übrigen auch für den p-Kanal-Feldeffekttransistor bekannt.
Eine entsprechende Schaltungsanordnung ist vorteilhaft, da bei einem Betrieb in dem Triodenbereich die Beweglichkeiten μ_n, μ_p einen besonders starken Einfluss auf den Drain-Strom haben, wie im Folgenden noch ausführlich beschrieben wird. Daher bewirkt ein Betrieb der Eingangstransistoren der Differenzverstärker in dem Triodenbereich eine besonders starke Abhängigkeit der Steilheit g_m und damit der Frequenz f_n, f_p von der mechanischen Spannung.
8 zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßes Differenzverstärkers zum Einsatz in einem erfindungsgemäßen Ringoszillator, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 8 ist in ihrer Gesamtheit mit 800 bezeichnet. Der Differenzverstärker 800 umfasst einen ersten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistor 810 sowie einen zweiten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistor 812. Ein Source-Anschluss des ersten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 810 ist mit einem Source-Anschluss des zweiten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 812 gekoppelt. Ferner sind die Source-Anschlüsse des ersten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 810 und des zweiten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 812 über eine Fußpunkt-Stromquelle 814 mit einer Versorgungspotentialzuführung für ein Versorgungspotential V_DD gekoppelt.
Die Schaltungsanordnung 800 umfasst ferner eine ersten p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistor 820 sowie einen zweiten p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistor 822. Ein Kanal des ersten p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistor 820 ist in Serie mit einem Kanal des ersten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 810 geschaltet. In anderen Worten, ein Drain-Anschluss des ersten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 810 ist mit einem Source-Anschluss des ersten p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistors 820 gekoppelt. Ein Kanal des zweiten p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistors 820 ist in Serie mit einem Kanal des zweiten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 812 geschaltet. In anderen Worten, ein Drain-Anschluss des zweiten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 812 ist mit einem Source-Anschluss des zweiten p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistors 822 gekoppelt.
Ein Drain-Anschluss des ersten p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistors 820 ist ferner über eine Lastschaltung 830 mit einem Bezugspotential GND gekoppelt. Ein Drain-Anschluss des zweiten p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistors 822 ist ferner über eine zweite Lastschaltung 832 mit dem Bezugspotential GND gekoppelt.
Der Differenzverstärker 800 umfasst ferner einen Kaskoden-Gatepotential-Bereitstellungstransistor 840. Bei dem Kaskoden-Gatepotential-Bereitstellungstransistor 840 handelt es sich bevorzugt um einen p-Kanal-Feldeffekttransistor. Ein Source-Anschluss des Kaskoden-Gatepotential-Bereitstellungstransistors 840 ist bevorzugt mit Source-Anschlüssen des ersten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 810 und des zweiten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 812 gekoppelt. Ferner ist ein Gate-Anschluss des Kaskoden-Gatepotential-Bereitstellungstransistors 840 mit Gate-Anschlüssen des ersten p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistors 820 und des zweiten p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistors 822 gekoppelt. Darüber hinaus ist bevorzugt ein Drain-Anschluss des Kaskoden-Gatepotential-Bereitstellungstransistors 840 mit einem Gate-Anschluss desselben gekoppelt. Der Drain-Anschluss des Kaskoden-Gatepotential-Bereitstellungstransistors 840 ist ferner mit einer zugehörigen Stromquelle 842 gekoppelt, die zwischen den Drain-Anschluss des Kaskoden-Gatepotential-Bereitstellungstransistors 840 und das Bezugspotential GND geschaltet ist.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Gate-Anschlüsse der p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistoren 810, 812 als Eingänge des Differenzverstärkers 800 dienen, und dass ferner bevorzugt Drain-Anschlüsse der p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistoren 820, 822 als Ausgänge des Differenzverstärkers 800 dienen.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Arbeitspunkte (unter Verwendung der Stromquellen 840, 842) so eingestellt sind, dass der erste p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistor 810 in einem linearen Bereich (Triodenbereich) betrieben wird, und dass ferner auch der zweite p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistor 812 in einem linearen Bereich (Triodenbereich) betrieben wird. Ferner werden der erste p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistor 820 und der zweite p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistor 822 in einem Sättigungsbereich betrieben. Es sei darauf hingewiesen, dass vorteilhafter Weise die Arbeitspunkte der Schaltung so ausgelegt werden, das die Feldeffekttransistoren 810 und 812 in starker Inversion betrieben werden, während hingegen die p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistoren 820 und 822 bei schwacher Inversion betrieben werden.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Kaskoden-Gatepotential-Bereitstellungstransistors 840 ebenso in einem Sättigungsbereich, und bei einer schwachen Inversion, betrieben wird.
Weiterhin sei angemerkt, dass der Differenzverstärker 800 beispielsweise anstelle der Differenzverstärker 446, 448, 450, 466, 468, 470 eingesetzt werden kann. Ferner sei darauf hingewiesen, dass der Differenzverstärker 800 beispielsweise an die Stelle des Differenzverstärkers 640 und/oder an die Stelle des Differenzverstärkers 642 treten kann.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass selbstverständlich ein zu dem Differenzverstärker 800 komplementärer Differenzverstärker eingesetzt werden kann, wobei p-Kanal-Feldeffekttransistoren durch n-Kanal-Feldeffekttransistoren ersetzt werden, und wobei die Polaritäten der Versorgungspotentiale V_DD, GND getauscht werden.
Eine zu dem Differenzverstärker 800 komplementäre Schaltung kann somit beispielsweise an die Stelle des Differenzverstärkers 650 und/oder des Differenzverstärkers 652 treten. In anderen Worten, es können zwei Differenzverstärker mit einer Struktur gemäß der 8 parallel geschaltet werden, wobei die Eingangstransistoren von zwei zueinander parallel geschalteten Differenzverstärkern 800 um etwa 90 Grad (in einem Bereich zwischen 60 Grad und 120 Grad) gegeneinander gedreht sind.
Somit ist festzuhalten, dass die 8 eine besonders vorteilhafte Transkonduktanz-Stufe (Differenzverstärker) mit in dem linearen Bereich betriebenen Eingangstransistoren 810, 812 zeigt.
In anderen Worten, die 8 zeigt eine Transkonduktanzstufe mit p-Kanal-Eingang (Eingangstransistoren 810, 812) und Kaskode-Stufen (p-Kanal-Kaskode-Feldeffekttransistoren) 820, 822. Ein Vorspannungstransistor bzw. Arbeitspunkt-Einstellungstransistor (Bias-Transistor) 840 erzeugt eine Vorspannung (ein Gate-Potential) für die Kaskode-Stufen (also für die p-Kanal-Kaskode-Feldeffekttransistoren 820, 822), so dass die Eingangs-Transistoren bzw. p-Kanal-Eingang-Feldeffekttransistoren 810, 812 in einem linearen Bereich betrieben werden, und nicht in einem gesättigten Bereich bzw. Sättigungsbereich, so wie es üblich ist, um hohe Verstärkungen zu erreichen.
Dies wird erreicht, indem die Eingangstransistoren (also die p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistoren 810, 812) weit in einem Bereich starker Inversion betrieben werden (hohe V_GS – V_th), und indem der Bias-Transistor 840 mit geringem V_GS – V_th betrieben wird (schwache Inversion). In anderen Worten, der Arbeitspunkt der p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistoren 810, 812 ist durch die p-Kanal-Kaskode-Feldeffekttransistoren 820, 822, durch den Bias-Transistor 840 und ferner durch die Fußpunkt-Stromquelle 814 so eingestellt, dass beispielsweise ein Betrag einer Differenz zwischen einer Gate-Source-Spannung V_GS und einer Schwellenspannung V_th des ersten p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistors 810 größer ist als ein Betrag einer Differenz zwischen einer Gate-Source-Spannung V_GS und einer Schwellenspannung V_th des Bias-Feldeffekttransistors 840. In der Folge werden die Eingangstransistoren bzw. p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistoren 810, 812 bevorzugt an einem solchen Arbeitspunkt betreiben, an dem eine Drain-Source-Spannung V_DS (betragsmäßig) kleiner als eine Differenz zwischen einer Gate-Source-Spannung V_GS und einer Schwellenspannung V_th ist. In anderen Worten, die Eingangstransistoren werden mit kleinerer V_DS-Spannung gegenüber deren V_GS – V_th Spannung betrieben. In anderen Worten, die p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistoren 810, 812 werden in einem linearen Bereich statt, wie üblich, in einem Sättigungsbereich betrieben.
Eine Steilheit bzw. Transkonduktanz g_m beträgt in dem linearen Bereich
Die Steilheit in dem linearen Bereich ist damit linear abhängig von der Beweglichkeit μ, und nicht mehr von der Wurzel aus μ abhängig (vergleiche Steilheit bei Betrieb in dem Sättigungsbereich).
Unter Einsatz einer Kaskoden-Schaltung (beispielsweise unter Verwendung der p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistoren 820, 822) ist damit die durch einen mit n-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistoren aufgebauten Ringoszillator gelieferte Frequenz fn proportional zu 1 + π_n·(σ_XX + σ_yy). Damit steigt eine Stressempfindlichkeit der Oszillatorfrequenzen (im Vergleich zu einem Ringoszillator, bei dem die Eingangs-Feldeffekttransistoren in einem Sättigungsbereich betrieben werden) auf etwa das Doppelte.
Eine notwendige Verstärkung in den Transkonduktanz-Stufen (beispielsweise in der Transkonduktanz-Stufe 800 gemäß 8) wird durch Kaskoden (also im Wesentlichen durch die Kaskoden-Feldeffekttransistoren 820, 822) erreicht, die die relativ niedrigen Ausgangswiderstände der in dem linearen Bereich betriebenen Eingangstransistoren 810, 812 bevorzugt und mehr als eine Größenordnung anheben.
Ein Vorteil der Schaltungsanordnung gemäß der 8 besteht somit darin, dass diese im Vergleich zu herkömmlichen Schaltungsanordnungen (also beispielsweise im Vergleich zu Differenzverstärkern mit Eingangstransistoren, die in einem Sättigungsbereich betrieben werden) eine höhere Empfindlichkeit gegenüber Änderungen der mechanischen Spannungen bzw. gegenüber Stressänderungen aufweist.
9 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Ringoszillators mit einer von mechanischen Spannungen abhängigen Arbeitspunkteinstellung, gemäß eine Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 9 ist in ihrer Gesamtheit mit 900 bezeichnet. Der Ringoszillator 900 umfasst eine Ringoszillator-Stufe 910 mit einem Eingang für ein Oszillator-Stufen-Eingangssignal 912 und einem Ausgang für ein Oszillator-Stufen-Ausgangssignal 914. Die Ringoszillatorstufe 910 umfasst einen Differenzverstärker 920 mit einem Eingang für das Oszillator-Stufen-Eingangssignal 912 und einem Ausgang für das Oszillator-Stufen-Ausgangssignal 914. Der Differenzverstärker umfasst ein Paar von Eingangs-Feldeffekttransistoren 922, 924, deren Arbeitspunkt durch einen Arbeitspunkt-Strom 926 bestimmt wird. Die Ringoszillator-Stufe 910 umfasst ferner eine Arbeitspunktstrom-Einstelleinrichtung 930, die einen Ausgang für einen Arbeitspunktstrom 926 umfasst. Die Arbeitspunktstrom-Einstelleinrichtung umfasst als Arbeitspunktstrombestimmende Bauelemente zwei einander funktionell entsprechende Widerstände 932, 934 oder zwei einander funktionell entsprechende Transistoren 936, 938, die miteinander einen Winkel in einem Bereich zwischen 60 Grad und 120 Grad einschließen.
Die Funktionsweise der beschriebenen Schaltungsanordnung 900 basiert darauf, dass der Arbeitspunktstrom 926, der durch die Arbeitspunktstromquelle 930 geliefert wird, bei der genannten Verschaltung einen von mechanischen Spannungen abhängigen Arbeitspunktstrom liefern. Dies wird dadurch erreicht, dass als Arbeitspunktstrom-bestimmende Elemente beispielsweise in einen Halbleiterchip eindiffundierte Widerstände verwendet werden. Die eindiffundierten Widerstände weisen aufgrund der Abhängigkeit der Ladungsträger-Beweglichkeit μ eine Abhängigkeit des Widerstands von mechanischen Spannungen in dem Halbleiterchip auf. Ändert sich der Widerstand der genannten eindiffundierten Widerstände, so ändert sich der durch die Arbeitspunktstromquelle 930 gelieferte Arbeitspunktstrom 926, wenn die genannten eindiffundierten Widerstände als arbeitspunktstrom-bestimmende Elemente dienen. Ferner wird es bevorzugt, dass der Arbeitspunktstrom 926 durch zwei zueinander im Wesentlichen senkrecht angeordnete (bzw. in einem Winkelbereich zwischen 60 Grad und 120 Grad gegeneinander gedrehte) Widerstände bestimmt wird. In anderen Worten, die zueinander um näherungsweise 90 Grad gedrehten eindiffundierten Widerstände sind in beide Arbeitspunktstrom-bestimmende Elemente der Arbeitspunktstromquelle 930.
Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel dienen zwei Feldeffekttransistoren, die zueinander näherungsweise orthogonal angeordnet sind, als Arbeitspunktstrom-bestimmende Elemente.
Auch Feldeffekttransistoren unterliegen einer Veränderung ihrer elektrischen Eigenschaften, wenn sich mechanische Spannungen in dem Halbleiterchip, in dem die Feldeffekttransistoren gebildet sind, verändern.
Im Übrigen führt die Tatsache, dass bevorzugt zwei näherungsweise 90 Grad gegeneinander gedrehte Arbeitspunktstrombestimmende Elemente (Widerstände oder Feldeffekttransistoren) eingesetzt werden, zu einer gegenüber Anordnungen mit lediglich einem Arbeitspunktstrom-bestimmenden Element verringerten Abhängigkeit des Arbeitspunktstromes von einer Richtung der mechanischen Spannungen. Vielmehr bestimmt im Wesentlichen ein Betrag der mechanischen Spannungen den Arbeitspunktstrom 926.
Allgemein gesprochen, lässt sich festhalten, dass sich eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung des Erfindungskonzepts ergibt, wenn der Arbeitspunktstrom bzw. Bias-Strom (also z. B. der Fußpunkt-Strom der Eingangs-Feldeffekttransistoren der oben beschriebenen Differenzverstärker) stressabhängig gemacht wird. Beispielsweise kann der Arbeitspunktstrom für eine N-Transkonduktanz-Stufe (also für einen Differenzverstärker mit n-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistoren) aus einem p-Widerstands-L (also beispielsweise unter Verwendung von zwei näherungsweise senkrechten p-dotierten Widerständen) oder aus einem Strom, der aus einer Bandgap (also einer Bandgap-Referenzspannugsquelle oder einer Bandgap-Referenzstromquelle) und zwei senkrecht aufeinander stehenden P-MOS-Transistoren generiert wird, erzeugt werden. Bei einer P-Transkonduktanz-Stufe (also beispielsweise bei einem Differenzverstärker mit p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistoren) kann ein Arbeitspunktstrom aus einem n-Widerstands-L (also beispielsweise aus zwei zueinander näherungsweise senkrecht stehenden, in Serie geschalteten, n-dotierten Widerständen) oder aus der Bandgap-Schaltung und zwei näherungsweise senkrecht aufeinander stehenden n-MOS-Transistoren generiert werden.
Damit ist die Transkonduktanz g_m (eines Differenzverstärkers) auch ohne Verwendung einer Kaskode näherungsweise proportional zu (sqrt(1 + π_n·(σ_XX + σ_YY)))² = 1 + π_n·(σ_XX + σ_yy).
Mit Kaskoden (also beispielsweise bei Betrieb der Eingangs-Feldeffekttransistoren in einem Triodenbereich und zusätzlicher Verwendung von Kaskoden) ist die Transkonduktanz g_m sogar proportional zu (1 + π_n·(σ_XX + σ_yy)^1,5.
Die genannte Ausführungsform bringt den Nachteil mit sich, dass die beiden Ströme einer Prozessstreuung zueinander unterliegen und bei bevorzugten Ausführungsbeispielen zueinander abgeglichen werden müssten. Allerdings bringt die genannte Ausführungsform, bei der die Bias-Ströme auch stressabhängig sind, den Vorteil mit sich, dass eine noch höhere Stressabhängigkeit als bei den anderen Schaltungsanordnungen erzielt werden kann.
Zusammenfassend lässt sich somit festhalten, dass anhand der 4 zwei Ringoszillatoren mit p-Kanal-Eingang und n-Kanal-Eingang und digitaler Auswertung der Verhältnisse der Oszillatorfrequenzen gezeigt wurden, wodurch insgesamt eine unterschiedlich starke Veränderung der Oszillatorfrequenzen der beiden Ringoszillatoren bei Vorliegen von mechanischen Spannungen in einem Halbleiterchip ausgewertet werden kann.
Anhand der 6 wurden Schaltungsdetails der entsprechenden Ringoszillatoren gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben. Gemäß der 6 werden Transkonduktanz-Stufen mit jeweils senkrecht in einem Chip-Layout zueinander angeordneten und parallel geschalteten Eingangsstufen und einer gemeinsamen Bias-Schaltung gezeigt.
Im Hinblick auf die 6 ist anzumerken, dass jeweils Signale bzw. Anschlüsse gleichen Namens miteinander verbunden sind, so dass z. B. –Vin mit –Vin an anderer Stelle verbunden ist. Die gemäß der 6 gekoppelten Ringoszillatoren weisen aufgrund der gemeinsamen Arbeitspunkt-Einstellung ein verbessertes Temperaturverhalten gegenüber Ringoszillatoren mit separater Arbeitspunkteinstellung auf. Im Übrigen wirken sich auch Prozesstoleranzen bei Verwendung einer gekoppelten Arbeitspunkteinstellung weniger stark störend aus.
Anhand der 8 wurde ferner eine Transkonduktanz-Stufe mit in einem linearen Bereich betriebenen Eingangstransistoren gezeigt. Durch das genannte Konzept ergibt sich eine besonders starke Abhängigkeit der Transkonduktanz g_m des Differenzverstärkers von mechanischen Spannung auf den Halbleiterchip.
Die 10 zeigt ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Bereitstellen einer Kompensationsgröße. Das Verfahren gemäß der 10 ist in seiner Gesamtheit mit 1000 bezeichnet. Das Verfahren 1000 umfasst ein Erzeugen 1010 eines Frequenzsignals, dessen Frequenz von mechanischen Spannungen in einer Schaltung abhängig ist. Das Verfahren 1010 umfasst ferner ein Bereitstellen 1020 einer Kompensationsgröße basierend auf dem Frequenzsignal, wobei die Kompensationsgröße bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel eine Kompensation von durch mechanische Spannungen bedingten Abweichungen eines Ausgangssignals der Schaltung ermöglicht.
Optional umfasst das Verfahren 1000 ein Kompensieren 1030 von durch die mechanischen Spannungen bedingten Abweichungen eines Ausgangssignals der Schaltung.
Es sei darauf hingewiesen, dass das Verfahren 1000 gemäß der 10 um all diejenigen Schritte ergänzt werden kann, die durch die erfindungsgemäßen Vorrichtungen ausgeführt werden.
Zusammenfassend ist somit festzuhalten, dass die vorliegende Erfindung gemäß einem Aspekt eine Kompensation von mechanischen Stresseffekten ermöglicht, die eine Genauigkeit von Hall-Sensoren, Bandgap-Referenzen, Temperaturfühlern, stabilen On-Chip-Oszillatoren und allgemein bei Präzisions-Analogschaltungen beeinflussen.
Bei einem Ausführungsbeispiel überwindet die vorliegende Erfindung Genauigkeitsverluste einer Kompensation bzw. Stresskompensation, die durch herkömmlicherweise verwendete Analog-Auswerte-Schaltungen entstehen. Ferner überwindet die vorliegende Erfindung gemäß einem Ausführungsbeispiel den bei der Verwendung von herkömmlicherweise eingesetzten Analogschaltungen auftretenden hohen Flächenverbrauch.
Zusammenfassend kann somit festgehalten werden, dass bei einem besonders vorteilhaften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zwei Ringoszillatoren mit unterschiedlichen Eingängen (p-Kanal-MOS und n-Kanal-MOS) in den verwendeten Transkonduktanz-Stufen unterschiedlich stressempfindliche Oszillatorfrequenzen erzeugen. Eine Differenz oder ein Verhältnis der beiden Frequenzen kann in einer digitalen Auswerteschaltung leicht und flächenarm ausgewertet werden und zur Kompensation von unerwünschten Stressempfindlichkeiten in Sensoren, Bandgaps, Temperaturfühlern oder genauen On-Chip-Oszillatoren verwendet werden. Eine digitale Kompensation von stressempfindlichen Signalen (z. B. von Sensorsignalen) kann also leicht digital erfolgen.
Ganz allgemein kann somit festgehalten werden, dass die vorliegende Erfindung gemäß einem Aspekt auch einen digitalen Stress-Sensor schafft. In anderen Worten, die erfindungsgemäße Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung bzw. die erfindungsgemäßen Ring-Oszillatoren können ganz allgemein auch als Stress-Sensoren aufgefasst werden.
Bezugszeichenliste

100: Kompensationssignal-Bereitstellungsschaltung
110: Frequenzsignal-Erzeuger
112: Frequenzsignal
114: mechanische Spannungen
120: Kompensationsgrößen-Bereitsteller
122: Kompensationsgröße
200: Spannungs-Kompensationsschaltung
210: Frequenzsignal-Erzeuger
212: Frequenzsignal
214: mechanische Spannungen
220: Kompensationsgrößen-Bereitsteller
222: Kompensationsgröße
230: Korrekturschaltung
240: Nutzschaltung
242: Schaltungssignal
250: korrigiertes Schaltungssignal
300: Schaltungsanordnung
310: Frequenzsignal-Erzeuger
312: Frequenzsignal
314: mechanische Spannungen
320: Kompensationsgrößen-Bereitsteller
322: Kompensationsgröße
330: Nutzschaltung
350: Schaltungssignal
400: Schaltungsanordnung
410: erster Ring-Oszillator
412: erstes Frequenzsignal
420: zweiter Ring-Oszillator
422: zweites Frequenzsignal
430: Berechnungseinrichtung
432: Information
440: erste Stufe
442: zweite Stufe
444: dritte Stufe
446: erster Differenzverstärker
446a: erster, invertierender Eingang
446b: zweiter, nicht-invertierender Eingang
446c: erster, nicht-invertierender Ausgang
446d: zweiter, invertierender Ausgang
446e: erste Kapazität
446f: zweite Kapazität
448: zweiter Differenzverstärker
448a: erster, invertierender Eingang
448b: zweiter, nicht-invertierender Eingang
448c: erster, nicht-invertierender Ausgang
448d: zweiter, invertierender Ausgang
448e: dritte Kapazität
448f: vierte Kapazität
450: dritter Differenzverstärker
450a: erster, invertierender Eingang
450b: zweiter, nicht-invertierender Eingang
450c: erster, nicht-invertierender Ausgang
450d: zweiter, invertierender Ausgang
450e: fünfte Kapazität
450f: sechste Kapazität
452: Vergleicher
452a: erster Eingang
452b: zweiter Eingang
460: erste Stufe
462: zweite Stufe
464: dritte Stufe
466: erster Differenzverstärker
468: zweiter Differenzverstärker
470: dritter Differenzverstärker
470c: Differenzverstärkerausgang
470d: Differenzverstärkerausgang
472: Komparator
472a: Komparatoreingang
472b: Komparatoreingang
500: Ringoszillator
510: Ringoszillatorstufe
512: weitere Ringoszillatorstufe
514: weitere Ringoszillatorstufe
516: weitere Ringoszillatorstufe
518: weitere Ringoszillatorstufe
522: Oszillator-Stufen-Eingangssignal
524: Oszillator-Stufen-Ausgangssignal
530: erster Differenzverstärker
532: zweiter Differenzverstärker
540: Ring-Oszillator-Ausgangssignal
600: Schaltungsanordnung
610: erste Ring-Oszillator-Stufe
620: zweite Ring-Oszillator-Stufe
630: Arbeitspunkt-Stromquelle
640: erster Differenzverstärker
640a: erster p-Kanal-Feldeffekttransistor
640b: zweiter p-Kanal-Feldeffekttransistor
640c: Fußpunkt-Stromquellen-Transistor
640d: hochohmige Last
640e: Lastschaltung
642: zweiter Differenzverstärker
642a: dritter p-Kanal-Feldeffekttransistor
642b: vierter p-Kanal-Feldeffekttransistor
642c: Fußpunkt-Stromquellentransistor
642d: Lastschaltung
642e: Lastschaltung
650: erster Differenzverstärker
650a: erster n-Kanal-Feldeffekttransistor
650b: zweiter n-Kanal-Feldeffekttransistor
652: zweiter Differenzverstärker
652a: dritter n-Kanal-Feldeffekttransistor
652b: vierter n-Kanal-Feldeffekttransistor
660: Referenzstromquelle
700: Ringoszillator
710: Ringoszillatorstufe
712: Oszillator-Stufen-Eingangssignal
714: Oszillator-Stufen-Ausgangssignal
720: Differenzverstärker
722: Eingangs-Feldeffekttransistor
724: Eingangs-Feldeffekttransistor
726: Arbeitspunktstrom
728: Arbeitspunktstrom-Einstellschaltung
730: Ringoszillator-Ausgangssignal
750: Ausgangs-Kennlinienfeld
752: Triodenbereich
754: Sättigungsbereich
800: Schaltungsanordnung
810: erster p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistor
812: zweiter p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistor
814: Fußpunkt-Stromquelle
820: erster p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistor
822: zweiter p-Kanal-Kaskoden-Feldeffekttransistor
830: Lastschaltung
832: zweite Lastschaltung
840: Kaskoden-Gatepotential-Bereitstellungstransistor
842: Stromquelle
900: Schaltungsanordnung
910: Ringoszillatorstufe
912: Oszillator-Stufen-Eingangssignal
914: Oszillator-Stufen-Ausgangssignal
920: Differenzverstärker
922: Eingangs-Feldeffekttransistor
924: Eingangs-Feldeffekttransistor
926: Arbeitspunktstrom
930: Arbeitspunktstrom-Einstelleinrichtung
932: Widerstand
934: Widerstand
936: Transistor
938: Transistor
1000: Verfahren zum Bereitstellen einer Kompensationsgröße
1010: Erzeugen eines Frequenzsignals
1020: Bereitstellen einer Kompensationsgröße
1030: Kompensieren von Abweichungen

Claims

Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400), mit folgenden Merkmalen: einem Frequenzsignalerzeuger (110; 210; 310; 410, 420) mit einem Ausgang für ein Frequenzsignal (112; 212; 312; 412, 422), dessen Frequenz von mechanischen Spannungen in einer Schaltung (240; 330) abhängig ist; und einem Kompensationsgrößen-Bereitsteller (120; 220; 320; 430) mit einem Eingang für das Frequenzsignal und einem Ausgang für eine Kompensationsgröße (122; 222; 322; 432), die auf dem Frequenzsignal und einem weiteren Frequenzsignal basiert, wobei der Frequenzsignalerzeuger einen ersten Ringoszillator, der konfiguriert ist, um das Frequenzsignal zu liefern, und einen zweiten Ringoszillator, der konfiguriert ist, um das weitere Frequenzsignal zu liefern, aufweist, wobei Eingangs-Feldeffekttransistoren eines Differenzverstärkers des ersten Ringoszillators einen anderen Kanal-Typ aufweisen als Eingangs-Feldeffekttransistoren eines Differenzverstärkers des zweiten Ringoszillators.
Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß Anspruch 1, wobei der Kompensationsgrößen-Bereitsteller (120; 220; 320; 430) eine digitale Auswerteschaltung umfasst, wobei die digitale Auswerteschaltung eine Frequenz-Auswerteschaltung und eine digitale Berechnungsschaltung umfasst, wobei die Frequenz-Auswerteschaltung einen Eingang für das Frequenzsignal (112; 212; 312; 412, 422) und eine Schnittstelle für eine digitale Frequenzinformation, die von der Frequenz des Frequenzsignals abhängig ist, umfasst, und wobei die digitale Berechnungsschaltung eine Schnittstelle für die digitale Frequenzinformation und eine Schnittstelle für eine digitale Kompensationsgrößen-Information (122; 222; 322; 432), die unter Verwendung einer Berechnungsoperation oder einer Nachschlage-Operation von der digitalen Kompensationsgrößen-Information abgeleitet ist, umfasst.
Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß Anspruch 2, wobei die digitale Auswerteschaltung eine Kompensationsgrößen-Ausgabeschaltung umfasst, wobei die Kompensationsgrößen-Ausgabeschaltung eine Schnittstelle für die digitale Kompensationsgrößen-Information (122; 222; 322; 432) und einen Ausgang für einen analogen Stromwert und einen analogen Spannungswert, der die Kompensationsgröße beschreibt, umfasst.
Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Frequenzsignalerzeuger (110; 210; 310; 410; 420) einen ersten Ausgang für ein erstes Frequenzsignal (412) und einen zweiten Ausgang für ein zweites Frequenzsignal (422) umfasst, wobei eine Frequenz (fp) des ersten Frequenzsignals und eine Frequenz (fn) des zweiten Frequenzsignals verschieden große Abhängigkeiten von den mechanischen Spannungen (114; 214; 314) in der Schaltung aufweisen; wobei die Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400) einen ersten Eingang für das erste Frequenzsignal (412), einen zweiten Eingang für das zweite Frequenzsignal (422) und einen Ausgang für die Kompensationsgröße (432) aufweist, wobei die Kompensationsgröße eine funktionale Abhängigkeit von einem Verhältnis zwischen der Frequenz (fp) des ersten Frequenzsignals (412) und einer Frequenz (fn) des zweiten Frequenzsignals (422) aufweist, oder wobei die Kompensationsgröße (432) eine funktionale Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der Frequenz (fp) des ersten Frequenzsignals (412) und der Frequenz (fn) des zweiten Frequenzsignals (422) aufweist.
Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß Anspruch 4, wobei sich eine relative Abhängigkeit der Frequenz (fp) des ersten Frequenzsignals (412) von den mechanischen Spannungen, die als ein Quotient zwischen einer relativen Frequenzänderung und einer dazugehörigen Veränderung eines Betrags der mechanischen Spannung definiert ist, von einer relativen Abhängigkeit der Frequenz (fn) des zweiten Frequenzsignals (422) von den mechanischen Spannungen um mindestens 10%/GPa unterscheidet.
Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß Anspruch 4 oder 5, wobei der Frequenzsignal-Erzeuger (110; 210; 310) einen ersten Ringoszillator (410) und einen zweiten Ringoszillator (420) umfasst, wobei der erste Ringoszillator (410) einen Ausgang für das erste Frequenzsignal (412) aufweist und eine p-Eingangs-Ringoszillator-Stufe (440, 442, 444, 610; 800) umfasst, wobei der zweite Ringoszillator (420) einem Ausgang für das zweite Frequenzsignal (422) aufweist und eine n-Eingangs-Ringoszillator-Stufe (460, 462, 470; 620) umfasst, wobei die p-Eingangs-Ringoszillator-Stufe (440, 442, 444) einen Eingang (446a, 446b, 448a, 448b, 450a, 450b; +V_iP, –V_iP) für ein Oszillator-Stufen-Eingangssignal und einen Ausgang (446c, 446d, 448c, 448d, 450c, 450d; –V_oP, +V_oP) für ein Oszillator-Stufen-Ausgangssignal sowie einen Eingangs-Differenzverstärker (640, 642) mit einem Paar von p-Kanal-Differenzverstärker-Eingangs-Feldeffekttransistoren (640a, 640b, 642a, 642b) umfasst, wobei die n-Eingangs-Ringoszillator-Stufe (460, 462, 464; 620) einen Eingang (+V_in, –V_iN) für ein Oszillator-Stufen-Eingangssignal und einen Ausgang (+V_on, –V_oN) für ein Oszillator-Stufen-Ausgangssignal sowie einen Eingangs-Differenzverstärker (650, 652) mit einem Paar von n-Kanal-Differenzverstärker-Eingangs-Feldeffekttransistoren (650a, 650b, 652a, 652b) umfasst, wobei der erste Ringoszillator und der zweite Ringoszillator auf dem gleichen Halbleiterchip angeordnet sind.
Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß Anspruch 6, wobei der Frequenzsignalerzeuger (110; 210; 310; 410, 420) eine Arbeitspunkteinstellschaltung (630) mit einem ersten Ausgang für ein erstes Arbeitspunkt-Einstellsignal und einem zweiten Ausgang für ein zweites Arbeitspunkt-Einstellsignal umfasst, wobei der erste Ausgang der Arbeitspunkt-Einstellschaltung mit einem Arbeitspunkt-Einstelleingang des ersten Ringoszillators gekoppelt ist, wobei der zweite Ausgang der Arbeitspunkt-Einstellschaltung mit einem Arbeitspunkt-Einstelleingang des zweiten Ringoszillators gekoppelt ist, und wobei das erste Arbeitspunkt-Einstellsignal und das zweite Arbeitspunkt-Einstellsignal von einem gemeinsamen Referenzsignal abgeleitet sind.
Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Frequenzsignalerzeuger (110; 210; 310; 410, 420) einen Ringoszillator gemäß einem der Ansprüche 26 bis 33 umfasst.
Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der Kompensationsgrößen-Bereitsteller (120; 220; 320; 430) einen Eingang für ein externes Referenzsignal umfasst, das außerhalb des Halbleiterchips, auf dem der Frequenzsignalerzeuger (110; 210; 310; 410, 420) angeordnet ist, erzeugt wird, und wobei die Kompensationsgröße von dem Frequenzsignal und dem Referenzfrequenzsignal abhängig ist.
Spannungs-Kompensationsschaltung (200), mit folgenden Merkmalen: einem Frequenzsignalerzeuger (210) mit einem Ausgang für ein Frequenzsignal (212), dessen Frequenz von mechanischen Spannungen (214) in einer Nutzschaltung (240), die ein Nutzschaltungssignal (242) liefert, abhängig ist; einem Kompensationsgrößen-Bereitsteller (220) mit einem Eingang für das Frequenzsignal (212) und einem Ausgang für eine Kompensationsgröße (222), die auf dem Frequenzsignal basiert; und einer Korrekturschaltung (230) mit einem Eingang für das von der Nutzschaltung (240) gelieferte, von den mechanischen Spannungen (214) in der Nutzschaltung (240) abhängige Nutzschaltungssignal (242), einem Eingang für die Kompensationsgröße (222) und einem Ausgang für ein korrigiertes Nutzschaltungssignal (250), wobei das korrigierte Nutzschaltungssignal (250) auf dem Nutzschaltungssignal (242) basiert, und wobei eine Abhängigkeit des Nutzschaltungssignals (242) von den mechanischen Spannungen (214) in dem korrigierten Nutzschaltungssignal (250) unter Verwendung der von dem Frequenzsignal (212) abgeleiteten Kompensationsgröße (222) kompensiert ist.
Spannungs-Kompensationsschaltung (200) gemäß Anspruch 10, wobei der Kompensationsgrößen-Bereitsteller (222) eine digitale Auswerteschaltung umfasst, wobei die digitale Auswerteschaltung eine Frequenz-Auswerteschaltung umfasst, wobei die Frequenz-Auswerteschaltung einen Eingang für das Frequenzsignal und eine Schnittstelle für eine digitale Frequenzinformation, die von einer Frequenz des Frequenzsignals abhängig ist, umfasst, und wobei die Korrekturschaltung eine digitale Berechnungsschaltung mit einer Schnittstelle für die digitale Frequenzinformation, eine digitale Eingangsschnittstelle für das digitale oder digitalisierte Nutzschaltungssignal (242) und eine digitale Ausgangsschnittstelle für das korrigierte Nutzschaltungssignal (250) umfasst.
Spannungs-Kompensationsschaltung (200) gemäß Anspruch 10 oder 11, wobei der Frequenzsignalerzeuger (110; 210; 310; 410; 420) einen ersten Ausgang für ein erstes Frequenzsignal (412) und einen zweiten Ausgang für ein zweites Frequenzsignal (422) umfasst, wobei eine Frequenz (fp) des ersten Frequenzsignals und eine Frequenz (fn) des zweiten Frequenzsignals verschieden große Abhängigkeiten von den mechanischen Spannungen (114; 214; 314) in der Schaltung aufweisen; wobei der Kompensationsgrößen-Bereitsteller (110; 210, 220; 310, 320; 400) einen ersten Eingang für das erste Frequenzsignal (412), einen zweiten Eingang für das zweite Frequenzsignal (422) und einen Ausgang für die Kompensationsgröße (432) aufweist, wobei die Kompensationsgröße eine funktionale Abhängigkeit von einem Verhältnis zwischen der Frequenz (fp) des ersten Frequenzsignals (412) und einer Frequenz (fn) des zweiten Frequenzsignals (422) aufweist, oder wobei die Kompensationsgröße (432) eine funktionale Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der Frequenz (fp) des ersten Frequenzsignals (412) und der Frequenz (fn) des zweiten Frequenzsignals (422) aufweist.
Spannungs-Kompensationsschaltung (200) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die Nutzschaltung (240) eine Sensorschaltung mit einem Sensorelement umfasst, die auf dem gleichen Halbleiterchip wie der Frequenzsignalerzeuger (210) angeordnet ist, wobei das Nutz-Schaltungssignal (242) eine durch das Sensorelement gemessene Messgröße beschreibt und eine parasitäre Abhängigkeit von den mechanischen Spannungen (214) in der Nutzschaltung (240) aufweist.
Spannungs-Kompensationsschaltung (200) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 13, wobei der Frequenzsignalerzeuger (210) auf einem Halbleiterchip angeordnet ist, und wobei ein Abstand zwischen einem Schwerpunkt des Halbleiterchips und dem Frequenzsignalerzeuger kleiner als ein Abstand zwischen einem Rand des Halbleiterchips und dem Frequenzsignalerzeuger ist.
Spannungs-kompensierte Schaltung (300), mit folgenden Merkmalen: einer Nutzschaltung (330) mit einem Ausgang für ein Nutzsignal (350) und einem Eingang für ein Kompensationssignal (322), das einen Arbeitspunkt der Nutzschaltung bestimmt, und das eine Kompensation von mechanischen Spannungen (314) in der Nutzschaltung (330) ermöglicht; einem Frequenzsignalerzeuger (310), dessen Frequenz von den mechanischen Spannungen (314) in der Nutzschaltung abhängig ist; und einem Kompensationsgrößen-Bereitsteller (320), mit einem Eingang für das Frequenzsignal (312) und einem Ausgang für die Kompensationsgröße (322), die auf dem Frequenzsignal basiert.
Spannungs-kompensierte Schaltung (300) gemäß Anspruch 15, wobei der Kompensationsgrößen-Bereitsteller (320) eine digitale Auswerteschaltung umfasst, wobei die digitale Auswerteschaltung eine Frequenz-Auswerteschaltung, eine digitale Berechnungsschaltung und eine Kompensationsgrößen-Ausgabeschaltung umfasst, wobei die Frequenz-Auswerteschaltung einen Eingang für das Frequenzsignal (312) und eine Schnittstelle für eine digitale Frequenzinformation, die von einer Frequenz des Frequenzsignals abhängig ist, aufweist; wobei die digitale Berechnungsschaltung eine Schnittstelle für die digitale Frequenzinformation und eine Schnittstelle für eine digitale Kompensationsgrößeninformation, die unter Verwendung einer Berechnungsoperation oder einer Nachschlageoperation von der digitalen Frequenzinformation abgeleitet ist, umfasst; und wobei die Kompensationsgrößen-Ausgabeschaltung eine Schnittstelle für die digitale Kompensationsgrößen-Information und einen Ausgang für einen analogen Stromwert oder einen analogen Spannungswert, der die Kompensationsgröße bildet, umfasst.
Spannungs-kompensierte Schaltung (300) gemäß Anspruch 15 oder 16, wobei der Frequenzsignalerzeuger (310) einen ersten Ausgang für ein erstes Frequenzsignal und einen zweiten Ausgang für ein zweites Frequenzsignal umfasst, wobei eine Frequenz des ersten Frequenzsignals und eine Frequenz des zweiten Frequenzsignals verschieden große Abhängigkeiten von den mechanischen Spannungen (314) in der Schaltung aufweisen; wobei der Kompensationsgrößen-Bereitsteller (320) einen ersten Eingang für das erste Frequenzsignal, einen zweiten Eingang für das zweite Frequenzsignal und einen Ausgang für die Kompensationsgröße (222) aufweist; und wobei die Kompensationsgröße (322) eine funktionale Abhängigkeit von einem Verhältnis zwischen einer Frequenz des ersten Frequenzsignals und einer Frequenz des zweiten Frequenzsignals aufweist, oder wobei die Kompensationsgröße (322) eine funktionale Abhängigkeit von einer Differenz zwischen einer Frequenz des ersten Frequenzsignals und einer Frequenz des zweiten Frequenzsignals aufweist.
Spannungskompensierte Schaltung (300) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 17, wobei die Nutzschaltung (330) eine Bandgap-Referenzspannungsquelle oder eine Bandgap-Referenzstromquelle umfasst.
Spannungskompensierte Schaltung (300) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 18, wobei die Nutzschaltung (330) einen Oszillator umfasst, wobei der Eingang für die Kompensationsgröße (132) mit einem frequenzbestimmenden Element des Oszillators gekoppelt ist.
Kompensationsgrößen-Bereitstellungsschaltung (400), mit folgenden Merkmalen: einem Frequenzsignalerzeuger (410, 420) mit einem ersten Ausgang für ein erstes Frequenzsignal (412) und einem zweiten Ausgang für ein zweites Frequenzsignal (422), wobei eine Frequenz des ersten Frequenzsignals (412) und eine Frequenz des zweiten Frequenzsignals (422) verschieden große Abhängigkeiten von mechanischen Spannungen in einem Halbleiterchip aufweisen; einem Kompensationsgrößen-Bereitsteller (430) mit einem ersten Eingang für das erste Frequenzsignal (412), einem zweiten Eingang für das zweite Frequenzsignal (422) und einem Ausgang für die Kompensationsgröße (432), wobei der Kompensationsgrößen-Bereitsteller (430) eine digitale Auswerteschaltung umfasst, wobei die digitale Auswerteschaltung eine Frequenz-Auswerteschaltung und eine digitale Berechnungsschaltung umfasst, wobei die Frequenz-Auswerteschaltung einen Eingang für das Frequenzsignal und eine Schnittstelle für eine digitale Frequenzinformation, die von einer Frequenz des Frequenzsignals abhängig ist, umfasst; wobei die digitale Berechnungsschaltung eine Schnittstelle für die digitale Frequenzinformation und eine Schnittstelle für eine digitale Kompensationsgrößen-Information umfasst; wobei die Kompensationsgröße (432) eine funktionale Abhängigkeit von einem Verhältnis zwischen einer Frequenz des ersten Frequenzsignals und einer Frequenz des zweiten Frequenzsignals aufweist, oder wobei die Kompensationsgröße (432) eine funktionale Abhängigkeit von einer Differenz zwischen einer Frequenz des ersten Frequenzsignals und einer Frequenz des zweiten Frequenzsignals aufweist; wobei der erste Frequenzsignalerzeuger (410) einen ersten Ringoszillator umfasst, und wobei der zweite Frequenzsignalerzeuger (420) einen zweiten Ringoszillator umfasst; wobei der erste Ringoszillator eine zugehörige Ringoszillator-Stufe (440, 442, 444) mit einem Eingang für ein Oszillator-Stufen-Eingangssignal und einem Ausgang für ein Oszillator-Stufen-Ausgangssignal, das gegenüber dem Oszillator-Stufen-Eingangsignal invertiert ist, umfasst, wobei die Ring-Oszillator-Stufe des ersten Ringoszillators einen Eingangs-Differenzverstärker mit einem Paar von p-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistoren umfasst; wobei der zweite Ringsoszillator eine zugehörige Ringoszillator-Stufe mit einem Eingang für ein Oszillator-Stufen-Eingangssignal und einem Ausgang für ein Oszillator-Stufen-Ausgangssignal, das gegenüber dem Oszillator-Stufen-Eingangssignal invertiert ist, umfasst; wobei die Ring-Oszillator-Stufe des zweiten Ring-Oszillators einen Eingangs-Differenzverstärker mit einem Paar von n-Kanal-Eingangs-Feldeffekttransistoren umfasst.
Vorrichtung (100; 210, 220; 310, 320; 400) zur Bereitstellung einer Kompensationsgröße (122; 222; 322; 432) zur Kompensation von durch mechanische Spannungen (114; 214; 314) bedingten Abweichungen eines Ausgangssignals (242; 250) einer Schaltung (240; 330), mit folgenden Merkmalen: einer Einrichtung (110; 210; 310; 410) zum Erzeugen eines Frequenzsignals (112; 212; 312; 412), dessen Frequenz von den mechanischen Spannungen abhängt; einer Einrichtung (420) zum Erzeugen eines weiteren Frequenzsignals (422); und einer Einrichtung (120; 220; 320; 430) zum Bereitstellen der Kompensationsgröße (122; 222; 322; 432) basierend auf dem Frequenzsignal und dem weiteren Frequenzsignal, wobei Eingangs-Feldeffekttransistoren eines Differenzverstärkers der Einrichtung zum Erzeugen eines Frequenzsignals einen anderen Kanal-Typ aufweisen als Eingangs-Feldeffekttransistoren eines Differenzverstärkers der Einrichtung zum Erzeugen eines weiteren Frequenzsignals.
Vorrichtung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß Anspruch 21, wobei der Kompensationsgrößen-Bereitsteller eine digitale Auswerteschaltung umfasst, wobei die digitale Auswerteschaltung eine Frequenz-Auswerteschaltung zum Bereitstellen einer digitalen Frequenzinformation basierend auf dem Frequenzsignal und eine digitale Berechnungsschaltung zum Bereitstellen einer digitalen Kompensationsgrößeninformation basierend auf der digitalen Frequenzinformation unter Verwendung einer Berechnungsoperation oder Nachschlageoperation umfasst.
Vorrichtung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß Anspruch 22, wobei die digitale Auswerteschaltung eine Kompensationsgrößenausgabeschaltung zum Bereitstellen eines analogen Stromwerts oder eines analogen Spannungswerts, der die Kompensationsgröße bildet, basierend auf der digitalen Kompensationsgrößen-Information umfasst.
Vorrichtung (100; 210, 220; 310, 320; 400) gemäß einem der Ansprüche 21 bis 23, wobei der Frequenzsignalerzeuger eine ersten Oszillator und einen zweiten Oszillator zum Bereitstellen von zwei Frequenzsignalen mit verschieden großen Abhängigkeiten von den mechanischen Spannungen in der Schaltung aufweist, und wobei der Kompensationsgrößenbereitsteller einen Funktionsbilder zum Bereitstellen der Kompensationsgröße in einer funktionalen Abhängigkeit von einem Verhältnis zwischen einer Frequenz des ersten Frequenzsignals und einer Frequenz des zweiten Frequenzsignals oder in einer funktionalen Abhängigkeit von der einer Differenz zwischen einer Frequenz des ersten Frequenzsignals und einer Frequenz des zweiten Frequenzsignals umfasst.
Verfahren (1000) zum Bereitstellen einer Kompensationsgröße, mit folgenden Schritten: Erzeugen (1010) eines Frequenzsignals, dessen Frequenz von mechanischen Spannungen in einer Nutzschaltung abhängig ist; Bereitstellen (1020) einer Kompensationsgröße basierend auf dem Frequenzsignal, wobei die Kompensationsgröße eine Kompensation von durch mechanische Spannungen bedingten Abweichungen eines Ausgangssignals der Nutzschaltung ermöglicht; und Bereitstellen eines korrigierten Nutzschaltungssignals basierend auf dem Ausgangssignal der Nutzschaltung und der Kompensationsgröße.
Ring-Oszillator (500), mit folgenden Merkmalen: einer Ring-Oszillator-Stufe (510) mit einem Eingang für ein Oszillator-Stufen-Eingangssignal (522) und einem Ausgang für ein Oszillator-Stufen-Ausgangssignal (524), das gegenüber dem Oszillator-Stufen-Eingangssignal invertiert ist, wobei die Ring-Oszillator-Stufe eine Parallelschaltung bestehend aus einem ersten Differenzverstärker (530; 640; 650) und einem zweiten Differenzverstärker (532; 642, 652) umfasst, wobei der erste Differenzverstärker (530; 640, 650) ein erstes Paar von Eingangs-Feldeffekttransistoren (640a, 640b; 650a, 650b) umfasst, wobei der zweite Differenzverstärker (532; 642, 652) ein zweites Paar von Eingangs-Feldeffekttransistoren (642a, 642b, 652a, 652b) umfasst, und wobei eine Kanal-Richtung eines Feldeffekttransistors des ersten Paares von Eingangs-Feldeffekttransistoren (640a, 640b, 650a, 650b) mit einer Kanal-Richtung eines Feldeffekttransistors des zweiten Paars von Eingangs-Feldeffekttransistoren (642a, 642b, 652a, 652b) einen Winkel in einem Bereich zwischen 60 Grad und 120 Grad einschließt; und einem Ausgang für ein Ring-Oszillator-Ausgangssignal (540), dessen Frequenz auf einer Frequenz des Oszillator-Stufen-Ausgangssignals (524) basiert.
Ring-Oszillator (110; 210; 310; 410, 420; 500, 600, 700, 900), mit folgenden Merkmalen: einer Ring-Oszillator-Stufe (440, 442, 444, 460, 462, 464; 510; 610, 620; 710; 910) mit einem Eingang (446a, 448a, 450a, 446b, 448b, 450b) für ein Oszillator-Stufen-Eingangssignal (522; +V_iN, –V_iN; +V_iP, –V_iP; 712; 912) und einem Ausgang (446c, 448c, 450c, 446d, 448d, 450d) für ein Oszillator-Stufen-Ausgangssignal (524; –V_oN, +V_oN; –V_oP, +V_oP; 714; 914), das gegenüber dem Oszillator-Stufen-Eingangssignal invertiert ist, wobei die Ring-Oszillator-Stufe einen Differenzverstärker (530, 532; 640, 642, 650, 652; 720; 800; 920) mit einem Eingang für das Oszillator-Stufen-Eingangssignal und einem Ausgang für das Oszillator-Stufen-Ausgangssignal umfasst, wobei der Differenzverstärker ein Paar von Eingangs-Feldeffekttransistoren (640a, 640b, 642a, 642b, 650a, 650b, 652a, 652b; 722, 724; 810, 812; 922, 924) umfasst, die durch einen Arbeitspunkt-Strom in einem Triodenbereich (752) betrieben werden, wobei der Differenzverstärker eine Arbeitspunktstrom- Einstellschaltung (728; 814) umfasst, die den Arbeitspunkt-Strom (720 liefert); und einem Ausgang für ein Ring-Oszillator-Ausgangssignal (730), dessen Frequenz auf einer Frequenz des Oszillator-Stufen-Ausgangssignals (714) basiert.
Ringoszillator gemäß Anspruch 27, wobei der Differenzverstärker (530, 532; 640, 642, 650, 652; 720; 800; 920) ein Paar von Kaskoden-Transistoren (820, 822) umfasst, wobei Source-Anschlüsse der Eingangs-Feldeffekttransistoren (810, 812) mit einer Fußpunkt-Stromquelle (814) gekoppelt sind, wobei ein Drain-Anschluss eines ersten Eingangs-Feldeffekttransistors (810) mit einem Quellen-Anschluss eines ersten Kaskoden-Transistors (820) gekoppelt ist, wobei ein Drain-Anschluss eines zweiten Eingangs-Feldeffekttransistors (812) mit einem Quellen-Anschluss eines zweiten Kaskoden-Transistors (822) gekoppelt ist, und wobei Steuer-Anschlüsse der beiden Kaskoden-Transistoren (820, 822) miteinander verbunden oder mit den gleichen Potentialen gekoppelt sind.
Ringoszillator gemäß Anspruch 28, wobei der Differenzverstärker (800) einen Kaskoden-Steueranschluss-Potential-Erzeugungs-Transistor (840) umfasst, wobei ein Quellen-Anschluss des Kaskoden-Steueranschluss-Potential-Erzeugungs-Transistors (840) mit den Source-Anschlüssen der Eingangs-Feldeffekttransistoren (810, 812) gekoppelt ist, wobei ein Senken-Anschluss des Kaskoden-Steueranschluss-Potential-Erzeugungs-Transistors (842) mit einem Steuer-Anschluss des Kaskoden-Steueranschluss-Potential-Erzeugungs-Transistors (840) gekoppelt ist, wobei ein Senken-Anschluss des Kaskoden-Steueranschluss-Potential-Erzeugungs-Transistors mit einer Stromquelle (842) gekoppelt ist.
Ringoszillator gemäß Anspruch 29, bei dem der erste Kaskoden-Transistor ein Feldeffekttransistor ist, bei dem der zweite Kaskoden-Transistor ein Feldeffekttransistor ist, bei dem der Kaskoden-Steueranschluss-Potential-Erzeugungs-Transistor ein Feldeffekttransistor ist, und wobei der Kaskoden-Steueranschluss-Potential-Erzeugungs-Transistor (840) in einem Sättigungsbereich arbeitet.
Ringoszillator (110; 210; 310; 410, 420; 500; 600; 700; 900), mit folgenden Merkmalen; einer Ring-Oszillator-Stufe (440, 442, 444, 460, 462, 464) mit einem Eingang (446a, 448a, 450a, 446hb, 448b, 450b) für ein Oszillator-Stufen-Eingangssignal (522; +V_iN, –V_iN, V_iP, –V_iP; 712; 912) und einem Ausgang (446c, 448c, 450c, 446d, 448d, 450d) für ein Oszillator-Stufen-Ausgangssignal (524; –V_oN, +V_oN; –V_oP, +V_oP; 714; 914), das gegenüber dem Oszillator-Stufen-Eingangssignal invertiert ist, wobei die Ring-Oszillator-Stufe einen Differenzverstärker (530, 532; 640, 650, 642, 652; 720; 800; 920) mit einem Eingang für das Oszillator-Stufen-Eingangssignal und einem Ausgang für das Oszillator-Stufen-Ausgangssignal umfasst, wobei der Differenzverstärker ein Paar von Eingangs-Feldeffekttransistoren (640a, 640b, 642a, 642b, 650a, 650b, 652a, 652b; 722, 724; 810, 812; 922, 924) umfasst, deren Arbeitspunkt durch einen Arbeitspunkt-Strom (726; 926) bestimmt wird; wobei die Ring-Oszillator-Stufe eine Arbeitspunktstrom-Einstelleinrichtung (630, 640c, 642c; 728; 814; 926) umfasst, die einen Ausgang für den Arbeitspunktstrom umfasst, wobei die Arbeitspunktstrom-Einstelleinrichtung als Arbeitspunktstrom-bestimmende Bauelemente zwei einander funktionell entsprechende Widerstände (932, 934) oder zwei einander funktionell entsprechende Transistoren (936, 938) umfasst, die miteinander einen Winkel in einem Bereich zwischen 60 Grad und 120 Grad einschließen.
Ringoszillator gemäß Anspruch 31, wobei die Arbeitspunktstrom-Einstelleinrichtung auf dem gleichen Halbleiterchip wie der Ring-Oszillator angeordnet ist, wobei der Arbeitspunktstrom von mechanischen Spannungen in dem Halbleiterchip abhängig ist, und wobei die Eingangs-Feldeffekttransistoren den mechanischen Spannungen ausgesetzt sind.
Ringoszillator gemäß Anspruch 31 oder 32, wobei die Eingangs-Feldeffekttransistoren durch den Arbeitspunktstrom in einem Triodenbereich betrieben werden.