DE10224747B4

DE10224747B4 - Sensorschaltung und Verfahren zur Herstellung derselben

Info

Publication number: DE10224747B4
Application number: DE10224747A
Authority: DE
Inventors: Mario Dipl.-Ing. Motz
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2002-06-04
Filing date: 2002-06-04
Publication date: 2004-05-13
Anticipated expiration: 2022-06-05
Also published as: US7038447B2; DE10224747A1; US20040032246A1

Abstract

Sensorschaltung mit folgenden Merkmalen:
einem Sensorelement (10);
einer Stromquelle (14) zum Liefern eines Betriebsstroms (I_Hall) für das Sensorelement (10);
einer Verstärkerschaltung (12) zum Verstärken einer bei Anliegen des Betriebsstroms (I_Hall) durch das Sensorelement (10) erzeugten Sensorspannung, wobei die Verstärkerschaltung (12) einen Widerstand (Rh6) aufweist, der die Verstärkung derselben beeinflußt,
wobei der Widerstand (Rh6) der Verstärkerschaltung (12) und das Sensorelement (10) technologisch gleichartig ausgebildet sind, so daß technologiebedingten Streuungen der Sensorsensitivität des Sensorelements (10) durch einen sich gegenläufig ändernden Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung (12) entgegengewirkt wird.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Sensorschaltung und ein Verfahren zur Herstellung derselben und insbesondere eine magnetische Sensorschaltung mit einem Sensorelement, dessen Ausgangssignal von einem externen Magnetfeld abhängt, einer Stromquelle zum Liefern eines Betriebsstroms für das Sensorelement und einer Verstärkerschaltung zum Verstärken einer durch das Sensorelement erzeugten Sensorspannung.
Monolithisch integrierte magnetische Sensoren, z.B. Hallsensoren, magnetoresistive Sensoren und sogenannte Giant-magnetoresistive Sensoren, sind handelsüblich und kommen über ihre eigentliche Verwendung als Meßeinrichtungen für Magnetfelder hinaus immer mehr dort zum Einsatz, wo ein kontaktloses Schalten bewirkt werden soll. Ein derartiges Gebiet ist beispielsweise die Drehzahlmessung im Getriebe- oder im Tachometerbereich von Kraftfahrzeugen. Die Hallelemente solcher monolithisch integrierter Hallsensoren weisen technologie- und temperaturbedingte Empfindlichkeitsunterschiede auf.
Zur Kompensation von technologie- und temperaturbedingten Empfindlichkeitsunterschieden ist aus der EP 0525235 B1 ein Hallsensor bekannt, der ohne individuelle Abgleichmaßnahmen eine Selbstkompensation von Empfindlichkeitsunterschieden ermöglichen soll. Zu diesem Zweck wird bei diesem Hallsensor der Betriebsstrom des Hallelements durch eine Bandgapschaltung geliefert. Die Bandgapschaltung stellt eine erste und eine zweite Stromquelle dar, die einen ersten und einen zweiten Hilfsstrom über einen ersten und einen zweiten Widerstand erzeugen. Die Halbleiterzonen des ersten und des zweiten Widerstands sind auf im wesentlichen die gleiche Weise wie die Halbleiterzone des Hallelements hergestellt. Ferner ist ein erster und ein zweiter Stromumsetzer vorgesehen, der einen ersten und einen zweiten Teilstrom liefert, die fest vorgege bene Übersetzungsverhältnisse gegenüber dem ersten bzw. zweiten Hilfsstrom aufweisen. Schließlich sind Addier-/Subtrahiereinrichtungen vorgesehen, um durch Summen-/Differenzbildung der ersten und zweiten Teilströme Betriebsströme für das Hallelement mit den gewünschten Temperaturabhängigkeiten zu erzeugen.
Weitere Möglichkeiten zur Kompensation von technologie- und temperaturbedingten Empfindlichkeitsunterschieden von Hallelementen bestehen darin, mehrere derartige Bandgapschaltungen zu verwenden. Ferner kann ein Abgleich beispielsweise unter Verwendung von Laserfuses auf dem Wafer, auf dem die Hallsensorschaltung gebildet ist, oder durch einen EEPROM-Abgleich nach dem Packaging (Häusen) erfolgen. Schließlich können die Hallelemente ausgemessen werden, wobei solche Hallelemente, die einer vorgegebenen Spezifikation nicht genügen, ausgesondert werden, was einen Ausbeuteverlust zur Folge hat.

Nachteilig an dem oben beschriebenen Bias-System der EP 0525235 B1 , das auf Widerständen basiert, die wie das Hallelement aufgebaut sind ist, daß solche Widerstände eine große Fläche und große Leckströme bei hohen Temperaturen besitzen. Gemäß der EP 0525235 B1 werden die durch die Bandgapschaltung erzeugten Ströme ferner verwendet, um die Umschaltpunkte eines Komparators, der die verstärkte Hallspannung auswertet, festzulegen. Somit existiert dort ein großer Temperaturkoeffizient sowohl in den Widerständen selbst als auch in den Strömen, die die Umschaltpunkte bestimmen.

Aus der JP 0123315 A ist ein Magnetsensor, der eine Brückenschaltung aus zwei magnetoresistiven Erfassungselementen sowie zwei Referenzwiderständen aufweist. Die Erfassungselemente und die Referenzwiderstände sind unter Verwendung von Metallfilmwiderständen hergestellt, die im wesentlichen identische Temperaturcharakteristika aufweisen. Somit tritt durch Temperaturänderungen keine Verstimmung der Brückenschaltung auf, so daß das Ausgangssignal eines Differenzverstärkers, der mit den Abgriffen der Brückenschaltung verbunden ist, hinsichtlich der Temperatur kompensiert ist.

Die DE 10008180 A1 bezieht sich auf eine elektronische Gebereinrichtung mit einem Sensorelement, das ein durch eine Stromquelle gespeister Hallsensor sein kann, und einem Verstärker zum Verstärken des Ausgangssignals des Hallsensors. Die Gebereinrichtung umfaßt einen Widerstand, der beispielsweise als ein Polysiliziumwiderstand ausgebildet ist und zwischen den Wanne-Anschluß und den Source-Anschluß 9 eines als Fehlermeldeschaltung verwendeten Transistors geschaltet ist. Der Widerstand schützt den Transistor gegen Zerstörung durch Überhitzung.

Die DE 10148596 A1 befaßt sich mit Erfassungsvorrichtungen für physikalische Größen und insbesondere mit Dehnungsmeßvorrichtungen. Die Dehnungsmeßvorrichtungen umfassen zwei Abtastwiderstände, die mit einem jeweils konstanten Strom gespeist werden, so daß derselbe Temperaturkoeffizient vorliegt oder die Intensität der Ströme gehalten wird, obwohl die Temperatur des Drucksensors sich ändert. Die Einstellung derartiger Ströme erfolgt beispielsweise über Trimmwiderstände sowie Transistoren. Durch diese Elemente kann gemäß dieser Schrift eine Offset-Temperaturcharakteristik eingestellt werden.

Die JP 11118516 A befaßt sich mit einem kontaktlosen Potentiometer mit Temperaturkompensation, bei dem ein Widerstand, der einen Treiberstrom festlegt, mit den gleichen Temperaturcharakteristika wie die verwendeten Brückenelemente, die gemeinsam einen Magnetsensor darstellen, ausgebildet ist. Durch den Widerstand wird jedoch nicht ein Verstärkungsfaktor einer mit den Abgriffen der in der Druckschrift gezeigten Brückenschaltungen verbundenen Verstärkungseinrichtung eingestellt.

Die EP 1164357 A1 befaßt sich mit einer Erfassungsvorrichtung mit einem Erfassungselement und einem Signalkonditionierer, wobei der Signalkonditionierer auf einer Waferoberfläche gebildet ist, während das Erfassungselement auf einer Seitenfläche gebildet ist, so daß das Erfassungselement und der Signalkonditionierer in einem rechten Winkel zueinander angeordnet sind.

Schließlich offenbart die JP 07063577 A einen Bewegungsdetektor unter Verwendung eines Hallelements, das einen konstanten Treiberstrom besitzt. Um eine Temperaturkompensation des Treiberstroms zu erreichen, ist gemäß dieser Schrift ein thermosensitiver Widerstand verwendet.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Sensorschaltung und ein Verfahren zur Herstellung derselben zu schaffen, die bei geringem Chipflächenbedarf und geringen Anforderungen an die Stabilität der Herstellungstechnologie eine hohe Präzision aufweist.

Diese Aufgabe wird durch eine Sensorschaltung gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren zur Herstellung einer Sensorschaltung gemäß Anspruch 18 gelöst.

Die vorliegende Erfindung schafft eine Sensorschaltung mit folgenden Merkmalen:
einem Sensorelement;
einer Stromquelle zum Liefern eines Betriebsstroms für das Sensorelement;
einer Verstärkerschaltung zum Verstärken einer bei Anliegen des Betriebsstroms durch das Sensorelement erzeugten Sensorspannung, wobei die Verstärkerschaltung einen Widerstand aufweist, der die Verstärkung derselben beeinflußt,
wobei der Widerstand (Rh6) der Verstärkerschaltung und das Sensorelement (10) technologisch gleichartig ausgebildet sind, so daß technologiebedingten Streuungen der Sensitivität des Sensorelements durch einen sich gegenläufig ändernden Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung entgegengewirkt wird.

Die vorliegende Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum Herstellen einer Sensorschaltung, das folgende Schritte aufweist:
Erzeugen eines Sensorelements;
Erzeugen einer Stromquelle zum Liefern eines Betriebsstroms für das Sensorelement; und
Erzeugen einer Verstärkerschaltung zum Verstärken einer bei Anliegen des Betriebsstroms durch das Sensorelement erzeugten Sensorspannung,
wobei der Schritt des Erzeugens der Verstärkerschaltung einen Schritt des Erzeugens eines Widerstands, der die Verstärkung derselben beeinflußt, aufweist, und wobei das Sensorelement und der Widerstand durch gemeinsame Verfahrensschritte erzeugt werden.

Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, daß, wenn ein Widerstand der Verstärkerschaltung der Sensorschaltung, der die Verstärkung derselben beeinflußt, wobei ein solcher Widerstand als Fühlwiderstand bezeichnet werden kann, aufgebaut ist wie das Sensorelement der Sensorschaltung, eine Selbstkompensation von technologiebedingten Abweichungen der Empfindlichkeit des Sensorelements erfolgen kann. Solche technologiebedingten Abweichungen können beispielsweise technologieabhängige Streuungen der Dotierung und der Schichtdicke des Halbleitermaterials, in dem das Sensorelement gebildet ist, sein.

Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung ist das Sensorelement ein Hallelement, d.h. eine Hallplatte, auf Halbleiterbasis und der entsprechende Widerstand der Verstärkerschaltung ist ein Hallwiderstand. Bei alternativen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung kann das Sensorelement ein magnetoresistives Sensorelement auf Halbleiterbasis sein, dessen elektrischer Widerstand sich entsprechend eines anliegenden externen Magnetfelds ändert, und der entsprechende Widerstand der Verstärkerschaltung ist ein magnetoresistiver Widerstand. Solche Sensorelemente werden auch als Feldplatte bezeichnet. Bei weiteren alterntiven Ausführungsbeispielen der Erfindung kann das Sensorelement ein sogenannter Giant-magnetoresistives Sensorelement sein, der mehrere Schichten metallischer und magnetischer Materialien, die beispielsweise auf einem Halbleitermaterial erzeugt sind, aufweist. Ein solcher Giant-magnetoresistives Sensorelement weist gegenüber normalen magnetoresistiven Sensorelementen eine erhöhte Empfindlichkeit auf. In diesem letztge nannten Fall ist auch der entsprechende Widerstand der Verstärkerschaltung ein Giant-magnetoresister Widerstand.

Erfindungsgemäß ist die Stromquelle durch eine Bandgapschaltung gebildet, die Biasströme durch zwei Bias-Widerstände liefert. Erfindungsgemäß ist der Fühlwiderstand aufgebaut wie das Sensorelementelement, so daß die Bias-Widerstände der Bandgapschaltung nicht vom gleichen Typ sein müssen wie das Sensorelement, sondern vorzugsweise als Poly-Widerstände bzw. Poly-Schichtwiderstände ausgebildet sein können. Vorzugsweise werden als Gegenkopplungswiderstände der Verstärkerschaltung solche verwendet, die vom gleichen Typ sind wie die in der Bandgapschaltung verwendeten Bias-Widerstände, d. h. vorzugsweise Poly-Schichtwiderstände. Durch eine Summen- oder Differenzbildung der Biasströme aus der Bandgapschaltung kann dann ein Betriebsstrom für das Sensorelement bereitgestellt werden, der eine solche Temperaturabhängigkeit aufweist, daß die Temperaturabhängigkeit des Sensorelements kompensiert wird.

Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wird somit eine Selbstkompensation von technologie- und temperaturbedingten Empfindlichkeitsunterschieden erreicht, indem die Biasströme in der Bandgapschaltung vorzugsweise aus Poly-Widerständen erzeugt werden, wobei ein auf diesen Biasströmen basierender Strom als Betriebsstrom in das Sensorelement, die Feldplatte oder das Giant-magnetoresistiven Sensorelement gespeist wird. Die erzeugte Sensorspannung wird in einer Verstärkeranordnung verstärkt, die als Fühlwiderstand einen Widerstand benutzt, der im wesentlichen technologisch gleichartig wie das Sensorelement aufgebaut ist, während als Gegenkopplungswiderstände (Verstärkerwiderstände) wieder vorzugsweise Polywiderstände benutzt werden. Somit werden temperaturbedingte Empfindlichkeitsunterschiede durch die Erzeugung des Betriebsstroms in der Bandgapschaltung kompensiert, während technologische Streuungen der Sensorsensitivität, beispielsweise durch Schwankungen der Dicke des Sensorelements (bzw. von Schichten desselben) oder Dotierungsänderun gen durch einen sich gegenläufig ändernden Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung kompensiert werden.

Bei bevorzugten Ausführungsbeispielen der erfindungsgemäßen Sensorschaltung werden aus der Bandgapschaltung, die die Stromquelle darstellt, durch Summen- oder Differenzbildung Ströme abgeleitet, die über die Gegenkopplungswiderstände der Verstärkerschaltung oder weitere Poly-Widerstände Spannungen erzeugen, die vom anliegenden Magnetfeld und somit der generierten Sensorspannung überwunden werden müssen, um einen Komparator schalten zu lassen. Somit kann die gleiche Bandgapschaltung zur Schwellenerzeugung für magnetische Umschaltpunkte verwendet werden, wobei der Vorteil in der festen Dimensionierbarkeit der Größe und der Temperaturabhängigkeit dieser als Umschaltschwellen dienenden Spannungen liegt. Somit können die magnetischen Umschaltpunkte zum Umschalten des Sensors genau eingestellt werden.

Aus der gleichen Bandgapschaltung können durch Summen- oder Differenzbildung ferner Ströme abgeleitet werden, die zum Treiben eines temperaturkompensierten Oszillators, der vorzugsweise vom Relaxationstyp ist, dienen. Ein solcher Oszillator wird für einen Standby-Modus von Niederleistungssensoren benötigt, für den gechoppten Betrieb von hochgenauen Hallsensoren benötigt, und/oder für eine digitale Takterzeugung in der Sensorschaltung benötigt.

Schließlich kann die bei der erfindungsgemäßen Sensorschaltung als Stromquelle dienende Bandgapschaltung ferner dazu genutzt werden, durch Summen- oder Differenzbildung Ströme abzuleiten, die eine Referenzspannung erzeugen, die ihrerseits als Stellwert für eine interne Versorgungsgenerierung dient. Durch die Erzeugung interner Versorgungsspannungen können externe Versorgungsspannungsstörungen unterdrückt werden und hohe externe Spannungen auf niedrige interne Spannungen herabgesetzt werden.

Erfindungsgemäß kann somit vorteilhaft eine Mehrfachausnutzung einer einzigen Bandgapschaltung zur Erzeugung des Betriebsstroms für das Sensorelement, zur Erzeugung von Biasströmen bzw. Spannungen für einen temperaturkompensierten Oszillator, für eine Schwellenerzeugung für magnetische Umschaltpunkte sowie für eine interne Versorgungsspannungserzeugung erfolgen.

Die vorliegende Erfindung schafft eine Sensorschaltung, die mit einer sehr kleinen Chipfläche auskommt und somit sehr flächenarm ist. Ferner ermöglicht die vorliegende Erfindung eine sehr hohe Ausbeute durch Selbstkompensation und Robustheit gegenüber Technologieschwankungen, d. h. es werden nur geringe Anforderungen an die Stabilität der Herstellungstechnologie gestellt. Durch die Mehrfachnutzung der einzigen Bandgapschaltung ergibt sich eine weiter drastisch reduzierte Chipfläche, da nicht, wie bisher, drei oder vier Bandgapschaltungen verwendet werden müssen. Gemäß der Erfindung kann auf flächenintensive und leckstromanfällige Hallwiderstände im Bias-System, wie sie gemäß der EP 0525235 B1 verwendet werden, verzichtet werden, so daß die vorliegende Erfindung genaue Ausgangsspannungen oder Umschaltpunkte auch bei hohen Temperaturen ermöglicht. Schließlich schafft die vorliegende Erfindung eine hochpräzise Sensorschaltung ohne die Notwendigkeit von Abgleichmaßnahmen auf dem Wafer oder im Gehäuse.

Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 ein grobes schematisches Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;
2 ein grobes schematisches Ausführungsdiagramm eines alternativen Ausführungsbeispiels der Erfindung;
3 ein detaillierteres Schaltungsdiagramm des in 2 gezeigten Ausführungsbeispiels;
4 bis 6 schematische Schaltungsdiagramme von Beispielen erfindungsgemäß verwendeter Verstärkerschaltungen; und
7 ein schematischew Schaltungsdiagramm zur Darstellung einer weiteren Nutzung des durch die Bandgapschaltung erzeugten Biasstroms.
Obwohl bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung nachfolgend bezugnehmend auf Hallsensoren näher erläutert werden, ist es klar, dass die vorliegende Erfindung auch auf andere Sensorelemente, die eine zu verstärkende Ausgangsspannung erzeugen, insbesondere andere Magnetfeld-Sensorelemente, deren Ausgangsspannung von einem anliegenden Magnetfeld abhängt, anwendbar ist. Der Aufbau solcher Sensoren, beispielsweise Hallsensorelementen, magnetoresistiven Sensorelementen und Giant-magnetoresistiver Sensorelemente ist Fachleuten gut bekannt und bedarf hierin keiner weiteren Erläuterung.
1 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Sensorschaltung, die die vorliegende Erfindung verkörpert. Die Sensorschaltung umfaßt ein Hallelement bzw. eine Hallplatte 10, deren Spannungsabgriffanschlüsse mit einer Verstärkerschaltung 12 verbunden sind, und deren Betriebsstromanschlüsse zwischen eine Stromquelle 14 und Masse geschaltet sind. Das Hallelement kann dabei in bekannter Weise durch einen dotierten Halbleiterbereich mit bestimmten Abmessungen gebildet sein.
Die Stromquelle 14 umfaßt eine Bandgapschaltung 16, die einen bekannten Aufbau aufweisen kann. Ein Ausführungsbeispiel einer solchen Bandgapschaltung wird später Bezug nehmend auf
4 näher erläutert. In jedem Fall umfaßt die Bandgapschaltung zwei Bias-Widerstände Rp1 und Rp2, durch die ein jeweiliger Biasstrom Ib1 bzw. Ib2 fließt. Die Bias-Widerstände Rp1 und Rp2 sind erfindungsgemäß vorzugsweise durch Poly-Widerstände gebildet. In der Bandgapschaltung wird auf bekannte Weise eine Spannung V_PTAT erzeugt, die proportional zur Absoluttemperatur ist, und eine Spannung V_CTAT, die komplementär zur Absoluttemperatur ist. Die Spannung V_PTAT fällt über den Bias-Widerstand Rp1 ab, so daß der Biasstrom Ib1 proportional zur Absoluttemperatur ist, während die Spannung V_CTAT über den Widerstand Rp2 abfällt, so daß der Biasstrom Ib2 komplementär zur Absoluttemperatur ist. Die Spannungen V_PTAT und V_CTAT können sehr genau und technologiestabil in einer bekannten Bandgapschaltung zur Verfügung gestellt werden.
Auf der Grundlage der Biasströme Ib1 und Ib2 wird der Betriebsstrom I_Hall für das Hallelement 10 durch Summen- oder Differenzbildung erzeugt. Dabei weist die Sensorschaltung Gewichtungselemente 18 und 20 auf, um die Biasströme Ib1 und Ib2 mit Faktoren k₁ und k₂ zu beaufschlagen. Ferner ist ein Kombinierelement 22 vorgesehen, um die gewichteten Biasströme Ib1' und Ib2' zu addieren oder zu subtrahieren. Wie bezugnehmend auf 4 näher erläutert wird, sind die Gewichtungselemente 18 und 20 vorzugsweise durch Stromspiegel gebildet.
Durch entsprechende Wahl der Bias-Widerstände Rp1 und Rp2 sowie eine entsprechende Einstellung der Gewichtungsfaktoren k₁ und k₂ können über die in dem Kombinierelement 22 durchgeführte Summen- oder Differenzbildung definierte Temperaturkoeffizienten des Speisestroms I_Hall, um einer Temperaturabhängigkeit der Hallempfindlichkeit des Hallelements 10 entgegenzuwirken, erreicht werden.
Die Verstärkerschaltung 12 umfaßt zwei Operationsverstärker OP1 und OP2. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers OP1 ist mit einem Hallspannungsabgriff 24 des Hallelements 10 verbunden, während der invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP2 mit dem anderen Hallspannungsabgriff 26 des Hallelements 10 verbunden ist. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP1 ist über einen Hallwiderstand Rh6 mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP2 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP1 ist über einen Poly-Widerstand Rp4 auf den invertierenden Eingang desselben rückgekoppelt, während der Ausgang des Operationsverstärkers OP2 über einen Poly-Widerstand Rp5 auf den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP2 rückgekoppelt ist.
Somit ist die in 1 gezeigte Verstärkerschaltung nach Art eines sogenannten Instrumentenverstärker oder Elektrometerverstärkers (instrumentation amplifier) mit einem Fühlwiderstand Rh6, der durch einen Hallwiderstand gebildet ist, und Rückkopplungswiderständen Rp4 und Rp5 dar, an dessen Ausgang die analoge Spannung U_an, die die verstärkte Hallspannung darstellt, vorliegt.
Die in 1 gezeigte Verstärkerschaltung verstärkt die an den Hallspannungsabgriffen des Hallelements 10 vorliegende Hallspannung im Verhältnis (Rp4 + Rp5 + Rh6)/Rh6. Bei hocheingestellten Verstärkungen, d. h. Rp4 und Rp5 >> Rh6, vereinfacht sich das Verstärkungsverhältnis zu näherungsweise (Rp4 + Rp5)/Rh6.
Im folgenden wird dargelegt, wie bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel eine Selbstkompensation technologie- und temperaturbedingter Empfindlichkeitsunterschiede des Hallelements 10 erreicht wird.
Erfindungsgemäß ist der Hallwiderstand Rh6 bezüglich Schichtfolge und Dotierungsprofil im wesentlichen gleichartig zu dem Hallelement 10 ausgebildet. Dies kann vorzugsweise erreicht werden, indem das Hallelement 10 und der Hallwiderstand Rh6 durch gemeinsame Verfahrensschritte erzeugt werden. Spezifi scher umfassen die gemeinsamen Verfahrensschritte vorzugsweise einen Schritt des Erzeugens eines Hallelementhalbleiterbereichs und eines Hallwiderstandhalbleiterbereichs in einer Halbleiterschicht und einen Schritt des gemeinsamen Dotierens der beiden Halbleiterbereiche zum Erzeugen des Hallelements 10 auf der einen Seite und des Hallwiderstands Rh6 auf der anderen Seite. Somit wiesen das Hallelement 10 und der Hallwiderstand Rh6 gleiche technologiebedingte Schwankungen beispielsweise der Dicke und Dotierung auf.
Weicht, beispielsweise aufgrund technologischer Streuungen oder Änderungen im technologischen Prozeß, die Dotierung der Hallplatte beispielsweise um 20 % von einem gegebenen Wert ab, dann fällt der Widerstand des Hallelements 10 und des Hallwiderstands Rh6 und die strombezogene Hallsensitivität (in μV/mA/mT) fällt ebenfalls um etwa 20 %. Infolgedessen steigt näherungsweise die Verstärkung über das Widerstandsverhältnis (Rp4 + Rp5)/Rh6 in näherungsweise gleicher Weise wie die Hallspannung durch die geringere Hallsensitivität sinkt, so daß der technologiebedingte Empfindlichkeitsunterschied kompensiert wird.
Der Fühlwiderstand der Verstärkerschaltung, der erfindungsgemäß ein Hallwiderstand ist, verändert bei technologiebedingten Variationen des Widerstandswerts desselben somit die Verstärkung der Verstärkerschaltung umgekehrt proportional zu der Veränderung der Sensitivität des Hallelements aufgrund entsprechender technologiebedingter Variationen derselben. Somit wird technologiebedingten Änderungen der Sensitivität des Hallelements entgegengewirkt, wobei dieselben im Idealfall vollständig kompensiert werden.
Die vergleichsweise geringen Änderungen der Beweglichkeit μ und des Scatterfaktors r_n in der Hallplatte durch Dotierungsänderungen können vernachlässigt werden. Ebenfalls kann bei hocheingestellten Verstärkungen der Fehler durch Rh6 im Zähler des oben angegebenen Verstärkungsfaktors vernachlässigt werden, da beispielsweise bei einer Verstärkung von 100 und einer Dotierungsänderung von 20 % die Verstärkung nur um 0,2 % verstimmt wird.
Die Ausgangsnutzspannung U_Hall zwischen den Spannungsabgriffanschlüssen 24 und 26 des Hallelements 10 beträgt:
wobei I_Hall der Betriebsstrom, d. h. Biasstrom, der Hallplatte in der Ebene der Chipoberfläche ist, B_Z das Magnetfeld senkrecht zur Ebene der Hallplatte ist, G_Platte ein durch die Form der Hallplatte definierter Geometriefaktor ist, r_n der Scatterfaktor der Hallsensitivität ist, q die Elementarladung ist, n die Dotierung der Hallplatte ist und t die Dicke der Hallplatte ist.
Wie oben ausgeführt wurde, wird der Betriebsstrom I_Hall der Hallplatte durch sehr stabile, aber temperaturabhängige Bandgapspannungen erzeugt. Erfindungsgemäß gründet sich der Betriebsstrom vorzugsweise auf Schichtwiderstände, und somit nicht auf Widerstände, deren Aufbau dem der Hallplatte entspricht. Günstigerweise können erfindungsgemäß Hochohm-Poly-Widerstände für die Bias-Widerstände Rp1 und Rp2 in der Bandgapschaltung verwendet werden, die eine Anzahl von Vorteilen aufweisen. Dieselben sind flächenarm, kapazitätsarm, leckstromarm und besitzen einen geringen Temperaturkoeffizienten, so daß hohe Ströme bei hohen Temperaturen erzeugt werden können.
Wie oben ausgeführt wurde, werden in der Bandgapschaltung die Biasströme erzeugt, indem ein jeweiliger Spannungsabfall über den Bias-Widerständen bewirkt wird, wobei die Spannung V_PTAT proportional zur Absoluttemperatur ist und einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, während die Spannung V_CTAT, die häufig eine V_BE-Spannung ist, komplementär zur Absolut temperatur ist und einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist. Unter Verwendung der Gewichtungsfaktoren k₁ und k₂, die, wie nachfolgend näher erläutert wird, vorzugsweise als Stromspiegelfaktoren implementiert sein können, ergibt sich der Betriebsstrom I_Hall wie folgt:
Der Widerstand einer Hallplatte und eines gleichartig aufgebauten Widerstands berechnet sich aus seinem spezifischen Widerstand und den Geometriemaßen:
wobei ρ den spezifischen Widerstand des Materials einer Hallplatte oder eines Hallwiderstands darstellt, l die Länge einer Hallplatte oder eines Hallwiderstands ist, w die Breite einer Hallplatte oder eines Hallwiderstands ist und t wiederum die Dicke einer Hallplatte oder eines Hallwiderstands ist.
Der spezifische Widerstand wird durch die temperaturabhängige Beweglichkeit mitbestimmt. Es gilt:
Durch Einsetzen der obigen Gleichung 4 in Gleichung 3 zeigt sich, daß der Hallplattenwiderstand und gleichartig aufgebaute Hallwiderstände durch technologieabhängige Streuungen der Dotierung und Schichtdicke beeinflußt werden. Es gilt:
Im Gegensatz zu Dotierung n und Schichtdicke t können die Breite bzw. Weite w und die Länge l durch Lithographie sehr genau und konstant eingestellt werden. Wie oben ausgeführt wurde, wird die Verstärkung der Hallspannung U_Hall durch das Widerstandsverhältnis der Verstärkerschaltung 12 bestimmt, wobei bei hocheingestellten Verstärkungen im Zähler im wesentlichen nur Poly-Widerstände stehen, während im Nenner nur ein Hallwiderstand steht:
Die Hallspannung U_Hall wird über die Verstärkung Gain zur Ausgangsspannung U_an verstärkt: Uan = UHall·Gain (Gl. 7)
Durch Einsetzen obiger Gleichungen wird die Ausgangsspannung zu:
wobei l₆ die Länge des Hallwiderstands Rh6 ist und w₆ die Breite des Hallwiderstands Rh6 ist.
Die stark technologieabhängigen Werte der Dotierung n und der Dicke t der Hallplatte und des Hallwiderstands Rh6 kürzen sich, wenn dieselben technologisch gleichartig aufgebaut sind. Es ergibt sich:
wobei G_Rh6·(l₆/w₆) der Geometriefaktor durch die Form des Hallwiderstands Rh6 ist.
Das Verhältnis der Poly-Widerstände Rp1 und Rp2 in der Bandgapschaltung ist nur geometrieabhängig und kann sehr genau und konstant eingestellt werden:
Es bleiben somit in der Ausgangsspannung nur genau und konstant, d. h. temperaturkonstant und technologiekonstant, einstellbare Parameter übrig:
Die Geometriefaktoren G_Platte und G_Rh6 und die Stromspiegelfaktoren k₁ und k₂ können durch Lithographie sehr konstant eingestellt werden. Die aus der Bandgapschaltung abgeleiteten Spannungen V_PTAT und U_CTAT besitzen durch das Bandgapprinzip ebenfalls eine sehr definierte Temperaturabhängigkeit. Da es sich bei den Widerständen Rp1, Rp2, Rp4 und Rp5 um Hochohm-Poly-Widerstände handelt, besitzen diese einen sehr geringen Temperaturkoeffizienten. Wie bereits oben ausgeführt wurde, sind die Beweglichkeit μ und der Scatterfaktor r_n nur gering von der Dotierung abhängig.
Somit können durch Einstellung der Faktoren k₁, k₂ und k₃ sehr genau Temperaturabhängigkeiten von r_n(T) und μ(T) der Hallplatte kompensiert werden, um eine temperaturkonstante Ausgangsspannung U_an bereitzustellen. Darüber hinaus können ebenfalls nahezu beliebige definierte Temperaturabhängigkeiten der Ausgangsspannung weitgehend technologieunabhängig eingestellt werden. Eine solche Einstellung erfolgt nur durch Geometrie- und Stromspiegelfaktoren.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die Verwendung von Bandgapspannungen V_PTAT und V_CTAT beschränkt, sondern statt dessen können auch Konstantspannungen oder beliebige Mischspannungen aus diesen verwendet werden, um über die Widerstände Rp1 und Rp2 die Biasströme zu erzeugen.
In 2 ist ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Sensorschaltung gezeigt, bei dem die zur Erzeugung des Betriebsstrom I_Hall verwendete Bandgapschaltung ferner verwendet ist, um einen Biasstrom bzw. eine Bias-Spannung für einen temperaturkompensierten Oszillator 30 zu erzeugen, um eine Schwellenerzeugung für magnetische Umschaltpunkte zu realisieren, und um eine interne Versorgungsspannung einzustellen.
Um einen Biasstrom bzw. Vorspannungsstrom I_OSC den temperaturkompensierten Oszillator 30 zu erzeugen, werden die Biasströme Ib1 und Ib2 in Gewichtungselementen 32 und 34 gewichtet und in einem Kombinierelement 36, d. h. einem Addierer oder Subtrahierer, kombiniert. Die dem Kombinierelement 36 zugeführten Ströme sind wiederum proportional zu den Biasströmen Ib1 und Ib2, so daß der Oszillator-Biasstrom I_O _S _C mit einer gewünschten Temperaturabhängigkeit durch Einstellung der Gewichtungsfaktoren in den Gewichtungselementen 32, 34 erzeugt werden kann. Bei dem Oszillator 30 kann es sich bei bevorzugten Ausführungsbeispielen um einen Relaxationsoszillator handeln, der einen Poly-Widerstand Rp8 aufweist, über den eine Schwellenspannung abfällt. Durch die Möglichkeit, den Oszillator-Biasstrom I_OSC mit einem gewünschten Temperaturgang einzustellen, können vorzugsweise temperaturunabhängige Oszillatorfrequenzen für einen sehr genauen Chopperbetrieb des Hallsensors, für eine digitale Takterzeugung oder für einen Standby-Betrieb-Oszillatortakt für Niederleistungssensoren erzeugt werden. Der Oszillator 30 ist vorzugsweise ein Relaxationsoszillator, in dem eine Dreieckspannung erzeugt wird, wobei die Amplitude der Dreieckspannung durch den Spannungsabfall an Rp8 eingestellt wird, durch den die bei diesem Oszillatortyp vorhandenen Komparatorschwellen bestimmt werden. Die Integrationszeit auf einer bei diesem Oszillatortyp vorhandenen Integrationskapazität wird durch den Oszillator- Biasstrom I_OSC gemäß t = C · U/I eingestellt, so daß durch eine geeignete Wahl der Gewichtungsfaktoren eine temperaturunabhängige Oszillatorfrequenz eingestellt werden kann.
An dieser Stelle sei angemerkt, daß die 2 bezüglich der Bandgapschaltung und der Gewichtungselemente 32, 34 rein schematisch ist, wobei eine mögliche Realisierung nachfolgend Bezug nehmend auf 3 erläutert wird. Diesbezüglich ist anzumerken, daß die Gewichtungselemente, um die Biasströme mit den jeweiligen Gewichtungsfaktoren zu beaufschlagen, vorzugsweise als Stromspiegel gebildet sind, wobei ein Transistor eines solchen Stromspiegels für die genannten Nutzungen der Bandgapschaltung gemeinsam ist, während der zweite Transistor des Stromspiegels der jeweiligen Nutzung zugeordnet ist, so daß für die jeweiligen Nutzungen unterschiedliche Gewichtungsfaktoren durch ein entsprechendes Einstellen der Verhältnisse zwischen Kanallänge und Kanalweite der jeweiligen Transistoren erzeugt werden können.
Eine weitere Nutzung der Bandgapschaltung besteht, wie angesprochen, in einer zusätzlichen magnetischen Schwellenerzeugung für die Umschaltschwellen eines mit dem Ausgang der Verstärkerschaltung 12 verbundenen Komparators 100, der ein digitales Ausgangssignal U_dig aufweist. Dabei können nach dem Prinzip des Mischens von Strömen aus der Bandgapschaltung 16 Schwellenspannungen erzeugt werden, die ebenfalls eine technologieunabhängige Größe und einen definierten Temperaturkoeffizienten aufweisen. Mit diesen können infolgedessen sehr genaue magnetische Umschaltpunkte mit einem definierten Temperaturkoeffizienten erzeugt werden. Diese Nutzung der Bandgapschaltung ist wiederum schematisch in 2 durch Gewichtungselemente 38 und 40 sowie ein Kombinierelement 42 angezeigt, wobei der so erhaltene Biasstrom I_Thres zur Einstellung der Umschaltschwellen bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP2 zugeführt wird. Dadurch erzeugt der Biasstrom I_Thres im Instrumentenverstärker über die Gegenkopplungswiderstände Rp4 und Rp5 eine Art Vorspannung am Ausgang des Verstärkers, die bei einem Null-Magnetfeld vorhanden ist. Diese Vorspannung muß erst durch ein angelegtes Magnetfeld überwunden werden, um einen Schaltvorgang des Komparators 100 am Ausgang zu bewirken. Dies ist vorteilhaft, da der Komparator nicht immer beim Nulldurchgang eines anliegenden Magnetfeldes schalten soll, sondern beispielsweise bei 10 mT einschalten soll und bei 5 mT ausschalten soll. Entsprechend muß am Verstärkerausgang beispielsweise eine Spannung von 100 mV überwunden werden, um den Ausgang einzuschalten, wobei jedoch nur eine kleinere, oder negative, Ausgangsspannung von 50 mV überwunden werden muß, um den Ausgang wieder auszuschalten.
Schließlich dient die Bandgapschaltung bei dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel ferner zur Erzeugung einer internen Versorgungsspannung V_int, wobei ein Biasstrom I_stell, durch den ein Stellwert für einen Regelverstärker OP3 erzeugt wird, aus der gleichen Bandgap gewonnen wird. Zu diesem Zweck wird über Gewichtungselemente 44 und 46 sowie ein Kombinierelement 48 der definierte Biasstrom I_stell erzeugt, der über einen Widerstand Rp7 eine Konstantspannung von beispielsweise 1,23 V am nichtinvertierenden Eingang des Regelverstärkers OP3 als Stellwert einstellt. Diese Konstantspannung wird in erster Näherung nicht durch Schichtwiderstandsänderungen beeinflußt, da die Bias-Widerstände Rp1 und Rp2 in der Bandgapschaltung ebenfalls vom gleichen Typ sind wie der PolySchichtwiderstand Rp7. Diese Konstantspannung wird durch den über Widerstände R7 und R8 gegengekoppelten Regelverstärker OP3 auf eine interne konstante und temperaturunabhängige Versorgungsspannung V_int verstärkt, die beispielsweise 2,5 V betragen kann. Diese interne Versorgungsspannung ist konstant, obwohl die externe Versorgungsspannung V_ext für den Regelverstärker OP3 schwanken kann, beispielsweise zwischen 2,7 V und 28 V. Somit können Störungen unterdrückt werden, die bei automotiven Anwendungen der erfindungsgemäßen Sensorschaltung beispielsweise in den Leitungen eines Automobils vorkommen. Dies ist wichtig, da die Sensorausgangssignale sehr klein sein können, im Bereich von einigen 10 Mikrovolt, die externen Störspannungsspitzen aber einige 10 V überschreiben können.
Bezug nehmend auf 3 wird nachfolgend eine schaltungstechnische Realisierung eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Sensorschaltung näher erläutert. Dabei sind gleiche oder gleichartige Elemente mit den gleichen Bezugszeichen wie in den 1 und 2 bezeichnet.
Die in 3 gezeigte Bandgapschaltung umfaßt die Bias-Widerstände Rp1 und Rp2, einen ersten Bipolartransistor TB1, einen zweiten Bipolartransistor TB2, einen ersten OTA-Verstärker OTA1 (OTA = Operational Transconductance Amplifier = Transkonduktanzoperationsverstärker) und einen zweiten OTA-Verstärker OTA2 auf. Ferner sind Feldeffekttransistoren T3, T4, T5 und T6, Kondensatoren C1 und C2 und ein Polywiderstand Rp3 vorgesehen.
Der Emitter des Bipolartransistors TB1 ist mit einem Anschluß des Poly-Widerstands Rp1 verbunden, die Basis des Transistors TB1 ist mit der Basis des Transistors TB2 und mit einem Schaltungsknoten 60 verbunden, über den die Widerstände Rp2 und Rp3 verbunden sind. Der Emitter des Transistors TB2 ist mit einem Schaltungsknoten 62 verbunden, der ferner mit den invertierenden Eingängen beider OTA-Verstärker OTA1 und OTA2 und dem Drainanschluß des Transistors T3 verbunden ist. Die Kollektoren der beiden Bipolartransistoren TB1 und TB2 liegen auf Masse. Der zweite Anschluß des Poly-Widerstands Rp1 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des OTA-Verstärkers OTA1 und dem Drainanschluß des Feldeffekttransistors T4 verbunden. Der Poly-Widerstand Rp2 ist zwischen den Schaltungsknoten 60 und einen Schaltungsknoten 64 geschaltet, der ferner mit dem nichtinvertierenden Eingang des OTA-Verstärkers OTA2 und dem Drainanschluß des Feldeffekttransistors T6 verbunden ist. Der Poly-Widerstand Rp3 ist zwischen den Schaltungsknoten 60 und Masse geschaltet. Ferner ist der Schaltungsknoten 60 mit dem Drainanschluß des Feldeffekttransistors T6 verbunden.
Der Ausgang des OTA-Verstärkers OTA1 ist mit den Gate-Anschlüssen der Feldeffekttransistoren T3, T4 und T6 verbunden. Der Ausgang des OTA-Verstärkers OTA2 ist mit dem Gate-Anschluß des Feldeffekttransistors T5 verbunden. Die Source-Anschlüsse der Feldeffekttransistoren T3, T4, T5 und T6 sind mit einer gemeinsamen Versorgungsleitung 70 verbunden. Ferner ist der Ausgang des OTA-Verstärkers OTA1 über den Kondensator C1 mit der Versorgungsleitung 70 verbunden und der Ausgang des OTA-Verstärkers OTA2 ist über den Kondensator C2 mit der Versorgungsleitung 70 verbunden.
Die in 3 gezeigte Bandgapschaltung stellt lediglich ein Ausführungsbeispiel einer Vielzahl möglicher Bandgapschaltungen dar und entspricht hinsichtlich ihrer Funktionsweise bekannten Bandgapschaltungen. Dabei regelt der Verstärker OTA1 solange die Ströme durch die Transistoren T3 und T4, bis an seinen Eingängen die Differenzspannung zu Null wird. Damit muß über dem Poly-Widerstand Rp1 eine zur Absoluttemperatur proportionale Spannung V_PTAT abfallen. Diese bildet sich durch die Differenz der V_BE-Spannungen der Bipolartransistoren TB1 und TB2 aufgrund unterschiedlicher Stromdichten in beiden Transistoren. Die Ströme durch die Transistoren sind zwar gleich, jedoch sind die Flächen der Transistoren unterschiedlich, wie durch die doppelte Emitterleitung von TB1 in 3 angedeutet ist. Der Logarithmus des Flächenverhältnisses wird mit k · T/q = 26 mV multipliziert und ergibt somit die V_PTAT-Spannung über Rp1.
Der Verstärker OTA2 regelt über den Feldeffekttransistor T5 solange, bis sich über den Poly-Widerstand Rp2 die V_BE-Spannung des Bipolartransistors TB2 einstellt. Im Gegensatz zur V_PTAT-Spannung, die über Rp1 abfällt und einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, weist die über Rp2-abfallende Spannung einen negativen Temperaturkoeffizienten auf und wird hierin folglich als U_CTAT bezeichnet. Somit besitzen die Ströme durch Rp1, d. h. Ib1, und durch Rp2, d. h. Ib2, unterschiedliche Temperaturkoeffizienten.
Diese Biasströme Ib1 und Ib2 werden nun über verschiedene MOS-Stromspiegel für die verschiedenen Verwendungen in die verschiedenen Schaltungen, d. h. die Oszillatorschaltung 30, die Verstärkerschaltung 12 und die Versorgungsschaltung 72, herausgespiegelt. Zu diesem Zweck sind MOS-Transistoren T10 bis T30 vorgesehen, von denen jeweils einer zusammen mit dem Transistor T4 oder T5 einen Stromspiegel bildet.
Die Gate-Elektroden der Transistoren T10, T14, T18, T22 und T26 sind mit der Gate-Elektrode des Transistors T5 verbunden. Die Gate-Elektroden der Transistoren T12, T16, T20, T24, T28 und T30 sind mit der Gate-Elektrode des Transistors T4 verbunden. Die Source-Elektroden der Transistoren T10–T30 sind jeweils mit der gemeinsamen Versorgungsleitung 70 verbunden, während die Drain-Elektroden der Transistoren T10–T28 jeweils mit einem von Additions- bzw. Subtraktionsknoten 80, 82, 84, 86 und 88 verbunden sind.
Die Weiten-zu-Längen-Verhältnisse (Kanalweite zu Kanallänge) der MOS-Transistoren T10 bis T30 zu den Weiten-zu-Längen-Verhältnissen der Transistoren T4 und T5 können geeignet gewählt werden, um die jeweils erforderlichen Stromspiegelfaktoren zu erzeugen, um nach den jeweiligen Additions- bzw. Subtraktionsknoten den gewünschten Strom zu erhalten. Durch unterschiedliche Anteile können auch unterschiedliche, aber definierte Temperaturkoeffizienten in den gespiegelten Summenströmen erzeugt werden. Dadurch können beispielsweise Konstantströme oder Ströme mit positivem oder negativem Temperaturkoeffizienten erzeugt werden.
Um den Betriebsstrom I_H _all für das Hallelement 10 zu erzeugen, ist das Weiten-/Längenverhältnis des Transistors T20 zu dem entsprechenden Verhältnis des Transistors T4 eingestellt, um den gewünschten Gewichtungsfaktor bzw. Stromspiegelfaktor k₁ für den Biasstrom Ib1 zu schaffen. Ein Spiegelverhältnis k₁ von 5 kann beispielsweise erzielt werden, wenn die Längen der Transistoren T4 und T20 gleich sind und die Weite des Transistors T20 um den Faktor 5 größer ist als die Weite des Transistors T4. In gleicher Weise ist das Weiten- /Längenverhältnis des Transistors T18 zu dem entsprechenden Verhältnis des Transistors T5 eingestellt, um den Gewichtungsfaktor k₂ für den Biasstrom Ib2 zu schaffen. Die entsprechend gewichteten Biasströme werden dann an dem Summations- bzw. Subtraktionsknoten 84 kombiniert, um den Betriebsstrom I_Hall zu erzeugen.
Die Transistoren T4 und T10 liefern einen Stromspiegelfaktor zur Gewichtung des Biasstroms Ib1 und die Transistoren T5 und T12 liefern einen Stromspiegelfaktor zur Gewichtung des Biasstroms Ib2, wobei die so gewichteten Ströme an dem Additions- bzw. Subtraktionsknoten 80 kombiniert werden, um den Biasstrom I_OSC für den Oszillator 30 zu liefern. In ähnlicher Weise liefern die Transistoren T4 und T14 bzw. T5 und T16 gewichtete Biasströme, die an dem Punkt 82 kombiniert werden, um eine Bias-Spannung U_OSC für den Oszillator 30 zu liefern.
Über die Widerstände T22 und T24 wird, wie bereits oben angesprochen wurde, auf gleichartige Weise ein Strom I_Thres zur Einstellung des Umschaltpunktes eines mit dem Ausgang der Verstärkerschaltung 12 verbundenen Komparators 100 geliefert. Dabei schaltet der Komparator 100 jeweils um, wenn die analoge verstärkte Hallspannung U_an vorbestimmte Schwellen überschreitet, so daß am Ausgang des Komparators 100 das digitale Ausgangssignal U_dig vorliegt.
Ferner ist in 3 angedeutet, daß über die Bandgapschaltung 16 ferner die Versorgungsleistung für die Operationsverstärker OP1 und OP2 geliefert wird, wobei aus Gründen der Übersichtlichkeit lediglich ein entsprechender Anschluß für den Operationsverstärker OP1 gezeigt ist. Zu diesem Zweck sind die Transistoren T26 und T28 vorgesehen, die mit den Transistoren T4 und T5 jeweils entsprechende Spiegelstromfaktoren liefern, wobei die die Transistoren T26 und T28 durchfließenden Ströme an dem Additions- bzw. Subtraktionsknoten 88 kombiniert werden.
Ferner ist in 3 dargestellt, wie über den Transistor T30, der zusammen mit dem Transistor T4 einen Stromspiegel mit einem entsprechenden Stromspiegelfaktor liefert, ein Strom I_Stell erzeugt wird, durch den über die Reihenschaltung des Widerstands Rp7 und des Transistors TB3 eine Konstantspannung eines vorgegebenen Werts, beispielsweise 1,23 V, eingestellt werden kann. Wie ausgeführt wurde, wird diese Konstantspannung in erster Näherung nicht durch Schichtwiderstandsänderungen beeinflußt, da die Bias-Widerstände der Bandgapschaltung Rp1 und Rp2 vom gleichen Typ sind wie der Widerstand Rp7, über den die Konstantspannung eingestellt wird. Über die Rückkopplungswiderstände R7 und R8 wird diese Konstantspannung auf den Wert einer internen Versorgungsspannung, beispielsweise 2,5 V, verstärkt, wobei diese interne Versorgungsspannung V_int über die gemeinsame Versorgungsleitung 70 zur Verfügung steht.
Die über die Hallspannungsabgriffanschlüsse 24, 26 des Hallelements 10 abgegriffene Hallspannung ist mit technologischen Streuungen des Hallschichtwiderstands und der Poly-Bias-Schichtwiderstände Rp1 und Rp2 behaftet. Wie ausgeführt wurde, wird diese Unbestimmtheit in der Sensorausgangsspannung durch die Ausführung des Fühlwiderstands Rh6 als Hallwiderstand und der Gegenkopplungswiderstände Rp4 und Rp5 als Widerstände vom gleichen Typ wie die Bias-Widerstände Rp1 und Rp2 (Schichtwiderstände) kompensiert bzw. rückgängig gemacht. Somit geht die technologische Streuung der Widerstände in erster Näherung nicht in die Sensorausgangsspannung ein und der Temperaturkoeffizient der Sensorausgangsspannung kann beliebig gewählt werden. Darüber hinaus können die Umschaltpunkte eines Sensors mit digitalem Schaltausgang exakt einge stellt werden, da die Ströme für die Schwellenerzeugung (I_Thres) ebenfalls aus der Bandgapschaltung abgeleitet werden.
Bezug nehmend auf die 4 bis 6 wird im folgenden auf Realisierungsbeispiele von Verstärkerschaltungen, wie sie bei der erfindungsgemäßen Sensorschaltung verwendet werden können, eingegangen.
4 zeigt dabei einen sehr einfachen OTA-Verstärker mit einem Verstärkungsverhältnis von näherungsweise (Rp4 + Rp5)/Rh6. Die Schichtwiderstände Rp4 und Rp5 und der als Fühlwiderstand dienende Hallwiderstand Rh6 sind in der gezeigten Weise mit den entsprechenden Verstärkern verschaltet, die schematisch durch Transistoren 110 und 112 und Stromquellen 114 und 116 angezeigt sind. Gemäß der Verstärkerschaltung von 4 wird der Schwellenstrom I_Thres wiederum aus der Bandgapschaltung 16 gewonnen, wobei, wie angedeutet ist, dieser Schwellenstrom der Source oder dem Drain des Transistors 112 zugeführt werden kann.
In 5 ist ein etwas genaueres Schaltbild eines Verstärkers gezeigt, bei dem parasitäre Einflüsse von den PMOS-Eingangstransistoren 110 und 112 durch entsprechend dimensionierte Gegenkopplungstransistoren 120 und 122 weitgehend kompensiert werden. Ein Transistor 124, der zwischen den Verbindungspunkt zwischen den Gegenkopplungstransistoren 120 und 122 und Masse geschaltet ist, sowie eine Stromquelle 126, die zwischen diesen Verbindungspunkt und ein Versorgungspotential, beispielsweise V_int, geschaltet ist, dienen zur Common-Mode-Arbeitspunkteinstellung des Verstärkers.
Die an sich starke Technologie- und Temperaturabhängigkeit der näherungsweisen Verstärkung von (Rp4 + Rp5)/Rh6 der Schaltung von 5 wird durch die in die Hallplatte eingespeisten Bandgapströme I_Hall wieder rückgängig gemacht. Der verbleibende Einfluß der Eingangstransistoren 110 und 112 auf die Verstärkung wird, wie angesprochen, durch die skalierten Gegenkopplungstransistoren 120 und 122 sowie durch die Benutzung unterschiedlicher Temperaturkoeffizienten in den Biasströmen der Eingangstransistoren und Gegenkopplungstransistoren in Reihe zu den Verstärkungswiderständen weitgehend kompensiert.
In 6 ist ein Ausführungsbeispiel einer Verstärkerschaltung für eine erfindungsgemäße Sensorschaltung gezeigt, bei der eine Verstärkung von Rp45/Rh6 durch gegengekoppelte OTA-Verstärker OTA10 und OTA20 geliefert wird. Die Verstärkung wird hier durch OTA-Verstärker eingestellt, wobei der Eingangskreis dieser OTA-Verstärker im wesentlichen durch die Widerstände Rp45 bzw. Rh6 und nicht durch die Steilheit der Eingangstransistoren selbst bestimmt ist. Bei der in 6 gezeigten Verstärkerschaltung wird die Gegenkopplung durch die Verbindung des Ausgangs des Verstärkers OTA10 mit dem Eingang des Verstärkers OTA20 erreicht, wobei der Ausgang des Verstärkers OTA20 gleichzeitig auf seinen eigenen Eingang zurückgekoppelt ist.
Im Eingangskreis eines OTA-Verstärkers befindet sich üblicherweise ein Transistordifferenzpärchen, zwischen dessen Source-Anschlüsse (oder Emitter-Anschlüsse) bei der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung ein Widerstand, d. h. Rh6 bzw, Rp45, geschaltet ist, so daß die Steilheit des OTA-Verstärkers, angegeben in μA/V = Ausgangsstrom/Differenzeingangsspannung) im wesentlichen durch diesen dazwischengeschalteten Widerstand bestimmt wird. Erfindungsgemäß ist dieser die Verstärkung der Verstärkerschaltung beeinflussende Degenerationswiderstand Rh6 als Hallwiderstand ausgebildet, so daß wiederum technologiebedingten Streuungen der Hallsensitivität des Hallelements durch einen sich gegenläufig ändernden Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung entgegengewirkt werden kann.
Die somit erzeugte verstärkte Hallspannung U_an wird den Eingängen des Komparators 10 zugeführt, der das digitale Ausgangssignal U_dig erzeugt.
Gemäß 6 wird aus den Biasströmen der Bandgapschaltung 16 ein Schwellenstrom I_Thres erzeugt, der hier dem Komparator 100 zugeführt wird und dort zum Einstellen geeigneter Umschaltschwellen dient. Diese technologie- und temperaturkompensierte Schwellenerzeugung mittels der kombinierten Bandgapströme erfolgt über einen Poly-Schichtwiderstand Rp10 im Komparator, der zwischen die Source-Anschlüsse zweier Komparatortransistoren 130, 132 geschaltet ist, wobei die Source-Anschlüsse ferner mit einem Versorgungsstrom gespeist werden, wie schematisch durch Stromquellen 134 und 136 angezeigt ist. Die durch den Schwellenstrom I_Thres erzeugte Spannung über den Komparator-Poly-Widerstand Rp10 kompensiert die Ausgangsspannung, so daß technologieunabhängige magnetische Umschaltpunkte erzeugt werden können, die einen definierten und stabilen Temperaturkoeffizienten aufweisen können.
7 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm des rechten Abschnitts der in 3 gezeigten Schaltung, bei dem das digitale Ausgangssignal U_dig einem Eingang 202 eines Sensorsignal-Stromspiegel 200 zugeführt wird, um die Stromaufnahme des Stromspiegels 202 abhängig von dem digitalen Ausgangssignals U_dig umzuschalten (beispielsweise zwischen 7mA und 14mA). Der Eingangsstrom in den Stromspiegel über zwei MOS-Transistoren T40 und T42 aus den durch die Bandgabschaltung zur Verfügung gestellten Biasströmen gewonnen, wobei durch entsprechende Weiten-zu-Längen-Verhältnisse der Transistoren T40 und T42 zu den Widerständen T4 bzw. T5 wiederum ein Strom mit einem definierten Temperaturkoeffizienten erzeugt werden kann. Ein Ausgang OUT des Stromspiegels 200 liegt auf dem externen Bezugspotential V_ext.
In 7 ist somit ein Sensor mit Stromausgang gezeigt, wobei der Stromspiegel abhängig vom logischen Zustand des digi talen Ausgangssignals U_dig einen hohen oder niedrigen Strom zieht. Die in 7 gezeigte Schaltung ermöglicht ein Strominterface mit relativ geringen Fertigungstoleranzen und mit hoher Stabilität auch bei hohen Temperaturen. Da durch Polywiderstände erzeugte Biasströme engere Toleranzen besitzen als durch Hallwiderstände erzeugte Biasströme kann ein Sensor, wie er in 7 (in Kombination mit 3) gezeigt ist, ohne Abgleich des Stromlevels hergestellt werden.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht somit eine Hallsensorschaltung mit Technologiekompensation und Temperaturkompensation unter Verwendung nur einer Bandgapschaltung und unter Verwendung von unterschiedlichen Widerstandstypen, Poly-Schichtwiderständen auf der einen Seite und Hallwiderständen auf der anderen Seite. Dabei wird durch die unterschiedliche Verwendung der beiden unterschiedlichen Widerstandstypen einerseits in der Gegenkopplung eines Verstärkers, andererseits als Fühlwiderstand im Verstärker, eine Technologiekompensation erreicht. Unter Verwendung der gleichen Bandgapschaltung können ferner temperaturkompensierte Oszillatortakte und stabile interne Versorgungsspannungen erzeugt werden, was speziell in einer Hallsensorschaltung eine enorme Platzersparnis liefert. Darüber hinaus treten erfindungsgemäß Schwierigkeiten bei hohen Temperaturen, wie sie bei der Verwendung nur eines Widerstandstyps, nämlich von Hallwiderständen, und der gleichzeitigen Verwendung von nur einer Bandgap gemäß dem Stand der Technik, wie er in der EP 0525235 B1 beschrieben ist, nicht auf.

10: Hallelement
12: Verstärkerschaltung
14: Stromquelle
16: Bandgapschaltung
18, 20: Gewichtungselemente
22: Kombinierelement
24, 26: Hallspannungsabgriffe
Rp1, Rp2: Bias-Widerstände

Ib1, Ib2: Biasströme

Ib1', Ib2': gewichtete Biasströme
I_Hall: Betriebsstrom
Rp4, Rp5: Gegenkopplungswiderstände
Rh6: Hallwiderstand
U_an: verstärkte Hallspannung
OP1, OP2: Operationsverstärker
30: Oszillator
32, 34, 38, 40, 44, 46: Gewichtungselemente
36, 42, 48: Kombinierelemente
I_OSC: Oszillator-Biasstrom
U_OSC: Oszillator-Biasspannung
Rp7, Rp8: Poly-Widerstände
I_Thres: Schwellen-Biasstrom
I_Stell: Versorgungs-Biasstrom
OP3: Operationsverstärker
R7, R8: Rückkopplungswiderstände
V_int: interne Versorgungsspannung
V_ext: externe Versorgungsspannung
TB1, TB2, TB3: Bipolartransistoren
OTA1, OTA2: OTA-Verstärker
Rp3: Poly-Widerstand
T3, T4, T5, T6, T10–T30: Feldeffekttransistoren
C1, C2: Kondensatoren
60, 62, 64: Schaltungsknoten
70: Versorgungsleitung
72: Versorgungsschaltung
80, 82, 84, 86, 88: Additions- bzw. Subtraktionsknoten
100: Komparator
U_dig: digitales Ausgangssignal
110, 112: Transistoren
114, 116: Stromquellen
120, 122: Gegenkopplungstransistoren
124: Transistor
126: Stromquelle
Rp45: Poly-Widerstand
OTA10, OTA20: OTA-Verstärker
Rp10: Poly-Widerstand
130, 132: Komparatortransistoren
134, 136: Stromquellen
200: Sensorsignal-Stromspiegel
202: Stromspiegeleingang
T40, T42: MOS-Transistoren
I_IN: Sensorsignal-Stromspiegel-Eingangsstrom

Claims

Sensorschaltung mit folgenden Merkmalen: einem Sensorelement (10); einer Stromquelle (14) zum Liefern eines Betriebsstroms (I_Hall) für das Sensorelement (10); einer Verstärkerschaltung (12) zum Verstärken einer bei Anliegen des Betriebsstroms (I_Hall) durch das Sensorelement (10) erzeugten Sensorspannung, wobei die Verstärkerschaltung (12) einen Widerstand (Rh6) aufweist, der die Verstärkung derselben beeinflußt, wobei der Widerstand (Rh6) der Verstärkerschaltung (12) und das Sensorelement (10) technologisch gleichartig ausgebildet sind, so daß technologiebedingten Streuungen der Sensorsensitivität des Sensorelements (10) durch einen sich gegenläufig ändernden Verstärkungsfaktor der Verstärkerschaltung (12) entgegengewirkt wird.
Sensorschaltung gemäß Anspruch 1, bei der das Sensorelement ein Hallelement, ein magnetoresistives Element oder ein Giant-magnetoresistives Element ist.
Sensorschaltung gemäß Anspruch 1, bei der das Sensorelement ein Hallelement (10) ist, das durch einen ersten dotierten Halbleiterbereich gebildet ist und der Widerstand (Rh6) ein Hallwiderstand ist, der durch einen zweiten dotierten Halbleiterbereich gebildet ist, wobei Dicke und Dotierung des ersten und zweiten Halbleiterbereichs im wesentlichen gleichen technologieabhängigen Schwankungen unterworfen sind.
Sensorschaltung gemäß Anspruch 3, bei der der erste und der zweite Halbleiterbereich durch gemeinsame Hersteilungs schritte im wesentlichen identische Dotierungen und Dicken aufweisen.
Sensorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Stromquelle (14) eine Bandgapschaltung (16) aufweist, die einen ersten und einen zweiten Bias-Widerstand (Rp1, Rp2) zum Liefern eines ersten und eines zweiten Biasstroms (Ib1, Ib2) aufweist.
Sensorschaltung gemäß Anspruch 5, bei der die Verstärkerschaltung (12) Gegenkopplungswiderstände (Rp4, Rp5; Rp45) aufweist, wobei die Bias-Widerstände und die Gegenkopplungswiderstände vom gleichen Typ sind.
Sensorschaltung gemäß Anspruch 5, bei der die Bias-Widerstände (Rp1, Rp2) und die Gegenkopplungswiderstände (Rp4, Rp5; Rp45) Schichtwiderstände aus einem polykristallinen Halbleitermaterial sind.
Sensorschaltung gemäß einem der Ansprüche 4 bis 6, die Schaltungsmittel zum Kombinieren des ersten und des zweiten Biasstrom (Ib1, Ib2) oder gewichteter Versionen (Ib1', Ib2') des ersten und des zweiten Biasstroms, um den Betriebsstrom (I_Hall) für das Sensorelement (10) zu erzeugen, aufweist.
Sensorschaltung nach Anspruch 8, die ferner Mittel zum Erzeugen gewichteter Versionen des ersten und des zweiten Betriebsstroms aufweist, wobei Gewichtungsfaktoren dieser Mittel eingestellt sind, um einer Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung des Sensorelements (10) entgegenzuwirken.
Sensorschaltung gemäß Anspruch 8, die Stromspiegel zum Erzeugen der gewichteten Versionen (Ib1', Ib2') des ersten und des zweiten Biasstroms aufweist.
Sensorschaltung gemäß Anspruch 10, bei der die Stromspiegel einen jeweiligen Eingangsstrom und einen jeweiligen Aus gangsstrom und Stromspiegelfaktoren (k₁, k₂), die das Verhältnis zwischen Ausgangsstrom und Eingangsstrom angeben, aufweisen, wobei die Stromspiegelfaktoren (k₁, k₂) und das Verhältnis (k₃) zwischen erstem und zweitem Bias-Widerstand (Rp1, Rp2) eingestellt sind, um einer Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung des Sensorelements (10) entgegenzuwirken.
Sensorschaltung gemäß einem der Ansprüche 5 bis 11, die einen Komparator (100) aufweist, wobei ferner Schaltungsmittel (42) zum Kombinieren des ersten und des zweiten Biasstroms (Ib1, Ib2) oder gewichteter Versionen des ersten und des zweiten Biasstroms vorgesehen sind, um einen Schwellen-Biasstrom (I_Thres) zu erzeugen, der Schaltschwellen des Komparators (100) einstellt.
Sensorschaltung gemäß einem der Ansprüche 5 bis 12, die ferner einen Oszillator (30) aufweist, wobei ferner Schaltungsmittel (36) zum Kombinieren des ersten und des zweiten Biasstroms (Ib1, Ib2) oder gewichteter Versionen des ersten und des zweiten Biasstroms vorgesehen sind, um einen Oszillator-Biasstrom (I_OSC) und oder eine Oszillator-Bias-Spannung (U_OSC) zu erzeugen.
Sensorschaltung gemäß einem der Ansprüche 5 bis 13, die ferner Schaltungsmittel zum Erzeugen einer Referenzspannung aus zumindest einem der Biasströme (Ib1, Ib2) aufweist, wobei die Referenzspannung als Stellwert für eine interne Versorgungs spannung (V_int) dient.
Sensorschaltung gemäß einem der Ansprüche 5 bis 14, ei der die Verstärkerschaltung einen ersten und einen zweiten Operationsverstärker (OP1, OP2) aufweist, wobei erste Eingänge jedes ersten und des zweiten Operationsverstärkers (OP1, OP2) mit Spannungsabgriffen (24, 26) des Sensorelements (10) verbunden sind, wobei zweite Eingänge des ersten und des zweiten Operationsverstärkers (OP1, OP2) über den technolo gisch im wesentlichen gleichartig zu dem Sensorelement aufgebauten Widerstand (Rh6) miteinander verbunden sind, wobei der Ausgang des ersten Operationsverstärkers (OP1) über einen ersten Gegenkopplungswiderstand (Rp4) mit seinem zweiten Eingang verbunden ist, wobei der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (OP2) über einen zweiten Gegenkopplungswiderstand (Rp5) mit seinem zweiten Eingang verbunden ist, und wobei zwischen den Ausgängen des ersten und zweiten Operationsverstärkers (OP1, OP2) die verstärkte Sensorspannung (U_an) abgreifbar ist.
Sensorschaltung gemäß einem der Anspruch 11, die ferner Schaltungsmittel zum Einschalten und Ausschalten eines aus gewichteten Versionen des ersten und des zweiten Biasstroms erzeugten Sensorstroms (I_I _N) abhängig von einem Ausgangssignal des Komparators aufweist, um dadurch die Stromaufnahme der Sensorschaltung zu verändern.
Sensorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 16, bei der die Verstärkerschaltung zumindest einen OTA-Verstärker (OTA10, OTA20) aufweist, wobei der im wesentlichen gleichartig zu dem Sensorelement aufgebaute Widerstand (Rh6) einen Degenerierungswiderstand des OTA-Verstärkers darstellt.
Verfahren zum Herstellen einer Sensorschaltung, das folgende Schritte aufweist: Erzeugen eines Sensorelements (10); Erzeugen einer Stromquelle (14) zum Liefern eines Betriebsstroms (I_Hall) für das Sensorelement; und Erzeugen einer Verstärkerschaltung (12) zum Verstärken einer bei Anliegen des Betriebsstroms durch das Sensorelement (10) erzeugten Sensorspannung, wobei der Schritt des Erzeugens der Verstärkerschaltung (12) einen Schritt des Erzeugens eines Widerstands (Rh6), der die Verstärkung derselben beeinflußt, aufweist, und wobei das Sensorelement (10) und der Widerstand (Rh6) durch gemeinsame Verfahrensschritte erzeugt werden.
Verfahren gemäß Anspruch 18, bei dem das Sensorelement ein Hallelement, ein magnetoresistives Element oder ein Giant-magnetoresistives Element ist.
Verfahren gemäß Anspruch 18, bei dem das Sensorelement ein Hallelement ist, und bei dem die gemeinsamen Verfahrensschritte einen Schritt des Erzeugens eines Hallelementhalbleiterbereichs und eines Widerstandshalbleiterbereichs in einer Halbleiterschicht und einen Schritt des Dotierens der beiden Halbleiterbereiche aufweist.