DE102014107504B4

DE102014107504B4 - Eingangsstufe für temperaturmesssystem

Info

Publication number: DE102014107504B4
Application number: DE102014107504.8A
Authority: DE
Inventors: Merit Y. Hong; David Harnishfeger; Kris K. Kaufman
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2013-05-29
Filing date: 2014-05-27
Publication date: 2021-09-16
Anticipated expiration: 2034-05-28
Also published as: JP5833183B2; CN104215353B; KR20140140506A; KR101612360B1; US9322719B2; JP2014232107A; CN104215353A; DE102014107504A1; US20140354308A1

Abstract

Eine Eingangsstufe für eine Temperaturmessung umfassendeinen Widerstand (106; 506);einen Thermistor (105);einen ersten Multiplexer (111b), konfiguriert um:den Widerstand (106, 506) während eines ersten Multiplexerzustands an einen ersten Verstärkereingang zu koppeln undden Thermistor (105) während eines zweiten Multiplexerzustands an den ersten Verstärkereingang zu koppeln; einen Verstärker (120) umfassend:Den ersten Verstärkereingang;einen zweiten, an eine Spannungsreferenz gekoppelten Verstärkereingang undeinen an einen Rückkoppelweg gekoppelten Verstärkerausgang; einen zweiten Multiplexer (111a), konfiguriert um:Einen Rückkopplungsstrom während des ersten Multiplexerzustands an den Widerstand (106, 506) zu leiten undden Rückkopplungsstrom während des zweiten Multiplexerzustands an den Thermistor (105) zu leiten und eine Ausgangsstufe, konfiguriert, um einen Ausgangsstrom auf der Basis des Rückkopplungsstroms zu liefern.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenlegung bezieht sich allgemein auf elektrische Schaltungen und insbesondere auf Schaltungen zur Temperaturmessung und solche zur Spannungsmessung.
HINTERGRUND
Die Temperatur, bei der die Schaltung arbeitet, ist bei vielen Anwendungen ein wichtiger Leistungsfaktor. So kann zum Beispiel die Leistungen verschiedener Halbleiterbauelementen bei warmen und kalten Temperaturen stark variieren. Daher garantieren Halbleiterhersteller häufig die Leistung ihrer Schaltungen nur für einen vordefinierten Temperaturbereich. Da die Temperatur ein wichtiger Leistungsfaktor sein kann, messen und überwachen einige Anwendungen die Temperatur aktiv. Als Thermistoren bekannt Bauelemente besitzen bekanntlich einen Widerstand, der mit der Temperatur schwanken kann. Dementsprechend messen einige Anwendungen den Widerstand eines Thermistors, um die ungefähre Temperatur zu überwachen, bei der die Schaltung arbeitet.
US-Patentanmeldung 2012/0120987 A1 bezieht sich auf einen Temperatur-Strom-Transducer, der auf zwei Spannungsteilern basiert, wobei einer der Spannungsteiler auf einem Thermistor, der einer Umgebung ausgesetzt wird, basiert.
US-Patentanmeldung 2007/0188219 A1 bezieht sich auf einen Strommessverstärker zur Messung von Strom einer Ausgabestufe für einen Multi-Phasen-Spannungswandler oder ein Netzgerät.
ZUSAMMENFASSUNG
Es wird eine Eingangsstufe für die Temperaturmessung offengelegt. Entsprechend einer Ausführungsform der vorliegenden Offenlegung kann eine Eingangsstufe für die Temperaturmessung einen Widerstand, einen Thermistor, einen ersten Multiplexer, einen Verstärker, einen zweiten Multiplexer und eine Ausgangsstufe umfassen. Der erste Multiplexer kann konfiguriert werden, um den Widerstand während eines ersten Multiplexerzustands an einen ersten Verstärkereingang zu koppeln und den Thermistor während eines zweiten Multiplexerzustands an den ersten Verstärkereingang zu koppeln. Der Verstärker kann den ersten Verstärkereingang, einen zweiten Verstärkereingang, der an eine Referenzspannung gekoppelt ist, und einen Verstärkerausgang, der an einen Rückkoppelweg gekoppelt ist, umfassen. Der zweite Multiplexer kann konfiguriert werden, um einen Rückkopplungsstrom während des ersten Multiplexerzustands an den Widerstand zu leiten und den Rückkopplungsstrom während des zweiten Multiplexerzustands an den Thermistor zu leiten. Die Ausgangsstufe kann konfiguriert werden, um einen Ausgangsstrom auf der Basis des Rückkopplungsstroms zu liefern.
Entsprechend einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Offenlegung kann ein Puffer einen ersten Puffereingang, einen zweiten Puffereingang, einen ersten Multiplexer, einen zweiten Multiplexer, einen Verstärker und eine Ausgangsstufe umfassen. Der erste Multiplexer kann konfiguriert werden, um den ersten Puffereingang während eines ersten Multiplexerzustands mit einem ersten Verstärker zu koppeln und den zweiten Puffereingang während des zweiten Multiplexerzustands mit dem ersten Verstärkereingang zu koppeln. Der Verstärker kann den ersten Verstärkereingang, einen zweiten Verstärkereingang, der an eine Referenzspannung gekoppelt ist, und einen Verstärkerausgang, der an einen Rückkoppelweg gekoppelt ist, umfassen. Der zweite Multiplexer kann konfiguriert werden, um einen Rückkopplungsstrom während des ersten Multiplexerzustands an den ersten Puffereingang zu leiten und den Rückkopplungsstrom während des zweiten Multiplexerzustands an den zweiten Puffereingang zu leiten. Die Ausgangsstufe kann konfiguriert werden, um einen Ausgangsstrom auf der Basis des Rückkopplungsstroms zu liefern.
Entsprechend einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Offenlegung kann ein Verfahren die Kopplung eines Widerstands an einen Verstärkereingang eines Puffers, die Erzeugung eines ersten Ausgangsstroms auf der Basis eines Widerstands, die Kopplung eines Thermistors an den Verstärkereingang des Puffers, die Erzeugung eines zweiten Ausgangsstroms auf der Basis des Thermistors, die Erzeugung eines ersten komplementären Ausgangsstroms auf der Basis des Widerstands, und die Erzeugung eines zweiten komplementären Ausgangsstroms auf der Basis des Thermistors umfassen. Der erste Ausgangsstrom wird erzeugt, wenn der Puffer in einem ersten Polaritätszustand ist und der erste komplementäre Ausgangsstrom wird erzeugt, wenn der Puffer in einem zweiten Polaritätszustand ist. Der zweite Ausgangsstrom wird erzeugt, wenn der Puffer in einem ersten Polaritätszustand ist und der zweite komplementäre Ausgangsstrom wird erzeugt, wenn der Puffer in einem zweiten Polaritätszustand ist.
Es ist selbstverständlich, dass sowohl die vorhergehende allgemeine Beschreibung und die folgende ausführliche Beschreibung beispielhaft und erklärend sind und die Erfindung in keiner Weise einschränken sollen.
Figurenliste
Ein detaillierteres und tieferes Verständnis der vorliegenden Ausführungsformen und deren Vorteile kann durch Bezugnahme auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen erlangt werden, in denen dieselben Referenznummern dieselben Merkmale bezeichnen und in denen:

zeigt ein schematisches Diagramm eines Gleichtaktpuffers entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung;
zeigt ein schematisches Diagramm eines Current-Mode-Puffers entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung;
bildet ein Flussdiagramm eines exemplarischen Verfahrens zur Messung der Widerstände eines Widerstands und eines Thermistors entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung ab;
zeigt ein Blockdiagramm, das ein Temperaturmesssystem entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung abbildet;
bildet ein Flussdiagramm eines exemplarischen Verfahrens zur Messung der Temperatur entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung ab;
zeigt ein Blockdiagramm, das ein kalibriertes Temperaturmesssystem entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung abbildet;
zeigt ein Blockdiagramm einer Wertekarte entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung;
bildet ein Flussdiagramm eines exemplarischen Verfahrens zur Kalibrierung eines Temperaturmesssystems entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung ab;
bildet ein Flussdiagramm eines exemplarischen Verfahrens zur Messung der Temperatur entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung ab;
zeigt ein schematisches Diagramm eines Gleichtaktpuffers entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung;
zeigt ein schematisches Diagramm eines Verstärkers entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung und
zeigt ein Blockdiagramm, das ein Spannungsmesssystem entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung abbildet.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
zeigt ein schematisches Diagramm eines Gleichtaktpuffers 100 entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung; Puffer 100 kann eine Eingangsstufe für ein System, das, wie unter Bezugnahme auf detaillierter beschrieben wird, konfiguriert werden kann, um die Temperatur durch Messung des Wert eines temperaturabhängigen Widerstands zu messen.
Der Puffer 100 kann eine Gleichttaktspanungsreferenz (V_CM), N:1-Multiplexer (MUX) 111, einen Verstärker 120, P-Typ-Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren (PMOS) 130, 132, 134, N-Typ-Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren (NMOS) 140, 142, 144 sowie den Schalter 112 beinhalten. Der Puffer 100 kann konfiguriert werden, um einen Widerstand, der an einen von mehreren Eingängen des Puffers 100 (z. B. V_IN1 und V_IN2) gekoppelt ist, abzutasten und einen Strom auf der Basis des Widerstandswerts abzugeben. Der Ausgangsstrom kann ein differenzieller Ausgangsstrom I_AUS ⁺ und I_AUS ^- sein. In einigen Ausführungsformen kann der Ausgangsstrom invers proportional zu oder anderweitig auf dem abgetasteten Widerstand basieren. Der Puffer 100 kann konfiguriert werden, um den Widerstand eines jeden geeigneten Bauelements, das an einen seiner Eingänge gekoppelt ist, abzutasten. Der Puffer 100 kann beispielsweise konfiguriert werden, um den Widerstand eines Thermistors, eines Widerstands, einer Diode, eines mit einer Diode verbundenen Kondensators oder eines jeden anderen Bauelements mit einer Widerstandseigenschaft abzutasten. Solche Bauelemente mit Widerstandseigenschaften können Off-Chip-Bauelemente oder On-Chip-Bauelemente sein, die auf demselben Halbleiter wie Puffer 100 angebracht sind. Für die Zwecke der vorliegenden Offenlegung kann ein Thermistor jedes Bauelemente, dessen Widerstand in einer bekannten Weise auf Temperaturveränderungen reagiert, sein. Dementsprechend kann der durch einen Thermistor fließende Strom im Temperaturbereich schwanken, wenn eine bestimmte Spannung an den Thermistor angelegt wird. Einige handelsüblichen Thermistoren können am Gehäuse geerdet sein und daher eine an Masse (GND) gekoppelte Anschlussklemme aufweisen. Dementsprechend können einige Ausführungsformen des Puffers 100 konfiguriert werden, um den Widerstand eines zwischen einen Eingang des Puffers 100 und Masse (GND) gekoppelten Bauelements abzutasten.
Wie oben beschrieben kann Puffer 100 konfiguriert werden, um als Eingangsstufe für ein Temperaturmesssystem zu arbeiten. In einigen Ausführungsformen kann ein solches Temperaturmesssystem konfiguriert werden, um die Temperatur auf der Basis des gemessenen Widerstands des Thermistors 105 zu bestimmen. In einigen Ausführungsformen kann ein solches Temperaturmesssystem konfiguriert werden, um die Temperatur auf der Basis eines Verhältnisses des Thermistors 105 und des Widerstands des Referenzthermistors 106 zu bestimmen. Dementsprechend kann Puffer 100 konfiguriert werden, um den Widerstand der verschiedenen Bauelemente (z. B. Thermistor 105 und Referenzthermistor 106) zu verschiedenen Zeiten abzutasten. Der Thermistor 105 kann zum Beispiel an V_IN1 und der Referenzthermistor 106 kann an V_IN2 gekoppelt sein. Während einer ersten Zeitspanne, in der der Widerstand des Thermistors 105 abgetastet und/oder gemessen wird, kann MUX 111b V_IN1 an einen Eingang des Verstärkers 120 koppeln und MUX 111a kann einen Rückkoppelweg (z. B. einen Stromweg einschließlich PMOS 130) an V_IN1 koppeln. Dementsprechend, während einer ersten Zeitspanne, in der der Widerstand des Widerstands 106 abgetastet und/oder gemessen wird, kann MUX 111b V_IN2 an einen Eingang des Verstärkers 120 koppeln und MUX 111a kann einen Rückkoppelweg (z. B. einen Stromweg einschließlich PMOS 130) an V_IN2 koppeln.
Obwohl MUX 111a und MUX 111b als 2:1-Multiplexer abgebildet sein können, können MUX 111a und MUX 111b „N:1“-Multiplexer mit jeder geeigneten Zahl „N“ als Anzahl Eingänge sein. Dementsprechend können MUX 111a und MUX 111b jede geeignete Anzahl Eingänge (z. B. drei, vier oder mehr) für jede geeignete Anzahl von Puffer 100 abzutastenden und/oder zu messenden Bauelemente mit Widerstandseigenschaften sein.
PMOS 130 und Verstärker 120 können konfiguriert werden, um einen Strom auf der Basis des an Verstärker 120 gekoppelten Widerstands zu erzeugen. Wie oben beschrieben, kann, wenn die positive Anschlussklemme des Verstärkers 120 von MUX 111b an V_IN1 gekoppelt ist, der Rückkoppelweg einschließlich PMOS 130 ebenfalls an V_IN1 gekoppelt werden. Zu diesem Zeitpunkt kann Verstärker 120 die Spannung an V_IN1 mit einer Referenzspannung (z. B. einer Gleichtaktreferenz V_CM) vergleichen. Der Ausgang von Verstärker 120 kann dann PMOS 130 über den Rückkopplungsknoten 125 steuern, um einen Rückkopplungsstrom I_FB zu erzeugen. Der Rückkopplungsstrom kann wiederum einen Spannungsabfall über Thermistor 105 dergestalt verursachen, dass die Spannung an V_IN1 der Spannung von V_CM entspricht. Obwohl die Spannung an V_IN1 der Spannung von V_CM entsprechen kann, kann auf Grund eines Offsets des Verstärkers 120 ein Offset auftreten, das das Ergebnis einer oder mehrerer Nicht-Idealitäten (z. B. Fehlpaarung der Halbleiterbauelemente, Verarbeitungsfehler und/oder begrenzte Spannungsverstärkung des Verstärkers 120) sein. Der Rückkopplungsstrom I_FB während des Abtastens und/oder der Messung von Thermistor 105 kann anhand der folgenden Gleichung dargestellt werden: I_FB = V_IN1/R_TH, wobei R_TH der Widerstand des Thermistors 105 ist. Da die Spannung an V_IN1 von Verstärker 120 auf denselben Wert wie V_CM gezwungen werden kann, kann der Rückkopplungsstrom I_FB auch als I_FB = V_CM/R_TH ausgedrückt werden. Puffer 100 kann in einer ähnlichen Weise arbeiten, wenn der Widerstand des an V_IN2 gekoppelten Referenzwiderstands 106 abgetastet und/oder gemessen wird. Für solche Messungen kann der Rückkopplungsstrom I_FB mit I_FB = V_CM/R_REF ausgedrückt werden, wobei RREF der Widerstand des Referenzwiderstands 106 ist.
MUX 111a und MUX 111b können Komponenten wie Gate-Pass-Transistoren (nicht ausdrücklich dargestellt) beinhalten, die einen Widerstand aufweisen. Dementsprechend kann jeder Strom, der durch die MUXs 111 fließt, einen Spannungsabfall verursachen. Da die Widerstände solcher internen Bauelemente der MUXs 111 von verschiedenen Parametern (z. B. Variation des Halbleiterprozesses und/oder Temperatur) beeinflusst werden können, kann jede Spannungsabweichung über MUX 111 variieren. Um durch solche variierenden Spannungsabfälle verursachte Fehler zu vermeiden, können die Eingänge von Verstärker 120 konfiguriert werden, dass sie keine erheblichen Strommengen verbrauchen. Dementsprechend kann Puffer 100 einen an V_IN1 und/oder V_IN2 gekoppelten Widerstand abtasten, ohne dass eine erhebliche Strommenge durch MUX 111b fließt. Somit kann jeder Spannungsabfall und/oder Fehler in Verbindung mit einem solchen Strom durch MUX 111b vermieden werden. Da Puffer 100 konfiguriert werden kann, um den an V_IN1 und/oder V_IN2 gekoppelten Widerstandswert ohne Strom von V_IN1 und/oder V_IN2 an den Eingang von Verstärker 120 zu leiten, kann Puffer 100 hierin als ein „hochohmiger Puffer“ bezeichnet werden.
Wie oben beschrieben, kann der Wert des Rückkopplungsstroms I_FB auf dem an V_IN1 oder V_IN2 gekoppelten Widerstandswert basieren. Somit kann ein Strom, der I_FB entspricht, proportional zu I_FB ist, oder anderweitig auf I_FB basiert, genutzt werden, um den an V_IN1 oder V_IN2 gekoppelten Widerstandswert zu messen. In einigen Ausführungsformen kann PMOS 132 konfiguriert werden, um PMOS 130 zu spiegeln und damit einen asymmetrischen Ausgangsstrom I_AUS liefern, der proportional zu I_FB sein kann. Wie PMOS 130, kann PMOS 132 eine mit VDD gekoppelte Quelle und ein an den Rückkopplungsknoten 125 gekoppeltes Gate besitzen.
Um I_AUS auf ein gewünschtes Niveau für einen gegebenen I_FB zu skalieren, kann die Größe von PMOS 132 an jede geeignete Größe, die kleiner oder größer als die Größe von PMOS 130 sein kann, angepasst werden. Für die Zwecke der vorliegenden Offenlegung bezieht sich die „Größe“ eines PMOS oder eines NMOS-Transistors auf das Verhältnis Breite zu Länge des Transistors. In einigen Ausführungsformen kann die Größe des PMOS 132 konfiguriert werden, um die Größe des PMOS 130 zu verdoppeln und damit kann der der Wert von I_AUS das Doppelte des Werts von I_FB betragen. Dementsprechend kann in einigen Ausführungsformen die Größe des PMOS 132 konfiguriert werden, dass die die Hälfte der Größe des PMOS 130 beträgt und damit der Wert von I_AUS die Hälfte des Werts von I_FB beträgt. Für die Zwecke der vorliegenden Erfindung kann das Verhältnis von I_AUS zu I_FB als „Verstärkung“ des Puffers 100 bezeichnet werden.
In einigen Ausführungsformen kann die Verstärkung des Puffers 100 dynamisch angepasst werden. PMOS 132 kann beispielsweise eine anpassbare Größe aufweisen. Um eine anpassbare Größe zu implementieren, kann PMOS 132 jede geeignete Anzahl geeigneter PMOS-Bauelemente beinhalten, die selektiv in die Wirkungsweise des PMOS 132 einbezogen werden können. Jedes einzeln ausgewählte PMOS-Bauelement kann zur Gesamtgröße von PMOS 132 beitragen. Dementsprechend kann die Auswahl eines oder mehr einzelner PMOS-Bauelemente zu einer größeren effektiven Größe für PMOS 132 führen und die Auswahl weniger einzelner PMOS-Bauelemente kann zu einer kleineren effektiven Größe für PMOS 132 führen. In einigen Ausführungsformen kann die Auswahl und zum Ausschluss solcher einzelnen Bauelemente durch die Kopplung eines oder mehr der Gate-, Source- und/oder Drain-Anschlussklemmen an die entsprechende Gate-, Source- und/oder Drain-Anschlussklemme von PMOS 132 über einen Schalter, ein Pass-Gate oder jedes andere geeignete Bauelement, das zur selektiven Kopplung zweier Anschlussklemmen konfiguriert ist, implementiert werden.
Puffer 100 kann zur Ausgabe von I_AUS an entweder den positiven Ausgangsknoten 154 oder den negativen Ausgangsknoten 152 konfiguriert werden. Die Ausgangsstufe von Puffer 100 kann beispielsweise den Schalter 112 beinhalten. Während eines ersten Polaritätszustands kann Schalter 112 den asymmetrischen I_AUS an den positiven Ausgangsknoten 154 leiten und während eines zweiten Polaritätszustands kann Schalter 112 den asymmetrischen I_AUS an den negativen Ausgangsknoten 152 leiten. Die wechselnden Polaritäten des Ausgabe von Puffer 100 können von einem System, das Puffer 100 beinhaltet genutzt werden, um von Puffer 100 auf Grund einer Fehlpaarung der Halbleiter-Bauelemente, Verarbeitungsfehler des Halbleiters oder anderen Nicht-Idealitäten verursachte Offsets und/oder Signalfehler zu korrigieren. Puffer 100 kann beispielsweise ein Offset auf Grund eines positiven Offsets am Eingang des Verstärkers 120 während einer ersten Messung des Thermistors 105 verursachen. Während der ersten Messung von Thermistor 105 kann der asymmetrische I_AUS an die positive Ausgangsklemme 154 geleitet werden und das Offset damit als positives Offset ausgegeben werden. Der Polaritätszustand von Puffer 100 kann dann durch den Wechselt des Zustands von Schalter 112 gewechselt werden. Während einer zweiten Messung von Thermistor 105 kann der asymmetrische I_AUS an die negative Ausgangsklemme 152 geleitet werden. Ein ähnliches Offset kann während der zweiten Messung verursacht werden. Da jedoch I_AUS an die negative Ausgangsklemme 152 geleitet werden kann, kann das Offset als negatives Offset ausgegeben werden. Für die Zwecke der vorliegenden Offenlegung kann ein auf einem Bauelement mit Widerstandseigenschaften (z. B. Thermistor 105) basierender Ausgangsstrom, während Puffer 100 in einem zweiten Polaritätszustand ist, als „komplementär“ zu einem Ausgangsstrom, der auf demselben Bauelement mit Widerstandseigenschaften basiert, während Puffer 100 in einem ersten Polaritätszustand ist, bezeichnet werden. Wie nachstehend unter Bezugnahme auf detaillierter beschrieben, kann ein System, das die beiden Ausgangsströme, die die erste und die zweite Messung von Thermistor 105 darstellen, die beiden Messungen so kombinieren, dass bestimmte, während des ersten und zweiten Polaritätszustands erzeugte Offsets neutralisiert werden können.
In einigen Ausführungsformen kann Puffer 100 konfiguriert werden, um den asymmetrischen I_AUS in einen differenziellen Ausgangsstrom I_AUS ⁺ und I_AUS ^- umzuwandeln. Um ein asymmetrisches Signal wie I_AUS in ein differenzielles Stromsignal umzuwandeln, kann Puffer 100 konfiguriert werden, I_AUS an einen der beiden Ausgangsknoten 152 und 154 während die Hälfte des I_AUS von beiden Ausgangsknoten 152 und 154 abgezogen wird. Solche Quell- und Sinkströme können in einem positiven Strom von etwa einem halben I_AUS an einem der beiden Ausgangsknoten 152 und 154 führen, und zu einem negativen Strom von etwa einem halben I_AUS am anderen der beiden Ausgangsknoten 152 und 154 führen. Dementsprechend kann ein differenzieller Ausgangsstrom I_AUS ⁺ und I_AUS ^- an den Ausgangsknoten 152 und 154 mit einem Differenzwert, der in etwa dem des asymmetrischen Werts von I_AUS entspricht, bereitgestellt werden.
In einigen Ausführungsformen kann Puffer 100 ein PMOS 134 beinhalten. Wie PMOS 132, kann PMOS 134 ein mit dem Rückkopplungsknoten 125 gekoppeltes Gate und eine mit VDD gekoppelte Quelle besitzen. PMOS 134 kann konfiguriert werden, um PMOS 132 zu entsprechen, jedoch mit einer Größe, die in etwa der Hälfte der Größe von PMOS 132 entspricht. Dementsprechend kann der von PMOS 134 bereitgestellte Strom in etwa die Hälfte von I_AUS betragen. NMOS 140, NMOS 142 und NMOS 144 können wiederum konfiguriert werden, um den halben I_AUS-Strom von PMOS 134 zu spiegeln. NMOS 140 kann beispielsweise über eine mit Masse („GND“) gekoppelte Quelle und ein Gate und ein Drain, die an den Drain von PMOS 134 gekoppelt sind, verfügen. Von daher kann NMOS 140 einen Gate-Bias erzeugen und den halben, von PMOS 134 bereitgestellten I_AUS-Strom abziehen. NMOS 142 und NMOS 144 können jeweils eine an Masse (GND) gekoppelte Quelle und ein an das Gate von NMOS 140 gekoppeltes Gate beinhalten. NMOS 142 und NMOS 144 können konfiguriert werden, um einander zu entsprechen und können etwa dieselbe Größe aufweisen. Zudem können NMOS 142 und NMOS 144 konfiguriert werden, um NMOS 140 zu entsprechen und können etwa dieselbe Größe wie NMOS 140 aufweisen. Dementsprechend können NMOS 142 und NMOS 144 jeweils konfiguriert werden, um einen Strom, der in etwa der Hälfte von I_AUS entspricht, abzuziehen. Daher kann NMOS 142 einen Strom von in etwa der Hälfte von I_AUS vom Ausgangsknoten 152 abziehen und NMOS 144 kann einen Strom von in etwa der Hälfte von I_AUS vom Ausgangsknoten 154 abziehen. Für die Zwecke der vorliegenden Offenlegung können NMOS 142 und NMOS 144 entweder als Senkenstrom oder als Quellstrom bezeichnet. Obwohl der Gleichtakt der Ausgabe des Puffers durch Abziehen von I_AUS an einen der beiden Ausgangsknoten 152 und 154 bei Senkung der Hälfte von I_AUS-Ströme von beiden Ausgangsknoten 152 und 154 gesetzt werden kann, kann der Gleichtakt des Ausgangs des Puffers 100 in jeder geeigneten Weise eingerichtet werden. I_AUS kann beispielsweise von einem der beiden Ausgangsknoten 152 und 154 gesenkt werden, während die Hälfte der I_AUS-Ströme an beide Ausgangsknoten 152 und 154 abgezogen werden.
Obwohl die Halbierung von I_AUS oben als das Ergebnis des PMOS 134 in halber Größe von PMOS 132 beschrieben wird, kann die Halbierung von I_AUS in jeder geeigneten Weise implementiert werden. PMOS 134 kann beispielsweise in einigen Ausführungsformen dieselbe Größe wie PMOS 132 aufweisen und daher einen Strom, der I_AUS an NMOS 140 entspricht, bereitstellen. In solchen Ausführungsformen können NMOS 142 und NMOS 144 die Hälfte der Größe von NMOS 140 aufweisen.
In einigen Ausführungsformen kann I_AUS von I_FB gespiegelt werden, ohne direkt vom Verstärker 120 gesteuert zu werden. zeigt ein schematisches Diagramm eines Current-Mode-Puffers entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung- Wie in dargestellt, kann der Verstärker 120 konfiguriert werden, um NMOS 135 zu steuern. NMOS 135 kann ein an den Ausgang des Verstärkers 120 gekoppeltes Gate, eine an MUX 111a gekoppelte Source und einen an das Gate und den Drain eines als Diode geschalteten Bauelements wie PMOS 136 gekoppelten Drai besitzen. PMOS 136 kann eine an VDD gekoppelte Source und, wie oben beschrieben, ein mit einem Drain gekoppeltes Gate, die wiederum an den Drain von NMOS 135 gekoppelt sind, aufweisen. Da PMOS 136 in demselben Stromweg liegen kann wie der Rückkopplungstransistor NMOS 135, kann das als Diode geschaltete PMOS 136 eine Selbstbias-Spannung mit dem Rückkopplungsstrom I_FB verursachen kann. PMOS 138 und PMOS 137 können jeweils ein Gate besitzen, dass an das Gate von PMOS 136 gekoppelt ist und demgemäß PMOS 136 spiegeln kann. PMOS 138 kann beispielsweise PMOS 136 spiegeln, um I_AUS in ähnlicher Weise wie PMOS 132 PMOS 130 in spiegelt zu erzeugen. Dementsprechend kann PMOS 137 PMOS 136 spiegeln, um eine Hälfte von I_AUS in ähnlicher Weise wie PMOS 134 PMOS 130 in spiegelt zu erzeugen.
Wie oben beschrieben, kann die Fähigkeit des Puffers, die Polarität während zwei Messungen eines Bauelements wie dem Thermistor 105 zu wechseln, einem System ermöglichen, Puffer 100 zu implementieren, um jedes Offset, das während der zwei Messungen entsteht, effektiv zu neutralisieren. Da die Architektur von Puffer 100 ermöglichen kann, Offsets in einem späteren Schritt zu neutralisieren, kann Puffer 100 mit reduzierten Anforderungen für verschiedene Parameter, die zu einem Offset beitragen können, geplant werden. Zum Beispiel können die Dimensionen des abgestimmten Transistors im Verstärker 120 (z. B. ein Differenzialpaar und/oder ein Stromspiegel) beeinflussen, wie eng diese abgestimmten Transistoren tatsächlich aufeinander abgestimmt sind. Im Normalfall können Transistoren mit kleineren Dimensionen (z. B. Kanalbreite und Kanallänge für NMOS- oder PMOS-Bauelemente) anfälliger für Halbleiter-Verarbeitungsfehler oder Ungleichheiten als Transistoren mit größeren Dimensionen sein. Solche Halbleiter-Verarbeitungsfehler oder Ungleichheiten können beispielsweise ein Differenzialpaar aus Transistoren (nicht ausdrücklich dargestellt) beeinflussen, die den Eingang für Verstärker 120 bilden. Das Ergebnis einer solchen Ungleichheit kann ein Offset über die Eingänge des Verstärkers 120 sein, das wiederum in einem Offset im Ausgangsstrom resultieren kann. Da ein von einer Ungleichheit verursachtes Offset in einem späteren Schritt jedoch neutralisiert werden kann, können aufeinander abgestimmte Transistoren innerhalb des Verstärkers 120 in normalen Dimensionen implementiert werden. Daher kann ein erheblicher Teil des Halbleiterbereichs im Vergleich zu aufeinander abgestimmten Transistoren, die in großen Dimensionen implementiert werden, um Ungleichheiten und Offsets zu minimieren, gespart werden.
bildet ein Flussdiagramm eines exemplarischen Verfahrens 200 zur Messung der Widerstände eines Widerstands und eines Thermistors entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung ab.
In Schritt 202 kann der Widerstand mit einem Verstärkereingang eines Puffers gekoppelt werden. Widerstand 106 kann beispielsweise über MUX 111b selektiv an den positiven Eingang des Verstärkers 120 gekoppelt werden und der Rückkoppelweg kann über MUX 111a an den Referenzwiderstand 106 gekoppelt werden.
In Schritt 204 kann der Puffer in einen ersten Polaritätszustand versetzt werden. Schalter 112 kann beispielsweise so gesetzt werden, dass der asymmetrische I_AUS an den positiven Ausgangsknoten 154 geleitet wird, während NMOS 144 und NMOS 142 jeweils einen Strom eines halben I_AUS vom positiven Ausgangsknoten 154 bzw. vom negativen Ausgangsknoten 152 senken.
In Schritt 206 kann ein erster Ausgangsstrom auf der Basis des Widerstands erzeugt werden. Verstärker 120 kann beispielsweise den Rückkoppelknoten 125 zu einer Spannung antreiben, die dazu führt, dass ein Transistor im Rückkoppelweg (z. B. PMOS 130) einen Rückkopplungsstrom erzeugt, der ausreichend sein kann, um zu erzwingen, dass die Spannung über dem Referenzwiderstand 106 V_CM entspricht. Zusätzlich kann PMOS 132 den Rückkopplungsstrom von PMOS 130 spiegeln. In einigen Ausführungsformen kann der asymmetrische Signalstrom von PMOS 132 als asymmetrischer Ausgangsstrom ausgegeben werden. In einigen Ausführungsformen kann der asymmetrische Signalstrom von PMOS 132 vom von NMOS 142 und NMOS 144 gebildeten halben I_AUS Senkenströmen in einen differenziellen Ausgangsstrom umgewandelt werden.
In Schritt 208 kann der Puffer in einen zweiten Polaritätszustand versetzt werden. Schalter 112 kann beispielsweise so gesetzt werden, dass der asymmetrische I_AUS an den negativen Ausgangsknoten 152 geleitet wird, während NMOS 144 und NMOS 142 jeweils einen Strom eines halben I_AUS vom positiven Ausgangsknoten 154 bzw. vom negativen Ausgangsknoten 152 senken.
In Schritt 210 kann ein erster komplementärer Ausgangsstrom auf der Basis eines Widerstands des Widerstands erzeugt werden. Obwohl die Polarität von Puffer 100 während Schritt 210 auf einen zweiten Polaritätszustand gesetzt werden kann, kann ein erster komplementärer Ausgangsstrom auf der Basis des Referenzwiderstands 106 von Puffer 100 in einer Schritt 206 ähnlichen Weise erzeugt werden.
In Schritt 212 kann ein Thermistor an einen Verstärkereingang des Puffers gekoppelt werden. Der Thermistor 105 kann beispielsweise über MUX 111b selektiv an den positiven Eingang des Verstärkers 120 gekoppelt werden und der Rückkoppelweg kann über MUX 111a an den Thermistor 105 gekoppelt werden.
Während der Schritte 214 bis 220 können multiple, auf einem Thermistor basierende Ausgangsströme in einer ähnlichen Weise erzeugt werden, wie die in den Schritten 204 bis 210 erzeugten multiplen Ausgangsströme auf der Basis eines Widerstands.
In Schritt 214 kann der Puffer 100 auf den ersten, in Schritt 204 beschriebenen Polaritätszustand zurückgesetzt werden.
In Schritt 216 kann ein zweiter Ausgangsstrom auf der Basis eines Widerstands des Thermistors erzeugt werden. Der Verstärker 120 kann beispielsweise den Rückkoppelknoten 125 zu einer Spannung antreiben, die dazu führt, dass ein Transistor im Rückkoppelweg (z. B. PMOS 130) einen Rückkopplungsstrom erzeugt, der ausreichend sein kann, um zu erzwingen, dass die Spannung über Thermistor 105 V_CM entspricht. Zusätzlich kann PMOS 132 den Rückkopplungsstrom von PMOS 130 spiegeln. In einigen Ausführungsformen kann der asymmetrische Signalstrom von PMOS 132 als asymmetrischer Ausgangsstrom ausgegeben werden. In einigen Ausführungsformen kann der asymmetrische Signalstrom von PMOS 132 vom von NMOS 142 und NMOS 144 gebildeten halben I_AUS Senkenströmen in einen differenziellen Ausgangsstrom umgewandelt werden.
In Schritt 218 kann der Puffer 100 auf den ersten, in Schritt 208 beschriebenen Polaritätszustand zurückgesetzt werden. Wenn sich Puffer 100 im zweiten Polaritätszustand befindet, kann in Schritt 220 ein zweiter komplementärer Ausgangsstrom auf der Basis eines Widerstands des Thermistors erzeugt werden. Obwohl die Polarität von Puffer 100 während Schritt 220 auf einen zweiten Polaritätszustand gesetzt werden kann, kann ein zweiter komplementärer Ausgangsstrom von Puffer 100 in einer im oben beschriebenen Schritt 216 ähnlichen Weise erzeugt werden.
Obwohl eine bestimmte Anzahl in Bezug auf Verfahren 200 durchzuführender Schritte offenlegt, kann das Verfahren mit mehr oder weniger als in dargestellten Schritten ausgeführt werden. Das Verfahren 200 kann beispielsweise nur mit den Schritten 202, 206, 212 und 216 ausgeführt werden. Zusätzlich, obwohl in Bezug auf Verfahren 200 eine bestimmte Reihenfolge der durchzuführenden Schritte offenlegt, können die in Verfahren 200 enthaltenen Schritte in einer geeigneten Reihenfolge durchgeführt werden. Zum Beispiel können die Schritte 212 bis 220 vor den Schritten 202 bis 210 ausgeführt werden.
zeigt ein Blockdiagramm, das ein Temperaturmesssystem 300 entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung abbildet. Das Temperaturmesssystem 300 kann einen Thermistor 105, einen Referenzwiderstand 106, eine analoge Eingabestufe 305 und eine digitale Berechnungsstufe 315 beinhalten. In einigen Ausführungsformen können die analoge Eingabestufe 305 und die digitale Berechnungsstufe 315 auf einem einzelnen Halbleiterchip vorhanden sein und der Thermistor 105 und Referenzwiderstand 106 können externe Komponenten sein. Für solche Ausführungsformen kann Thermistor 105 mit der analogen Eingabestufe 305 über Pin 301 gekoppelt werden und der Referenzwiderstand 106 kann über Pin 302 an die analoge Eingabestufe gekoppelt werden.
Die analoge Eingabestufe 305 kann einen Puffer 100 und einen analog-zu-digital Konverter (ADC) 310 beinhalten. Wie oben unter Bezugnahme auf beschrieben, kann Puffer 100 konfiguriert werden, um ein differenzielles Stromsignal auszugeben, das inverse proportional zu, oder anderweitig basierend auf, dem Wert eines an Puffer 100 gekoppelten Widerstands sein kann. Zudem kann Puffer 100 konfiguriert werden, um den Polaritätszustand des Ausgangs von Puffer 100 zu wechseln. Puffer 100 kann beispielsweise während einer ersten Messung des Referenzwiderstands 106 einen Strom an seinen positiven Ausgangsknoten 154 ausgeben, der an einen positiven Eingang des ADC 310 gekoppelt sein kann. Ebenso kann Puffer 100 während einer ersten zweiten Messung des Referenzwiderstands 106 einen Strom an seinen negativen Ausgangsknoten 152 ausgeben, der an einen negativen Eingang des ADC 310 gekoppelt sein kann. In einigen Ausführungsformen kann die analoge Eingabestufe 305 einen anderen Widerstand-zu-Strom-Konverter als Puffer 100 beinhalten. In solchen Ausführungsformen kann die analoge Eingabestufe 305 ein Bauelement für den Polaritätswechsel, das die Leitung der Ausgabe des Widerstand-zu-Strom-Konverters an den positiven Eingang des ADC 310 und den negativen Eingang des ADC 310 in einer ähnlichen Weise wie Schalter 112 den Ausgabestrom von Puffer 100 wechselt, wechseln kann. Zudem kann die analoge Eingabestufe 305 in solchen Ausführungsformen eine Gleichtaktschaltung beinhalten, die den Gleichtakt des vom ADC 310 empfangenen Stromsignals setzen und/oder kontrollieren kann.
Das ADC 310 kann mit einem geeigneten ADC-Typ implementiert werden, der konfiguriert werden kann, um ein analoges Stromsignal in ein digitales Stromsignal umzuwandeln. Das ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein, das zur seriellen Ausgabe eines Stromes digitaler Bits, die den Wert des differenziellen Stromsignals I_OUT ⁺ und I_OUT ^- darstellen, konfiguriert werden kann. Die Ausführungsformen des ADC 310, die als Sigma-Delta-ADC oder als jeder andere geeignete ADC-Typ implementiert sind, können eine geeignete Anzahl Integrationsstufen beinhalten. In einigen Ausführungsformen können solche Integrationsstufen einen kontinuierlichen Integrator 312 beinhalten. Der kontinuierliche Betrieb des einen oder mehreren kontinuierlichen Integratoren 312 kann dem ADC 310 ermöglichen, geräuscharm zu arbeiten. Zu Beispiel erzeugt der kontinuierliche Integrator 312 erheblich weniger Geräusche als ein Kondensator-geschalteter Integrator. Dieser geräuscharme Betrieb ermöglicht, dass das ADC 310 auf demselben Halbleiter-Chip wie geräuschempfindliche Schaltungen (z. B. drahtlose Sender-Empfänger) platziert werden kann. Eine solche Integration reduziert die Menge der benötigten Bauteile und die entsprechenden Kosten bei verschiedenen Anwendungen, indem mehr Schaltungen auf einem einzelnen Halbleiter-Chip angebracht werden können.
Die digitale Berechnungsstufe 315 kann ein digitales Logik-Element, das zum Empfang und zur Verarbeitung von einem oder mehr Strömen digitaler Bits vom ADC 310 und zur Berechnung einer Temperatur konfiguriert ist, beinhalten. Die digitale Berechnungsstufe 315 kann einen Demultiplexer (DEMUX) 330, einen oder mehr Decimator 340, einen oder mehr Offset-Unterdrücker 350, einen Adder 360, einen Divider 370 und eine Wertekarte 380 beinhalten. Die digitale Berechnungsstufe 315 kann eine in einer geeigneten Weise implementierte Logik enthalten. Die Logik der digitalen Berechnungsstufe 315 kann beispielsweise in einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC), in einen feldprogrammierbaren Gate-Array (FPGA), in Programmbefehle, die in einem Speicher gespeichert werden und zur Ausführung durch einen Mehrzweckprozessor konfiguriert sind, oder in jede geeignete Kombination daraus implementiert werden.
Wie nachstehend detaillierter beschrieben, kann die digitale Berechnungsstufe 315 konfiguriert werden für: (i) Die Umwandlung des Bitstroms vom ADC 310 zu unterschiedlichen Zeiten der Widerstände des Thermistors 105 und des Referenzwiderstands 106 in digitale Multi-Bit-Werte (z. B. ITH und I_REF); (ii) die Berechnung eines Widerstandsverhältnisses auf der Basis der beiden digitalen Werte und (iii) zur Bestimmung der Temperatur auf der Basis des kalkulierten Widerstandsverhältnisses.
In einigen Ausführungsformen kann der Eingang der digitalen Berechnungsstufe 315 an den Eingang von DEMUX 330 gekoppelt werden. In einigen Ausführungsformen kann DEMUX 330 ein eins-zu-vier Demultiplexer sein und kann konfiguriert werden, um den Eingang der digitalen Berechnungsstufe 315 zu einem von jeweils vier Decimatoren 340 zu koppeln. Jeder der vier Decimatoren 340a-d kann konfiguriert werden, um den Strom digitaler Bits vom ADC 310 während einer von vier Messungen (z. B. Messungen M1 bis M4) zu empfangen. DEMUX 330 kann beispielsweise leiten: Messung M1 zu Decimator 340a, Messung M2 zu Decimator 340b, Messung M3 zu Decimator 340c und Messung M4 zu Decimator 340d. Die Messungen M1 und M2 können komplementäre Messungen des Referenzwiderstands 106 beinhalten. Die Messung M1 kann beispielsweise den Bitstrom vom ADC 310 während einer ersten Zeitperiode beinhalten, wenn Puffer 100 den Widerstand des Referenzwiderstands 106 abtastet, während er sich in einem ersten Polaritätszustand befindet. Die Messung M2 kann beispielsweise den Bitstrom vom ADC 310 während einer zweiten Zeitperiode beinhalten, wenn Puffer 100 den Widerstand des Referenzwiderstands 106 abtastet, während er sich in einem zweiten Polaritätszustand befindet. Ebenso können die Messungen M3 und M4 komplementäre Messungen für Thermistor 105 beinhalten. Die Messung M3 kann beispielsweise den Bitstrom vom ADC 310 während einer dritten Zeitperiode beinhalten, wenn Puffer 100 den Widerstand des Thermistors 105 abtastet, während er sich in einem ersten Polaritätszustand befindet. Zusätzlich kann die Messung M4 den Bitstrom vom ADC 310 während einer vierten Zeitperiode beinhalten, wenn Puffer 100 den Widerstand des Thermistors 105 abtastet, während er sich in einem zweiten Polaritätszustand befindet.
Jeder Decimator 340 kann konfiguriert werden, um einen Strom digitaler Bits vom ADC 310 in einen einzigen Multi-Bit-Wert umzuwandeln. Der Decimator 340 kann jede geeignete Anzahl Bits seriell empfangen und kann einen einzigen Multi-Bit-Wert ausgeben. Der Decimator 340 kann beispielsweise vierundsechzig konsekutive Bits vom ADC 310 seriell empfangen und kann einen einzigen Multi-Bit-Wert entsprechend der Anzahl der vierundsechzig Eingangsbits, die auf logisch Eins gesetzt wurden, ausgeben. In einigen Ausführungsformen kann der Decimator 340 bei Empfang einer logischen Eins eins zu seinem Ausgabewert hinzufügen. Ebenso kann der Decimator 340 bei Empfang einer logischen Null eins von seinem Ausgabewert subtrahieren. Dementsprechend kann der Decimator 340 für die vierundsechzig konsekutiven Eingangsbits einen Mindestausgabewert von negativ vierundsechzig haben und einen maximalen Ausgabewert von positiv vierundsechzig haben. Obwohl sich das obige Beispiel des Decimators 340 auf den seriellen Empfang von vierundsechzig konsekutiven Eingangsbits bezieht, kann der Decimator 340 konfiguriert werden, um jede geeignete Anzahl Bits zu empfangen, um einen Multi-Bit-Wert in geeigneter Genauigkeit auszugeben. Die Bitgröße des Decimators 340 kann von mehren Faktoren abhängen, darunter, jedoch nicht darauf beschränkt, die gewünschte Auflösung der Multi-Bit-Ausgabe und der gewünschte Signalbereich. Der Decimator 340 kann beispielsweise konfiguriert werden, um eine hohe Anzahl seriell empfangener Bits umzuwandeln, um ein ausreichend großen Signalbereich bereitzustellen, der bei dynamischen Anstieg oder Abfall der Verstärkung von Puffer 100 eine Sättigung vermeidet, wie oben unter Bezugnahme auf beschrieben. Zudem kann der Decimator 340 jeden geeignete Anzahl Order-Decimatoren. Decimator 340 kann beispielsweise ein Decimator erster Order, ein Decimator vierter Order oder jeder anderen geeigneten Anzahl Order-Decimatoren sein.
Der Offsetunterdrücker 350a kann konfiguriert werden, um die Multi-Bit-Werte von den Decimatoren 340a und 340b, die die Messungen M1 und M2 darstellen, zu empfangen und einen digitalen Multi-Bit-Wert I_REF auszugeben, der den Strom des Referenzwiderstands 106 während der Messung des Referenzwiderstands 106 darstellt. Wie oben beschrieben kann die Messung M1 am Referenzwiderstand 106 vorgenommen worden sein, wobei Puffer 100 auf eine erste Polaritätseinstellung eingestellt ist, und die Messung M2 kann am Referenzwiderstand 106 vorgenommen worden sein, wobei Puffer 100 auf eine zweite Polaritätseinstellung eingestellt ist. Dementsprechend können Offsets, die während der Messung M1 auftreten, zu äquivalenten Offsets, die während der Messung M2 auftreten, gehören. Solche äquivalenten Offsets können durch jede geeignete Technik neutralisiert werden. Zum Beispiel, und wie in den Gleichungen eins bis drei dargestellt, kann der Offsetunterdrücker 350a den vom Decimator 340b erhaltenen Wert vom vom Decimator 340a erhaltenen Wert substrahieren um den Offsetstrom zu neutralisieren.
Die Current-Mode-Messung vom Referenzwiderstand 106 mit Puffer 100 in einem ersten Polaritätszustand kann wie folgt dargestellt werden: $M1 = (V_{CM}' {/R}_{REF}) / + I_{AUS}$
wobei V_CM'die Gleichtaktreferenzspannung plus das Offset des Verstärkers 120 im Puffer 100, RREF der Widerstand des Referenzwiderstands 106, und I_AUS der im oder am Eingang des ADC 310 aufgetretene Offsetstrom ist (z. B. Eingangsoffsetstrom des ADC 310 und/oder Ausgangsoffsetstrom des Puffers 100, der von einer Ungleichheit der NMOS 142 und NMOS 144 verursacht wurde). Ebenso kann die Current-Mode-Messung vom Referenzwiderstand 106 mit Puffer 100 in einem ersten Polaritätszustand wie folgt dargestellt werden: $M1 = (V_{CM}' {/R}_{REF}) / + I_{AUS}$
Die Subtraktion M2 von M1 ergibt dementsprechend Folgendes: $I_{REF} = M1 - M2 = 2 * V_{CM}' {/R}_{REF} .$
Wie nachfolgend dargestellt, kann der Wert von I_REF weiter mit dem Wert von I_TH kombiniert werden, um das im Wert von V_CM'dargestellte Offset des Verstärkers 120 weiter zu neutralisieren.
Der Offsetunterdrücker 350b kann konfiguriert werden, um in einer ähnlichen Weise wie der Offsetunterdrücker 350a zu arbeiten. Der Offsetunterdrücker 350b kann konfiguriert werden, um die Multi-Bit-Werte von den Decimatoren 340c und 340d, die die Messungen M3 und M4 darstellen, zu empfangen und einen digitalen Multi-Bit-Wert I_TH auszugeben, der den Strom des Thermistors 105 während der Messung des Thermistors 105 darstellt. Wie oben beschrieben kann die Messung M3 am Thermistor 105 vorgenommen worden sein, wobei Puffer 100 auf eine erste Polaritätseinstellung eingestellt ist, und die Messung M4 kann am Thermistor 105 vorgenommen worden sein, wobei Puffer 100 auf eine zweite Polaritätseinstellung eingestellt ist. Dementsprechend können Offsets, die während der Messung M3 auftreten, zu äquivalenten Offsets, die während der Messung M4 auftreten, gehören. Solche äquivalenten Offsets können durch jede geeignete Technik neutralisiert werden. Zum Beispiel, und wie in den Gleichungen vier bis sechs dargestellt, kann der Offsetunterdrücker 350b den vom Decimator 340d erhaltenen Wert vom vom Decimator 340c erhaltenen Wert substrahieren um den Offsetstrom zu neutralisieren.
Die Current-Mode-Messung vom Thermistor 105 mit Puffer 100 in einem ersten Polaritätszustand kann wie folgt dargestellt werden: $M3 = (V_{CM}' {/R}_{TH}) + I_{AUS}$
wobei V_CM' die Gleichtaktreferenzspannung plus das Offset des Verstärkers 120 in Puffer 100, R_TH der Widerstand des Thermistors 105, und I_AUS der Offsetstrom des ADC 310 ist. Ebenso kann die Current-Mode-Messung vom Thermistor 105 mit Puffer 100 in einem zweiten Polaritätszustand wie folgt dargestellt werden: $M4 = (V_{CM}' {/R}_{TH}) + I_{AUS}$
Die Subtraktion M4 von M3 ergibt dementsprechend Folgendes: $I_{TH} = M3 - M4 = 2 * V_{CM}' {/R}_{TH} .$
Wie nachfolgend dargestellt, kann der Wert von I_TH weiter mit dem Wert von I_REF kombiniert werden, um das im Wert von V_CM' dargestellte Offset des Verstärkers 120 weiter zu neutralisieren.
Sobald I_TH und I_REF bestimmt sind, können I_TH und I_REF in einem Verhältnis kombiniert werden. Wie in den Gleichungen acht und neun dargestellt, kann ein solches Stromverhältnis einem Widerstandsverhältnis entsprechen, einschließlich der jeweiligen Widerstände des Referenzwiderstands 106 und des Thermistors 105. Adder 360 kann beispielsweise I_TH und I_REF addieren. Der Divider 370 kann dann I_REF durch die Ausgabe von Adder 360 (d.h., die Summe I_TH und I_REF) dividieren. Setzt man in die Gleichungen drei und sechs die Werte von I_REF und I_TH ein, ergibt sich Folgendes: $I_{REF} / (I_{REF} + I_{TH}) = (2 * V_{CM}' {/R}_{REF}) / ((2 * V_{CM}' {/R}_{REF}) + (2 * V_{CM}' {/R}_{TH})) .$
In einem solchen Verhältnis können das Zweifache und der Wert von V_CM' (der das Offset des Verstärkers 120 im Puffer 100 beinhaltet) neutralisieren und zu Folgendem führen: $I_{REF} / (I_{REF} + I_{TH}) = (1 {/R}_{REF}) / ((1 {/R}_{REF}) + (1 {/R}_{TH})) .$
Die Multiplikation von Zähler und Nenner der Gleichung acht mit R_REF* R_TH zeigt, dass das Stromverhältnis in Gleichung acht dem folgenden Widerstandsverhältnis entsprechen kann: $Γ = R_{TH} / (R_{TH} + R_{REF})$
wobei Γ das Widerstandsverhältnis, R_REF den Widerstand von Referenzwiderstand 106, und R_TH den Widerstand von Thermistor 105 darstellt.
Der Referenzwiderstand 106 kann eine diskrete Off-Chip-Komponente sein, die in etwa denselben Widerstandswert über einen Temperaturbereich von beispielsweise fünfundachtzig bis minus dreißig Grad Celsius aufweist. Andererseits kann Thermistor 105 über einen Widerstand verfügen, der auf Grund der Ausführung in einem solchen Temperaturbereich schwanken kann. Dementsprechend kann der Wert des Widerstandsverhältnisses als eine Temperaturfunktion im Temperaturbereich schwanken. Die Wertekarte 380 kann konfiguriert werden, um das Widerstandsverhältnis von Divider 370 zu empfangen und einen Temperaturwert auf der Basis des Widerstandsverhältnisses auszugeben. In einigen Ausführungsformen kann die Wertekarte 380 einen nichtflüchtigen Speicher einschließlich einer Tabelle potenzieller Widerstandsverhältnisse in einem Temperaturbereich beinhalten. Für solche Ausführungsformen kann die Wertekarte 380 ein Widerstandsverhältnis von Divider 370 empfangen, den nächstliegenden Eintrag für das Widerstandsverhältnis in der Tabelle bestimmen und die Temperatur, die dem nächstliegenden Eintrag des Widerstandsverhältnisses in der Tabelle entspricht, ausgeben. Die Auflösung der Temperaturausgabe für solche Ausführungsformen kann von der Anzahl der potenziellen Werte für das Widerstandsverhältnis in einer solchen Tabelle der Werte des Widerstandsverhältnisses abhängen. Die Wertekarte 380 kann beispielsweise eine Tabelle mit einhundertsechzehn Einträgen beinhalten, um eine Auflösung von einem Grad Celsius in einem potenziellen Bereich von fünfundachtzig Grad Celsius bis minus dreißig Grad Celsius zu liefern.
In einigen Ausführungsformen kann die Wertekarte 380 konfiguriert werden, um einen Temperaturwert auf der Basis von zwei oder mehr Tabelleneinträgen zu interpolieren. Wenn beispielsweise ein Widerstandsverhältnis zwischen den Widerstandsverhältnissen von zwei Tabelleneinträgen liegt, kann die Wertekarte 380 eine Temperatur berechnen, die zwischen den entsprechenden Ausgabewerten für die beiden Tabelleneinträge liegt. In einigen Ausführungsformen kann die Wertekarte 380 einen Algorithmus anstelle einer Tabelle mit Widerstandsverhältnissen und den entsprechenden Temperaturwerten beinhalten. Für solche Ausführungsformen kann die Wertekarte 380 eine Temperaturausgabe auf der Basis des Widerstandsverhältnisses und des Temperaturalgorithmus berechnen- Das in der Tabelle in der Wertekarte 380 gespeicherten Widerstandsverhältnis und die Temperaturwerte und/oder die in einem Algorithmus der Wertekarte 380 verwendeten Parameter können auf bekannten Eigenschaften des Thermistors 105 und/oder des Referenzwiderstands 106 basieren.
Das Temperaturmesssystem 300 kann konfiguriert werden, um die Temperaturen in jedem geeigneten Temperaturbereich für eine bestimmte Anwendung zu messen und auszugeben. Das Temperaturmesssystem 300 kann zum Beispiel in Verbraucherelektronikanwendungen konfiguriert werden, um Temperaturwerte von fünfundachtzig Grad Celsius bis minus dreißig Grad Celsius zu messen und auszugeben. Das Temperaturmesssystem 300 kann zum Beispiel in Automobilanwendungen konfiguriert werden, um Temperaturwerte von einhundertvierzig Grad Celsius bis minus fünfundachtzig Grad Celsius zu messen und auszugeben.
Da die endgültige Temperaturmessung auf einem Verhältnis einschließlich R_TH und R_REF basiert sein kann, kann die Genauigkeit der endgültigen Temperaturmessung auf dem relativen Wert von R_TH im Vergleich zu R_REF abhängen, anstatt der Genauigkeit von R_TH oder R_REF einzeln. Verschiedene Ausführungsparameter für ADC 310 und die Decimatoren 340 (z. B. die Anzahl der Zyklen der Sigma-Delta-Operation, die Verstärkung von ADC 310 und die Reihenfolge der Decimation) können denselben Einfluss auf die jeweiligen Genauigkeiten von R_TH und R_REF haben. Obwohl solche Ausführungsparameter die Messung von R_TH und/oder R_REF einzeln beeinflussen können, können solche Ausführungsparameter lediglich vernachlässigbare Auswirkungen auf das Widerstandsverhältnis einschließlich R_TH und R_REF haben. Im Ergebnis kann das Temperaturmesssystem 300 einen hohen Genauigkeitsgrad ohne Abstimmung der Verstärkung von ADC 310 und/oder der Durchführung einer Normalisierung an ADC 310 und den Decimatoren 340 erreichen.
Aus ähnlichen Gründen kann das Temperaturmesssystem 300 Fehler, die von einem Verstärkungsfehler in Puffer 100 verursacht wurden, vermeiden. Wenn beispielsweise eine Ungleichheit von Halbleiterbauelementen dazu führt, dass die Verstärkung von Puffer 100 fünf Prozent stärker als vorgesehen ist, kann derselbe fünf Prozent-Fehler bei jeder Messung M1 und M2 für den Referenzwiderstand 106 und jede Messung M3 und M4 für den Thermistor 105 auftreten. In diesen Fällen können R_TH und R_REF einen fünf Prozent-Fehler enthalten. Da der fünf Prozent-Fehler sich jedoch auf R_TH und R_REF gleichermaßen auswirken kann, kann ein solcher Fehler von einem Widerstandsverhältnis einschließlich R_TH und R_REF neutralisiert werden. Dementsprechend kann die Temperaturmessungsausgabe von einem Verstärkungsfehler von Puffer 100 unberührt bleiben.
Da durch die Architektur des Temperaturmesssystems 300 potenzielle Verstärkungsfehler in Puffer 100 und/oder ADC 310 neutralisiert werden können, können Puffer 100 und/oder ADC 310 mit erleichterten Voraussetzungen für verschiedene Parameter, die zu solchen Verstärkungsfehlern beitragen, ausgeführt werden. Wie oben unter Bezugnahme auf beschrieben, kann die Verstärkung von Puffer 100 von der Größe des PMOS 132 beispielsweise im Vergleich zur Größe von PMOS 130 beeinflusst werden. Das Verhältnis von PMOS 130 und PMOS 132 kann beispielsweise durch verschiedene Halbleiter-Verarbeitungsfehler oder Ungleichheiten beeinflusst werden. Transistoren mit kleineren Dimensionen (z. B. Kanalbreite und Kanallänge für NMOS- oder PMOS-Bauelemente) können anfälliger für Halbleiter-Verarbeitungsfehler und/oder Ungleichheiten als Transistoren mit größeren Dimensionen sein. Da ein von einer Ungleichheit erzeugter Verstärkungsfehler in einem späteren Schritt jedoch neutralisiert werden kann, können PMOS 130 und PMOS 132 mit Nennmaßen konfiguriert werden. Somit kann ein erheblicher Teil des Halbleiterbereichs eingespart werden.
Obwohl das Widerstandsverhältnis oben als Γ = R_TH / (R_TH + R_REF) beschrieben wird, kann die digitale Berechnungsstufe 315 konfiguriert werden, um jedes geeignete Verhältnis, einschließlich R_TH and R_REF zu implementieren. DEMUX 330 kann beispielsweise konfiguriert werden, um die Messungen M1 und M2 an die Decimatoren 340c und 340d zu leiten und die Messungen M3 und M4 an die Decimatoren 340a und 340b zu leiten. In solchen Ausführungsformen können Adder 360 und Divider 370 zusammenwirken, um ein Widerstandsverhältnis von R_REF / (R_REF + R_TH) anstatt R_TH / (R_TH + R_REF) zu berechnen. In einigen Ausführungsformen kann die Funktionalität von Adder 360 umgangen werden und ein Verhältnis von R_REF/R_TH oder R_TH/R_REF verwendet werden.
ABBIILDUNG 4 bildet ein Flussdiagramm eines exemplarischen Verfahrens 400 zur Messung der Temperatur entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung ab. In Schritt 402 kann ein erstes Stromsignal auf der Basis eines Widerstands eines Widerstands erzeugt werden. Puffer 100 kann beispielsweise einen differeztiellen Ausgangsstrom erzeugen, der auf dem Referenzwiderstand 106 basieren kann. In einigen Ausführungsformen kann der Puffer 100 in Schritt 402 auf einen ersten Polaritätszustand eingestellt werden. In Schritt 404 kann das erste Stromsignal in ein erstes digitales Ausgangssignal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 406 kann ein erstes komplementäres Stromsignal auf der Basis eines Widerstands eines Widerstands erzeugt werden. Die Polarität von Puffer 100 kann beispielsweise von einem ersten Polaritätszustand in einen zweiten Polaritätszustand geändert werden und Puffer 100 kann einen differenziellen Ausgangsstrom, der auf dem Referenzwiderstand 106 basiert, erzeugen. Dementsprechend kann ein Offsetstrom (z. B., I_AUS), der in Schritt 402 aufgetreten ist, mit einem äquivalenten Offset in Schritt 406 gepaart werden. In Schritt 408 kann das erste komplementäre Stromsignal in ein erstes komplementäres digitale Signal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 412 kann ein zweites Stromsignal auf der Basis eines Widerstands eines Thermistors erzeugt werden. Puffer 100 kann beispielsweise einen differenziellen Ausgangsstrom erzeugen, der auf dem Thermistor 105 basieren kann. In einigen Ausführungsformen kann sich der Puffer 100 in Schritt 412 in einem ersten Polaritätszustand befinden. In Schritt 414 kann das zweite Stromsignal in ein zweites digitales Ausgangssignal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 416 kann ein zweites komplementäres Stromsignal auf der Basis eines Widerstands des Thermistors erzeugt werden. Fie Polarität von Puffer 100 kann beispielsweise von einem ersten Polaritätszustand auf einen zweiten Polaritätszustand geändert werden und Puffer 100 kann einen differenziellen Ausgangsstrom, der auf dem Thermistor 105 basiert, erzeugen. Dementsprechend kann ein Offsetstrom (z. B., I_AUS), der in Schritt 412 aufgetreten ist, mit einem äquivalenten Offset in Schritt 416 gepaart werden. In Schritt 418 kann das zweite komplementäre Stromsignal in ein zweites komplementäres digitale Signal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 420 kann ein erster digitaler Wert entsprechend des Widerstands des Widerstands bestimmt werden. In einigen Ausführungsformen kann der erste digitale Wert auif dem ersten digitalen Signal und dem ersten komplementären digitalen Signal basieren. DEMUX 330 kann beispielsweise das erste digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 404 erzeugten Bits) an den Decimator 340a leiten. DEMUX 330 kann beispielsweise das erste komplementäre digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 408 erzeugten Bits) an den Decimator 340b leiten. Die Decimatoren 340a und 340b können die jeweils von ihnen empfangenen Signale in Multi-Bit-Werte umwandeln und diese Multi-Bit-Wert an den Offsetunterdrücker 350a senden. Der Offsetunterdrücker 350a kann die Ausgabe von Decimator 340b von der Ausgabe des Decimators 340a subtrahieren und einen digitalen Wert I_REF ausgeben, der vom Widerstand des Referenzwiderstands 106 abhängen kann.
In Schritt 422 kann ein zweiter digitaler Wert entsprechend des Widerstands des Thermistors bestimmt werden. In einigen Ausführungsformen kann der zweite digitale Wert auf dem zweiten digitalen Signal und dem zweiten komplementären digitalen Signal basieren. DEMUX 330 kann beispielsweise das zweite digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 414 erzeugten Bits) an den Decimator 340c leiten. Ebenso kann DEMUX 330 das zweite komplementäre digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 418 erzeugten Bits) an den Decimator 340d leiten. Die Decimatoren 340c und 340d können die jeweils von ihnen empfangenen Signale in Multi-Bit-Werte umwandeln und diese Multi-Bit-Wert an den Offsetunterdrücker 350b senden. Der Offsetunterdrücker 350b kann die Ausgabe von Decimator 340d von der Ausgabe des Decimators 340c subtrahieren und einen digitalen Wert I_TH ausgeben, der vom Widerstand des Thermistors 105 abhängen kann.
In Schritt 424 kann ein Widerstandsverhältnis auf der Basis des ersten digitalen Werts und des zweiten digitalen Werts berechnet werden. Zum Beispiel können Adder 360 und Divider 370 zusammenwirken, um den ersten digitalen Wert (z. B. I_REF) durch die Summe des ersten digitalen Werts (z. B. I_REF) und den zweiten digitalen Wert (z. B. I_TH) zu dividieren. Wie in den Gleichungen acht und neun oben dargestellt, kann ein Verhältnis wie I_REF / (I_REF + I_TH) einem Widerstandsverhältnis wie R_TH / (R_TH + R_REF) entsprechen.
In Schritt 426 kann ein Temperaturausgabewert auf der Basis des Widerstandsverhältnisses bestimmt werden. Die Wertekarte 380 kann beispielsweise eine Tabelle der potenziellen Widerstandsverhältnisse und der entsprechenden Temperaturausgabewerte enthalten. Das Widerstandsverhältnis aus Schritt 424 kann zum Nachschlagen des nächsten Eintrags für das Widerstandsverhältnis in der Tabelle verwendet werden und der entsprechende Temperaturausgabewert wird zurückgegeben.
Obwohl eine bestimmte Anzahl in Bezug auf Verfahren 400 durchzuführender Schritte offenlegt, kann das Verfahren mit mehr oder weniger als in dargestellten Schritten ausgeführt werden. Das Verfahren 400 kann beispielsweise nur mit den Schritten 406, 408, 416 und 418 ausgeführt werden. Zusätzlich, obwohl in Bezug auf Verfahren 400 eine bestimmte Reihenfolge der durchzuführenden Schritte offenlegt, können die in Verfahren 400 enthaltenen Schritte in einer geeigneten Reihenfolge durchgeführt werden. Beispielsweise können die Schritte 402 und 404 gleichzeitig auftreten.
zeigt ein Blockdiagramm, das ein kalibriertes Temperaturmesssystem 500 entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung abbildet. Das Temperaturmesssystem 500 kann ähnliche Komponenten beinhalten und ähnliche Messungen im Vergleich zum Temperaturmesssystem 300 durchführen. Das Temperaturmesssystem 500 kann zudem zusätzliche Komponenten beinhalten, die die Beschreibung eines On-Chip-Referenzwiderstands (z. B. Referenzwiderstand 506) und die Kalibrierung von Temperaturmessungen, die einen solchen On-Chip-Referenzwiderstand nutzen können, zur Verfügung stellen.
In einigen Ausführungsformen kann der Referenzwiderstand 506 ein On-Chip-Widerstand, der sich auf demselben Halbleiter-Chip wie die analoge Eingangsstufe 505 und die digitale Berechnungsstufe 515 befindet, sein. Der Referenzwiderstand kann beispielsweise eine Polysilikonstruktur, die sich auf einem Halbleiter-Chip befindet, umfassen und kann als „Polysilikon-Widerstand“ oder „Poly-Widerstand“ bezeichnet werden. Der Wert der Poly-Widerstände, wie Referenzwiderstand 506, kann auf Grund der Variation des Halbleiterprozesses von einem vorgegebenen Widerstandswert variieren. Der Wert eines Poly-Widerstands kann auf Grund einer Variation des Halbleiterprozessesbeispielsweise um bis zu plus/minus zehn Prozent variieren. Eine solche Variation kann mehr oder weniger von den Parametern eines bestimmten Halbprozesses abhängen.
Um die potenzielle Variation des Referenzwiderstands 506 zu berücksichtigen, kann das Temperaturmesssystem 500 konfiguriert werden, um den Referenzwiderstand 506 zu beschreiben und dann die Temperaturmessungen, die teilweise auf dem Referenzwiderstand 506 basieren, zu kalibrieren. Vor der Implementierung des Temperaturmesssystems 500 in ein Endprodukt, kann beispielsweise der Widerstand des Referenzwiderstands 506 mit dem Widerstand des hoch präzisen Testwiderstands 507 in einer Testumgebung verglichen werden. In einigen Ausführungsformen kann der Testwiderstand 507 konfiguriert werden, um einen Widerstand, der dem Sollwiderstand des Referenzwiderstands 506 entspricht, aufzuweisen. Wie nachstehend detaillierter beschrieben, kann eine Beschreibung des Widerstands 506 im Vergleich zum Widerstand des Testwiderstands 507 (z. B. der ideale Widerstand für den Referenzwiderstand 506) im Kalibriermodul 585 gespeichert werden. Die Beschreibung des Referenzwiderstands 506 kann dann genutzt werden, um Temperaturmessungen, die auf der Basis des Referenzwiderstands 506 und des Thermistors 105 in einem Endprodukt, das das Temperaturmesssystem 500 beinhaltet, durchgeführt werden, anzupassen.
Das Temperaturmesssystem 500 kann eine analoge Eingabestufe 505 beinhalten. Wie die analoge Eingabestufe 305, kann die analoge Eingabestufe 505 einen Puffer 100 und ein ADC 310 beinhalten. Da der Referenzwiderstand 506 ein On-Chip-Bauelement innerhalb der analogen Eingabestufe 505 sein kann, kann der Referenzwiderstand 506 direkt an die internen Multiplexer des Puffers 100 gekoppelt werden, ohne einen Pin zu nutzen. Während der Temperaturmessungen kann der Thermistor 105 an Pin 502 gekoppelt werden. Jedoch kann während einer Beschreibung von Referenzwiderstand 506 der Testwiderstand 507 kann Pin 502 anstatt an Thermistor 105 gekoppelt werden. Die Kopplung des Testwiderstands 507 an Pin 502 kann beispielsweise in einer Testumgebung auftreten, bevor das Temperaturmesssystem 500 in ein Produkt mit Thermistor 105 eingebaut wird.
Wenn der Testwiderstand 507 an Pin 502 gekoppelt ist, kann die analoge Eingangsstufe 505 eine Reihe Messungen in ähnlicher Weise wie ober für die analoge Eingangsstufe 305 beschrieben durchführen. Zudem können DEMUX 330, die Decimatoren 340a-d und die Offsetunterdrücker 350a-b diese Messungen in die Multi-Bit-Werte I_REF und I_TEST in einer ähnlichen Weise wie oben für die digitale Berechnungsstufe 315 beschrieben umwandeln.
Jeder der vier Decimatoren 340a-d kann beispielsweise konfiguriert werden, um den Strom digitaler Bits vom ADC 310 während einer von vier Messungen (z. B. Messungen M1 bis M4) zu empfangen. DEMUX 330 kann die Messung M1 zu Decimator 340a, Messung M2 zu Decimator 340b, Messung M3 zu Decimator 340c und Messung M4 zu Decimator 340d leiten. Die Messungen M1 und M2 können komplementäre Messungen des Referenzwiderstands 506 beinhalten. Die Messung M1 kann beispielsweise den Bitstrom vom ADC 310 während einer ersten Zeitperiode beinhalten, wenn Puffer 100 den Widerstand des Referenzwiderstands 506 abtastet, während er sich in einem ersten Polaritätszustand befindet. Die Messung M2 kann beispielsweise den Bitstrom vom ADC 310 während einer zweiten Zeitperiode beinhalten, wenn Puffer 100 den Widerstand des Referenzwiderstands 506 abtastet, während er sich in einem zweiten Polaritätszustand befindet. Ebenso können die Messungen M3 und M4 komplementäre Messungen des Testwiderstands 507 beinhalten. Die Messung M3 kann beispielsweise den Bitstrom vom ADC 310 während einer dritten Zeitperiode beinhalten, wenn Puffer 100 den Widerstand des Testwiderstands 507 abtastet, während er sich in einem ersten Polaritätszustand befindet. Zusätzlich kann die Messung M4 den Bitstrom vom ADC 310 während einer vierten Zeitperiode beinhalten, wenn Puffer 100 den Widerstand des Testwiderstands 507 abtastet, während er sich in einem zweiten Polaritätszustand befindet.
Der Offsetunterdrücker 350a kann dann die Ausgaben der Decimatoren 340a und 340b kombinieren und kann einen Multi-Bit-Wert I_REF ausgeben, der dem Widerstand des Referenzwiderstands 506 entsprechen kann. Ebenso kann der Offsetunterdrücker 350b die Ausgaben der Decimatoren 340c und 340d kombinieren und kann einen Multi-Bit-Wert I_TEST ausgeben, der dem Widerstand des Testwiderstands 507 entsprechen kann. Während der Beschreibung kann die Funktionalität von Adder 360 umgangen werden. I_TEST kann beispielsweise über Weg 565 direkt an den Divider 570 geleitet werden. I_REF kann ebenfalls direkt an den Divider 570 geleitet werden. Da I_TEST und I_REF inverse proportional zu den jeweiligen Widerständen des Testwiderstands 507 und des des Referenzwiderstands 506 sein können, kann ein Stromverhältnis wie I_TEST / I_REF einem Widerstandsverhältnis wie R_REF / R_TEST entsprechen.
In einigen Ausführungsformen kann der Testwiderstand 507 einen hoch präzisen Widerstand aufweisen, der in etwa dem vorgegebenen idealen Widerstand des Referenzwiderstands 506 entspricht. Dementsprechend kann Divider 570 ein Beschreibungsverhältnis zwischen dem tatsächlichen Widerstand des Referenzwiderstands 506 (z. B. R_REF) und dem idealen Widerstand für Referenzwiderstand 506 (z. B. R_TEST) berechnen. Ein solches Beschreibungsverhältnis kann als γ = R_REF / R_TEST ausgedrückt werden. Die Beschreibungsdaten des Widerstands können in einem Speicher gespeichert werden. Das Verhältnis von RREF dividiert durch R_TEST kann beispielsweise im Kalibriermodul 585 gespeichert werden. In einigen Ausführungsformen können die zur Berechnung des Widerstandsverhältnisses genutzten Daten im Kalibriermodul 585 zusätzlich zum oder anstelle des Beschreibungsverhältnisses gespeichert werden. In solchen Ausführungsformen können die gespeicherten Beschreibungsdaten zu einem späteren Zeitpunkt (z. B. während einer Temperaturmessung) zur Berechnung des Beschreibungsverhältnisses genutzt werden. Das Kalibriermodul 585 kann jede Art eines nichtflüchtigen Speichers beinhalten. Das Kalibriermodul 585 kann eine Vielzahl digitaler Sicherungen beinhalten, die physisch eingebrannt sein können. In einigen Ausführungsformen kann das Kalibriermodul 585 eine Vielzahl EEPROM-Bits beinhalten, die elektronisch programmiert sein können. Dementsprechend kann das Verhältnis von RREF dividiert durch R_TEST für die Wertekarte 580 während der folgenden Temperaturmessungen bereitgestellt werden.
Nach der Durchführung einer Beschreibung kann der Testwiderstand 507 von Pin 502 abgekoppelt und der Thermistor 105 an Pin 502 angekoppelt werden. Das Temperaturmesssystem 500 kann dann Messungen des Referenzwiderstands 506 und des Thermistors 105 in ähnlicher Weise wie oben unter Bezugnahme auf für Thermistor 105 und Referenzwiderstand 106 beschrieben durchführen. Die analoge Eingangsstufe 505 kann beispielsweise zwei Messungen mit gegensätzlichen Polaritäten des Puffers 100 für den Referenzwiderstand 506 und zwei Messungen mit gegensätzlichen Polaritäten des Puffers 100 für Thermistor 105 durchführen. DEMUX 330, die Decimatoren 340a-d und die Offsetunterdrücker 350a-b können diese Messungen dann in einen digitalen Multi-Bit-Wert, der dem Widerstand des Thermistors 105 (z. B. I_TH) entspricht, un einen digitalen Multi-Bit-Wert, der dem Widerstand des Referenzwiderstands 506 (z. B. I_REF) entspricht, umwandeln- Ähnlich der obigen Beschreibung mit Bezug auf die Gleichungen acht und neun können Adder 360 und Divider 370 dann zusammenwirken, um ein Widerstandsverhältnis zu kalkulieren, das durch folgende Formel abgebildet werden kann: $Γ_{ist} = R_{REF} / (R_{REF} + R_{REF});$
wobei Γ_ist das berechnete tatsächliche Widerstandsverhältnis, RREF den tatsächlichen Widerstand des Referenzwiderstands 506, and R_TH den Widerstand von Thermistor 105 darstellen kann. Das tatsächliche Widerstandsverhältnis Γ_ist kann dann für die Wertekarte 580 bereitgestellt werden.
zeigt ein Blockdiagramm einer Wertekarte 580 entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung. Ähnlich der Wertekarte 380 kann die Wertekarte 580 eine Tabelle 582 beinhalten, die Einträge für die Widerstandsverhältnisse und die entsprechenden Temperaturwerte enthalten kann, die auf bekannten Eigenschaften des Thermistors 105 basieren. Die Einträge für die Widerstandsverhältnisse und die Temperaturwerte in Tabelle 582 können ebenfalls auf dem idealen vorgesehenen Widerstand des Referenzwiderstands 506 basieren, der keine Prozessvariationen, die den tatsächlichen Widerstand des Referenzwiderstands 506 verändert haben können, berücksichtigt. Dementsprechend können die Einträge für die Widerstandsverhältnisse in Tabelle 582 als die idealen Widerstandsverhältnisse (Γ_ideal) bezeichnet werden. Die Wertekarte 580 kann ebenfalls den Widerstandsverhältnis-Umwandler 584 beinhalten, der zur Berechnung der tatsächlichen Widerstandsverhältnisse (Γ_ist) auf folgender Basis konfiguriert sein kann: (i) das ideale Widerstandsverhältnis (Γ_ideal); und (ii) das Widerstandsbeschreibungsverhältnis (γ).
Wie in der folgenden Gleichungsserie dargestellt, kann Γ_ist als Funktion von Γ_ideal und γ bestimmt werden. $Γ_{ist} = R_{REF} / (R_{REF} + R_{TH});$
Gleichung elf kann wie folgt umgeschrieben werden: $Γ_{ist} = 1 / (1 + (R_{REF} + R_{TH}));$
Die Lösung für das Verhältnis der tatsächlichen Widerstände kann Folgendes ergeben: $R_{TH} {/R}_{REF} = (1 / Γ_{ist}) - 1;$
Da der ideale Widerstand für RREF der Widerstand von R_TEST sein kann, kann das ideale Widerstandsverhältnis in einer ähnlichen Weise wie Gleichung dreizehn ausgedrückt werden: $R_{TH} {/R}_{TEST} = (1 / Γ_{ideal}) - 1;$
Die Multiplikation beider Seiten der Gleichung vierzehn mit (1/ γ) kann zu folgendem Ergebnis führen: $R_{TH} / (γ * R_{TEST}) = (1 / Γ_{ideal}) - 1 / γ;$
Setzt man R_REF = γ * R_TEST in Gleichung vierzehn ein, kann folgendes Ergebnis eintreten: $R_{TH} {/R}_{REF} = ((1 / Γ_{ideal}) - 1) / γ;$
Und durch Einsetzen der Gleichung sechzehn in Gleichung zwölf kann die folgende Gleichung für Γ_ist als Funktion von Γ_ideal und γ entstehen: $Γ_{ist} = 1 / (1 + (((1 / Γ_{ideal}) - 1) / γ))$
In einigen Ausführungsformen kann der Widerstandsverhältnis-Umwandler 584 einen Wert von Γ_ist für jeden Eintrag in Tabelle 582 berechnen. Dementsprechend kann die kalibrierte Tabelle 586 einen Γ_aist-Wert und einen entsprechenden Temperaturwert für jeden Temperaturwert, der in Tabelle 582 enthalten sein kann, beinhalten. Wenn die Wertekarte 580 ein Widerstandsverhältnis von Divider 570 enthält, kann die Wertekarte 580 den nächstgelegenen (Γ_ist)-Eintrag in der kalibrierten Tabelle 586 bestimmen und den entsprechenden Temperaturausgabewert zurückgeben. Die Auflösung der Temperaturmessungen kann von der Anzahl der (Γ_ist)-Werte in der kalibrierten Tabelle 586 abhängen. Die kalibrierte Tabelle 586 kann beispielsweise einhundertsechzehn Einträge beinhalten, um eine Auflösung von einem Grad Celsius in einem Bereich von fünfundachtzig Grad Celsius bis minus dreißig Grad Celsius zu liefern.
In einigen Ausführungsformen kann die Wertekarte 580 konfiguriert werden, um einen Temperaturwert auf der Basis von zwei oder mehr Einträgen in der kalibrierten Tabelle 586 zu interpolieren. Wenn ein Widerstandsverhältnis beispielsweise zwischen zwei Γ_ist-Werten in Tabelle 586 liegt, kann die Wertekarte 580 eine Temperatur berechnen und ausgeben, die zwischen den entsprechenden Temperaturwerten für die beiden Tabelleneinträge liegt. In einigen Ausführungsformen kann die Wertekarte 580 einen Algorithmus anstelle einer Tabelle mit Widerstandsverhältnissen und den entsprechenden Temperaturwerten beinhalten. Für solche Ausführungsformen kann die Wertekarte 380 eine Temperaturausgabe auf der Basis des tatsächlichen Widerstandsverhältnisses, des Widerstands-Beschreibungsverhältnisses und bekannten Eigenschaften des Thermistors 105 berechnen und ausgeben.
Die Beschreibung des On-Chip-Referenzwiderstands 506 und die Kalibrierung der Temperaturmessungen, die auf dem Referenzwiderstand 506 basieren können, können dafür sorgen, dass Fehler der Referenzwiderstands minimiert und damit die Kosten gesenkt werden. Zum Beispiel können die monetären Kosten eines externen Referenzwiderstands mit einem Prozent Genauigkeit erheblich höher sein als die monetären Kosten des inkrementellen Halbleiterbereichs, der zum Einbau des Referenzwiderstands 506 auf demselben Chip wie die analoge Eingabestufe 505 und/oder die digitale Berechnungsstufe 515 genutzt wird. Zudem kann die Kalibrierung der Temperaturmessungen mit den Beschreibungsdaten für den Referenzwiderstand 506 zu einer höheren Genauigkeit (z. B. 0,1%) führen als es mit beispielsweise einem ein Prozent Off-Chip Referenzwiderstand möglich wäre. Zusätzlich kann der On-Chip-Einbau des Referenzwiderstands 506 die Anzahl der für eine bestimmte Anwendung, die ein Temperaturmesssystem beinhaltet, benötigten Pins senken. Dementsprechend können die Kosten für die Halbleiterkonfektionierung reduziert und die Komplexität eines Leiterplattenlayouts für eine Anwendung einschließlich des Temperaturmesssystems 500 vereinfacht werden.
bildet ein Flussdiagramm eines exemplarischen Verfahrens 700 zur Kalibrierung eines Temperaturmesssystems 500 entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung ab.
In Schritt 702 kann ein erstes Stromsignal auf der Basis eines Widerstands eines Referenzwiderstands erzeugt werden. Puffer 100 kann beispielsweise einen differenziellen Ausgangsstrom erzeugen, der auf dem Referenzwiderstand 506 basieren kann. In einigen Ausführungsformen kann sich der Puffer 100 in Schritt 702 in einem ersten Polaritätszustand befinden. In Schritt 704 kann das erste Stromsignal in ein erstes digitales Ausgangssignal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 706 kann ein erstes komplementäres Stromsignal auf der Basis eines Widerstands eines Referenzwiderstands erzeugt werden. Die Polarität von Puffer 100 kann beispielsweise von einem ersten Polaritätszustand in einen zweiten Polaritätszustand geändert werden und Puffer 100 kann einen differenziellen Ausgangsstrom, der auf dem Referenzwiderstand 506 basiert, erzeugen. Dementsprechend kann ein Offsetstrom (z. B., I_AUS), der in Schritt 702 aufgetreten ist, mit einem äquivalenten Offset in Schritt 706 gepaart werden. In Schritt 708 kann das erste komplementäre Stromsignal in ein erstes komplementäres digitale Signal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 712 kann ein zweites Stromsignal auf der Basis eines Widerstands eines Testwiderstands erzeugt werden. Puffer 100 kann beispielsweise einen differenziellen Ausgangsstrom erzeugen, der auf dem Testwiderstand 507 basieren kann. In einigen Ausführungsformen kann sich der Puffer 100 in Schritt 712 in einem ersten Polaritätszustand befinden. In Schritt 714 kann das zweite Stromsignal in ein zweites digitales Ausgangssignal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 716 kann ein erstes komplementäres Stromsignal auf der Basis eines Widerstands des Testwiderstands erzeugt werden. Die Polarität von Puffer 100 kann beispielsweise on einem ersten Polaritätszustand in einen zweiten Polaritätszustand geändert werden und Puffer 100 kann einen differenziellen Ausgangsstrom, der auf dem Testwiderstand 507 basiert, erzeugen. Dementsprechend kann ein Offsetstrom (z. B., I_AUS), der in Schritt 712 aufgetreten ist, mit einem äquivalenten Offset in Schritt 716 gepaart werden. In Schritt 718 kann das zweite komplementäre Stromsignal in ein zweites komplementäres digitale Signal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 720 kann ein erster digitaler Wert entsprechend des Widerstands des Referenzwiderstands bestimmt werden. In einigen Ausführungsformen kann der erste digitale Wert auif dem ersten digitalen Signal und dem ersten komplementären digitalen Signal basieren. DEMUX 330 kann beispielsweise das erste digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 704 erzeugten Bits) an den Decimator 340a leiten. DEMUX 330 kann beispielsweise das erste komplementäre digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 708 erzeugten Bits) an den Decimator 340b leiten. Die Decimatoren 340a und 340b können die jeweils von ihnen empfangenen Signale in Multi-Bit-Werte umwandeln und diese Multi-Bit-Wert an den Offsetunterdrücker 350a senden. Der Offsetunterdrücker 350a kann die Ausgabe von Decimator 340b von der Ausgabe des Decimators 340a subtrahieren und einen digitalen Wert (z. B. I_REF) ausgeben, der vom Widerstand des Referenzwiderstands 506 abhängen kann.
In Schritt 722 kann ein zweiter digitaler Wert entsprechend des Widerstands des Testwiderstands bestimmt werden. In einigen Ausführungsformen kann der zweite digitale Wert auf dem zweiten digitalen Signal und dem zweiten komplementären digitalen Signal basieren. DEMUX 330 kann beispielsweise das zweite digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 714 erzeugten Bits) an den Decimator 340c leiten. Ebenso kann DEMUX 330 das zweite komplementäre digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 718 erzeugten Bits) an den Decimator 340d leiten. Die Decimatoren 340c und 340d können die jeweils von ihnen empfangenen Signale in Multi-Bit-Werte umwandeln und diese Multi-Bit-Wert an den Offsetunterdrücker 350b senden. Der Offsetunterdrücker 350b kann die Ausgabe von Decimator 340d von der Ausgabe des Decimators 340c subtrahieren und einen digitalen Wert und kann einen digitalen Wert (z. B. I_TEST) ausgeben, der vom Widerstand des Testwiderstands 507 abhängen kann.
In Schritt 724 kann ein Widerstands-Beschreibungsverhältnis auf der Basis des ersten digitalen Werts und des zweiten digitalen Werts berechnet werden. Divider 370 kann beispielsweise den zweiten digitalen Wert (z. B. I_TEST) durch den ersten digitalen Wert (z. B. I_REF) dividieren, um einen Wert zu erhalten, der dem Verhältnis des Widerstands des Referenzwiderstands 506 dividiert durch Testwiderstand 507 (z. B. R_REF / R_TEST) entspricht. Ähnlich der obigen Beschreibung und unter Bezugnahme auf Gleichung sieben, kann die Division eines digitalen Werts (z. B. I_TEST) durch einen anderen digitalen Wert (z. B. I_REF) das Spannungsoffset des Verstärkers 120 in Puffer 100 annullieren. In Schritt 726 kann das Widerstand-Beschreibungsverhältnis in einem Speicher gespeichert werden. In einigen Ausführungsformen kann der Speicher ein nichtflüchtiger Speicher sein und das gespeicherte Widerstand-Beschreibungsverhältnis kann dem Temperaturmesssystem 500 während der später durchgeführten Temperaturmessungen zur Verfügung gestellt werden.
Obwohl eine bestimmte Anzahl in Bezug auf Verfahren 700 durchzuführender Schritte offenlegt, kann das Verfahren mit mehr oder weniger als in dargestellten Schritten ausgeführt werden. Das Verfahren 700 kann beispielsweise nur mit den Schritten 706, 708, 716 und 718 ausgeführt werden. Zusätzlich, obwohl in Bezug auf Verfahren 700 eine bestimmte Reihenfolge der durchzuführenden Schritte offenlegt, können die in Verfahren 700 enthaltenen Schritte in einer geeigneten Reihenfolge durchgeführt werden. Beispielsweise können die Schritte 702 und 704 gleichzeitig auftreten.
bildet ein Flussdiagramm eines exemplarischen Verfahrens 800 zur Messung der Temperatur entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung ab.
In Schritt 802 kann ein erstes Stromsignal auf der Basis eines Widerstands eines Widerstands erzeugt werden. Puffer 100 kann beispielsweise einen differenziellen Ausgangsstrom erzeugen, der auf dem Referenzwiderstand 506 basieren kann. In einigen Ausführungsformen kann sich der Puffer 100 in Schritt 802 in einem ersten Polaritätszustand befinden. In Schritt 804 kann das erste Stromsignal in ein erstes digitales Ausgangssignal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 806 kann ein erstes komplementäres Stromsignal auf der Basis eines Widerstands eines Widerstands erzeugt werden. Die Polarität von Puffer 100 kann beispielsweise von einem ersten Polaritätszustand in einen zweiten Polaritätszustand geändert werden und Puffer 100 kann einen differenziellen Ausgangsstrom, der auf dem Referenzwiderstand 506 basiert, erzeugen. Dementsprechend kann ein Offsetstrom (z. B., I_AUS), der in Schritt 802 aufgetreten ist, mit einem äquivalenten Offset in Schritt 806 gepaart werden. In Schritt 808 kann das erste komplementäre Stromsignal in ein erstes komplementäres digitale Signal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 812 kann ein zweites Stromsignal auf der Basis eines Widerstands eines Thermistors erzeugt werden. Puffer 100 kann beispielsweise einen differenziellen Ausgangsstrom erzeugen, der auf dem Thermistor 105 basieren kann. In einigen Ausführungsformen kann sich der Puffer 100 in Schritt 812 in einem ersten Polaritätszustand befinden. In Schritt 814 kann das zweite Stromsignal in ein zweites digitales Ausgangssignal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 816 kann ein zweites komplementäres Stromsignal auf der Basis eines Widerstands des Thermistors erzeugt werden. Die Polarität von Puffer 100 kann beispielsweise von einem ersten Polaritätszustand in einen zweiten Polaritätszustand geändert werden und Puffer 100 kann einen differenziellen Ausgangsstrom, der auf dem Thermistor 105 basiert, erzeugen. Dementsprechend kann ein Offsetstrom (z. B., I_AUS), der in Schritt 812 aufgetreten ist, mit einem äquivalenten Offset in Schritt 816 gepaart werden. In Schritt 818 kann das zweite komplementäre Stromsignal in ein zweites komplementäres digitale Signal umgewandelt werden. ADC 310 kann beispielsweise ein Sigma-Delta-ADC sein und kann den differenziellen Ausgangsstrom von Puffer 100 in einen Strom digitaler Bits umwandeln.
In Schritt 820 kann ein erster digitaler Wert entsprechend des Widerstands des Referenzwiderstands bestimmt werden. In einigen Ausführungsformen kann der erste digitale Wert auif dem ersten digitalen Signal und dem ersten komplementären digitalen Signal basieren. DEMUX 330 kann beispielsweise das erste digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 804 erzeugten Bits) an den Decimator 340a leiten. DEMUX 330 kann beispielsweise das erste komplementäre digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 808 erzeugten Bits) an den Decimator 340b leiten. Die Decimatoren 340a und 340b können die jeweils von ihnen empfangenen Signale in Multi-Bit-Werte umwandeln und diese Multi-Bit-Wert an den Offsetunterdrücker 350a senden. Der Offsetunterdrücker 350a kann die Ausgabe von Decimator 340b von der Ausgabe des Decimators 340a subtrahieren und einen digitalen Wert (z. B. I_REF) ausgeben, der dem Widerstand des Referenzwiderstands 506 entspricht.
In Schritt 822 kann ein zweiter digitaler Wert entsprechend des Widerstands des Thermistors bestimmt werden. In einigen Ausführungsformen kann der zweite digitale Wert auf dem zweiten digitalen Signal und dem zweiten komplementären digitalen Signal basieren. DEMUX 330 kann beispielsweise das zweite digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 814 erzeugten Bits) an den Decimator 340c leiten. Ebenso kann DEMUX 330 das zweite komplementäre digitale Signal (z. B. den Strom der vom ADC 310 in Schritt 818 erzeugten Bits) an den Decimator 340d leiten. Die Decimatoren 340c und 340d können die jeweils von ihnen empfangenen Signale in Multi-Bit-Werte umwandeln und diese Multi-Bit-Wert an den Offsetunterdrücker 350b senden. Der Offsetunterdrücker 350b kann die Ausgabe von Decimator 340d von der Ausgabe des Decimators 340c subtrahieren und einen digitalen Wert (z. B. I_TH) ausgeben, der dem Widerstand des Thermistors 105 entspricht.
In Schritt 824 kann ein Widerstandsverhältnis auf der Basis des ersten digitalen Werts und des zweiten digitalen Werts berechnet werden. Zum Beispiel können Adder 360 und Divider 370 zusammenwirken, um den ersten digitalen Wert (z. B. I_REF) durch die Summe des ersten digitalen Werts (z. B. I_REF) und den zweiten digitalen Wert (z. B. I_TH) zu dividieren. Ähnlich der obigen Beschreibung und unter Bezugnahme auf Gleichung sieben, kann die Division eines digitalen Werts (z. B. I_REF) durch die Summe des ersten digitalen Werts (z. B. I_REF) und des zweiten digitalen Werts (z. B. I_TH) das Spannungsoffset des Verstärkers 120 in Puffer 100 annullieren. Wie in den Gleichungen acht und neun dargestellt, kann ein solches Verhältnis der Stromwerte einem Widerstandsverhältnis entsprechen, einschließlich der jeweiligen Widerstände des Referenzwiderstands 506 und des Thermistors 105. In Schritt 826 kann ein Temperaturausgabewert auf der Basis des Widerstandsverhältnisses und des Widerstand-Beschreibungsverhältnisses bestimmt werden.
Obwohl eine bestimmte Anzahl in Bezug auf Verfahren 800 durchzuführender Schritte offenlegt, kann das Verfahren 800 mit mehr oder weniger als in dargestellten Schritten ausgeführt werden. Das Verfahren 800 kann beispielsweise nur mit den Schritten 806, 808, 816 und 818 ausgeführt werden. Zusätzlich, obwohl in Bezug auf Verfahren 800 eine bestimmte Reihenfolge der durchzuführenden Schritte offenlegt, können die in Verfahren 800 enthaltenen Schritte in einer geeigneten Reihenfolge durchgeführt werden. Beispielsweise können die Schritte 802 und 804 gleichzeitig auftreten.
zeigt ein schematisches Diagramm eines Current-Mode-Puffers 900 entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung. Puffer 900 kann eine Eingabestufe für ein System, das nachstehend detaillierter und unter Bezugnahme auf beschrieben wird, zur Spannungsmessung konfiguriert werden kann.
Puffer 900 kann eine Gleichtakt-Spannungsreferenz (V_CM), einen Verstärker 920, die PMOS-Transistoren 130, 132, 134, die NMOS-Transistoren 140, 142, 144 sowie den Schalter 112 und den Schalter 912 beinhalten. Puffer 100 kann konfiguriert werden, um eine Spannung abzutasten und einen Strom, der auf der abgetasteten Spannung basieren kann, auszugeben. In einigen Ausführungsformen kann der Ausgangsstrom proportional zur abgetasteten Spannung sein.
In einigen Ausführungsformen kann der Verstärker 920 einen negativen Eingang, der mit einem aus einer Vielzahl Spannungseingänge gekoppelt ist, besitzen. Der negative Eingang des Verstärkers 920 kann beispielsweise über Schalter 912 an einen aus V_CM und V_X gekoppelt sein. In einem ersten Zustand kann Schalter 912 V_CM an den Verstärker 920 koppeln, und in einem zweiten Zustand kann Schalter 912 V_X an Verstärker 920 koppeln. Der Ausgang von Verstärker 920 kann an den Rückkoppelknoten 125 gekoppelt werden, der das Gate von PMOS 130 steuert. PMOS 130 kann wiederum einen Rückkopplungsstrom (I_FB) an Widerstand 906 leiten, der an den positiven Eingang des Verstärkers 920 gekoppelt ist. In einigen Ausführungsformen kann Widerstand 906 ein Off-Chip-Bauelement sein und in einigen Ausführungsformen kann der Widerstand 906 ein On-Chip-Bauelement sein, das sich auf demselben Halbleiter-Chip befindet wie Puffer 900. Die von PMOS 130 gebildete Rückkopplungsschleife kann einen Rückkopplungsstrom steuern, der ausreicht, um die Spannung am positiven Eingang auf einen der an den negativen Eingang des Verstärkers 920 gekoppelten Spannung äquivalenten Wert zu zwingen. Dementsprechend, wenn V_CM an den negativen Eingang von Verstärker 920 gekoppelt ist, kann der Rückkopplungsstrom als I_FB = V_CM / R₉₀₆ ausgedrückt werden, wobei R₉₀₆ der Widerstand des Widerstands 906 ist. Ebenso, wenn V_x an den negativen Eingang von Verstärker 920 gekoppelt ist, kann der Rückkopplungsstrom als I_FB = V_x / R₉₀₆ ausgedrückt werden. In einigen Ausführungsformen kann Puffer 900 konfiguriert werden, um einen Ausgangsstrom in ähnlicher Weise wie oben unter Bezugnahme auf für Puffer 100 zu erzeugen. PMOS 132 kann beispielsweise konfiguriert werden, um PMOS 130 in einem geeigneten Verhältnis zu spiegeln und damit einen asymmetrischen Ausgangsstrom I_AUS, der proportional zu I_FB sein kann, zu erzeugen. In einigen Ausführungsformen kann PMOS 130 an Schalter 112 gekoppelt sein, der I_AUS an einen der beiden Ausgangsknoten leitet. Wenn sich der Schalter 112 beispielsweise im ersten Zustand befindet, kann Schalter 112 I_AUS an den positiven Ausgangsknoten 954 leiten. Wenn sich Schalter 112 in einem zweiten Zustand befindet, kann Schalter 112 I_AUS an einen negativen Ausgangsknoten 952 leiten.
In einigen Ausführungsformen kann Puffer 900 konfiguriert werden, um den asymmetrischen Ausgangsstrom I_AUS in einen differenziellen Ausgangsstrom durch Senken eines Strom auf die Hälfte I_AUS vom positive Ausgangsknoten 954 und dem negativen Ausgangsknoten 952 umzuwandeln. PMOS 134 kann beispielsweise konfiguriert werden, um PMOS 130 zu spiegeln, jedoch zur Hälfte des Verhältnisses, mit dem PMOS 132 PMOS 130 spiegeln kann. Dementsprechend kann PMOS 132 einen asymmetrischen Strom, der der Hälfte I_AUS entspricht, erzeugen. NMOS 140 kann konfiguriert werden, um die Hälfte des I_AUS-Stroms anzunehmen. NMOS 140 kann ein Selbst-Bias sein (d.h., es ist ein Gate an sein Drain gekoppelt) und kann einen Gate-Bias für NMOS 142 und NMOS 144 erzeugen. NMOS 142 und NMOS 144 können ein an das Gate von NMOS 140 gekoppeltes Gate besitzen und können auf dieselbe Größe wie NMOS 140 konfiguriert werden. Dementsprechend können NMOS 142 und NMOS 144 konfiguriert werden, um den halben I_AUS-Strom von NMOS 140 zu spiegeln. In einigen Ausführungsformen kann NMOS 142 einen an den negativen Ausgangsknoten 952 gekoppelten Drain besitzen und NMOS 144 kann einen mit dem positiven Ausgangsknoten 154 gekoppelten Drain aufweisen. Daher kann NMOS 142 einen Strom von in etwa der Hälfte von I_AUS vom negativen Ausgangsknoten 952 abziehen und NMOS 144 kann einen Strom von in etwa der Hälfte von I_AUS vom positiven Ausgangsknoten 954 abziehen.
Zusätzlich zum Wechsel der Ausgabepolarität von Puffer 900 durch Wechseln des Zustands von Schalter 112, kann Puffer 900 konfiguriert werden, um die Eingangspolarität durch Wechsel des Eingangspolaritätszustands von Verstärker 920 zu wechseln. Die wechselnden Polaritätszustände von Verstärker 920 werden nachstehend unter Bezugnahme auf detaillierter beschrieben.
zeigt ein schematisches Diagramm eines Verstärkers 920 entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung. Der Verstärker 920 kann einen positiven Eingang (V_IN ⁺), einen negativen Eingang (V_IN ^-), die Stromquellen 931 und 932, die Schalter 913a-d, ein Differenzpaar gebildet aus PMOS 933 und PMOS 934, ein Paar gepaarter Transistoren gebildet aus NMOS 935 und NMOS 936, und eine zweite Stufe gebildet aus NMOS 937 und Miller-Kondensator 938 beinhalten.
In einigen Ausführungsformen kann der Verstärker 920 konfiguriert werden, um die Polaritätszustände auf der Basis des Zustands der Schalter 913a-d zu wechseln. Zum Beispiel können PMOS 933 und PMOS 934 als ein Differenzpaar der Eingangsstufe, das von der Stromquelle 931 vorgespannt wird, konfiguriert werden. In einem ersten Polaritätszustand von Verstärker 920 kann V_IN ⁺ über den Schalter 913a an das Gate von PMOS 933 gekoppelt werden, und V_IN ^- kann über Schalter 913b an das Gate von PMOS 934 gekoppelt werden. Das Drain von PMOS 933 kann an das Drain von NMOS 935 gekoppelt werden. Ebenso kann das Drain von PMOS 934 kann an das Drain von NMOS 936 gekoppelt werden. In einem ersten Polaritätszustand kann Schalter 913d das Drain von NMOS 936 an das Gate von NMOS 936 und das Gate von NMOS 935 koppeln, wodurch NMOS 936 ein Selbst-Bias-Bauelemente wird, das auch NMOS 935 vorspannt. Dementsprechend kann der Ausgang der ersten Stufe der Knoten, der das Drain von PMOS 933 und das Drain von NMOS 935 koppelt, sein. Die erste Stufe des Ausgangsknotens kann wiederum in der zweiten Stufe des Verstärkers 920 durch Schalter 913c an das Gate NMOS 937 gekoppelt werden. Das Drain von NMOS 937 kann an die Stromquelle 932 am Ausgangsknoten (AUS) des Verstärkers 920 gekoppelt werden.
In einem zweiten Polaritätszustand des Verstärkers 920 kann der Zustand eines jeden der Schalter 913a-d in einen zweiten Zustand gewechselt werden. V_IN ^- kann beispielsweise über den Schalter 913a an das Gate von PMOS 933 gekoppelt werden, und V_IN ⁺ kann über Schalter 913b an das Gate von PMOS 934 gekoppelt werden. Das Drain von PMOS 933 kann an das Drain von NMOS 935 gekoppelt werden. Ebenso kann das Drain von PMOS 934 kann an das Drain von NMOS 936 gekoppelt werden. Im zweiten Polaritätszustand kann Schalter 913d das Drain von NMOS 935 an das Gate von NMOS 935 und das Gate von NMOS 936 koppeln, wodurch NMOS 935 ein Selbst-Bias-Bauelemente wird, das auch NMOS 936 vorspannt. Dementsprechend kann der Ausgang der ersten Stufe der Knoten, der das Drain von PMOS 934 und das Drain von NMOS 936 koppelt, sein. Die erste Stufe des Ausgangsknotens kann wiederum in der zweiten Stufe des Verstärkers 920 durch Schalter 913c an NMOS 937 gekoppelt werden. Das Drain von NMOS 937 kann an die Stromquelle 932 am Ausgangsknoten (AUS) des Verstärkers 920 gekoppelt werden. Der Miller-Kondensator 938 kann vom Gate von NMOS 937 an das Drain von NMOS 937 gekoppelt werden und kann einen Wert, der die Transitfrequenz und die Phasenreserve des Verstärkers 920 sowohl im ersten Polaritätszustand als auch im zweiten Polaritätszustand bestimmt, besitzen.
Unter Rückbezugnahme auf , kann Puffer 900 jeweils in einem von vier potenziellen Zuständen arbeiten. Der Ausgangsschalter 112 kann beispielsweise entweder im ersten oder im zweiten Ausgangsschalterzustand arbeiten. Für die Zwecke der vorliegenden Offenlegung kann der Wechsel von Ausgangsschalter 112 hierin als Wechsel der Ausgangspolarität von Puffer 900 bezeichnet werden. Zusätzlich kann Verstärker 920 entweder im ersten oder im zweiten Polaritätszustand arbeiten. Für die Zwecke der vorliegenden Offenlegung, kann der Wechsel des Polaritätszustands von Verstärker 920 hierin als Wechsel der Eingaspolarität von Puffer 900 bezeichnet werden. Mit den beiden Eingangspolaritätszuständen und den beiden Ausgangspolaritätszuständen kann Puffer 900 in einem von vier potenziellen Zuständen arbeiten. Zudem kann der Ausgangsschalter 912 entweder V_CM oder V_X an den negativen Eingang des Verstärkers 920 koppeln. Dementsprechend kann Puffer 900 während der Messung von V_CM in einem von jeweils vier Zuständen arbeiten und einem von jeweils vier Zuständen während der Messung von V_x für insgesamt acht eindeutigen Current-Mode-Messungen. Die Verwendung von diesen acht Messungen, um (i) alle in Puffer 900 oder nach Puffer 900 aufgetretenen Offsets zu annullieren und (ii) einen Wert von V_X auf der Basis eines bekannten Werts für V_CM zu berechnen, wird nachstehend unter Bezugnahme auf detaillierter beschrieben.
zeigt ein Blockdiagramm, das ein Spannungsmesssystem 950 entsprechend den Inhalten der vorliegenden Offenlegung abbildet. Das Spannungsmesssystem 950 kann eine analoge Eingabestufe 955 und eine digitale Berechnungsstufe 956 beinhalten. In einigen Ausführungsformen können die analoge Eingabestufe 955 und die digitale Berechnungsstufe 956 auf einem einzelnen Halbleiterchip vorhanden sein. In einigen Ausführungsformen kann der Widerstand 906 der analogen Eingabestufe 955 auf demselben Halbleiter-Chip wie andere Teile der analogen Eingangsstufe 955 vorhanden sein und in einigen Ausführungsformen kann der Widerstand 906 eine externe Komponente sein.
Die analoge Eingangsstufe 955 kann Puffer 900 und ADC 310 beinhalten. Wie oben beschrieben, kann Puffer 900 konfiguriert werden, um ein differenzielles Stromsignal, das proportional zu einem ausgewählten von V_X und V_CM sein kann, auszugeben. Zudem kann Puffer 900, wie oben beschrieben, zwischen zwei Eingangspolaritätszuständen und zwei Ausgangspolaritätszuständen wechseln. Puffer 900 kann beispielsweise vier Messungen von V_X zu den Zeitperioden eins bis vier durchführen und vier Messungen von V_CM zu den Zeiträumen fünf bis acht durchführen. ADC 130 kann wiederum jedes der acht differenziellen Stromsignale von Puffer 900 in acht entsprechende Ströme digitaler Bits umwandeln. Die Ausgabe von ADC 310 kann wiederum an die digitale Berechnungsstufe 956 kommuniziert werden.
Die digitale Berechnungsstufe 956 kann ein digitales Logik-Element, das zum Empfang und zur Verarbeitung von einem oder mehr Strömen digitaler Bits vom ADC 310 und zur Berechnung einer Spannung und/oder einer Temperatur konfiguriert ist, beinhalten. Die digitale Berechnungsstufe 956 kann DEMUX 958, die Decimatoren 340a-h, die Subtraktoren 960a-d, die Adder 961a-b und den Diver 970 beinhalten. Die digitale Berechnungsstufe 956 kann eine in einer geeigneten Weise implementierte Logik enthalten. Die Logik der digitalen Berechnungsstufe 956 kann beispielsweise in einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) implementiert sein, in einem feldprogrammierbaren Gate-Array (FPGA), in Programmbefehlen, die in einem Speicher gespeichert werden und zur Ausführung durch einen Mehrzweckprozessor konfiguriert sind, oder in jeder geeignetne Kombination daraus.
In einigen Ausführungsformen kann der Eingang der digitalen Berechnungsstufe 956 an den Eingang von DEMUX 958 gekoppelt werden. DEMUX 958 kann ein eins-zu-vier Demultiplexer sein und kann konfiguriert werden, um den Eingang der digitalen Berechnungsstufe 956 mit einem von jeweils vier Decimatoren 340 zu koppeln. Acht verschiedene Messungen für V_X und V_CM, die von Puffer 900 durchgeführt werden und von ADC 310 in eine digitale Form umgewandelt werden und an die Decimatoren 340a-h geleitet werden, können, wie nachstehend unter Bezugnahme auf die Gleichungen achtzehn bis fünfundzwanzig beschrieben, dargestellt werden.
Eine erste Messung M1 kann an Decimator 340a geleitet werden. M1 kann auf einer Current-Mode-Messung (und nachfolgender analoger-zu-digitaler Umwandlung) von V_X basieren, wobei Puffer 900 in einem ersten Eingangspolaritätszustand und einem ersten Ausgangspolaritätszustand ist. Die erste Messung M1 kann dargestellt werden als: $M1 = ((V_{X} + V_{AUS}) / R_{906}) + I_{AUS}$
wobei V_AUS die Eingangsoffsetspannung von Verstärker 920, I_AUS den Eingangsoffsetstrom von ADC 310 und R₉₀₆ den Widerstand von Widerstand 906 darstellt.
Eine zweite Messung M2 kann an Decimator 340b geleitet werden. M2 kann auf einer Current-Mode-Messung (und nachfolgender analoger-zu-digitaler Umwandlung) von V_x basieren, wobei Puffer 900 in einem ersten Eingangspolaritätszustand und einem zweiten Ausgangspolaritätszustand ist. Die zweite Messung M2 kann dargestellt werden als: $M2 = (- (V_{X} + V_{AUS}) / R_{906}) + I_{AUS} .$
Wie in Gleichung neunzehn gezeigt, kann der durch -(V_X + V_AUS) / R₉₀₆ dargestellte Stromwert im Vergleich zu Gleichung achtzehn invertiert werden, da Puffer 900 in einem zweiten Ausgangspolaritätszustand die Polarität des Stroms, der an die positiven und negativen Ausgangsanschlussklemmen von Puffer 900 geleitet wird, wechseln kann und dadurch die Polarität des Stroms, der an ADC 310 ausgegeben werden kann, wechselt.
Eine dritte Messung M3 kann an Decimator 340c geleitet werden. M3 kann auf einer Current-Mode-Messung (und nachfolgender analoger-zu-digitaler Umwandlung) von V_X basieren, wobei Puffer 900 in einem zweiten Eingangspolaritätszustand und einem ersten Ausgangspolaritätszustand ist. Die dritte Messung M3 kann dargestellt werden als: $M3 = ((V_{X} - V_{AUS}) / R_{906}) + I_{AUS} .$
Wie in Gleichung zwanzig gezeigt, kann V_AUS von V_X subtrahiert werden anstatt zu V_X addiert zu werden, da jedes während eines ersten Eingangspolaritätszustands aufgetretene Offset (z. B. während der Messung M1) während eines zweiten Eingangspolaritätszustands invertiert werden kann.
Eine vierte Messung M4 kann an Decimator 340d geleitet werden. M4 kann auf einer Current-Mode-Messung (und nachfolgender analoger-zu-digitaler Umwandlung) von V_X basieren, wobei Puffer 900 in einem zweiten Eingangspolaritätszustand und einem zweiten Ausgangspolaritätszustand ist. Die vierte Messung M4 kann dargestellt werden als: $M4 = (- (V_{X} - V_{AUS}) / R_{906}) + I_{AUS} .$
Die Messungen fünf bis acht, M5 - M8, können an V_CM in ähnlicher Weise wie M1 - M4 an V_x durchgeführt wurden ausgeführt werden und können an die Decimatoren 340e-h geleitet werden. Die Messungen fünf bis acht können wie folgt dargestellt werden: $M5 = ((V_{CM} + V_{AUS}) / R_{906}) + I_{AUS};$
$M6 = (- (V_{CM} + V_{AUS}) / R_{906}) + I_{AUS};$
$M7 = ((V_{CM} - V_{AUS}) / R_{906}) + I_{AUS};$
$M8 = (- (V_{CM} - V_{AUS}) / R_{906}) + I_{AUS};$
Wie oben unter Bezugnahme auf beschrieben, kann jeder Decimator 340 einen Strom digitaler Bits, die er vom ADC 310 empfangen hat, in einen digitalen Multi-Bit-Wert umwandeln. Sie Subtraktoren 960a-d, die Adder 961a-b und der Divider 970 können wiederum die von den Decimatoren 340a-h augegebenen Multi-Bit-Werte weiter verarbeiten. Subtraktor 960a kann beispielsweise die Ausgabe von Decimator 340b (z. B. eine umgewandelte M2) von der Ausgabe des Decimators 340a (z. B. eine umgewandelte M1) subtrahieren. Werden die Gleichungen achtzehn und neunzehn kombiniert, kann die Ausgabe des Subtraktors 960a dargestellt werden als: $M1 - M2 = 2 * (V_{X} + V_{AUS}) {/R}_{906} .$
Wie in Gleichung sechsundzwanzig gezeigt, kann I_AUS (z.B. der Eingangsoffsetstrom von ADC 310) in den Gleichungen achtzehn und neunzehn neutralisiert werden.
Der Subtraktor 960b kann die Ausgabe von Decimator 340d (z. B. eine umgewandelte M4) von der Ausgabe des Decimators 340c (z. B. eine umgewandelte M3) subtrahieren. Werden die Gleichungen zwanzig und einundzwanzig kombiniert, kann die Ausgabe des Subtraktors 960b dargestellt werden als: $M3 - M4 = 2 * (V_{X} + V_{AUS}) {/R}_{906} .$
Der Subtraktor 960c kann die Ausgabe von Decimator 340f(z.B. eine umgewandelte M6) von der Ausgabe des Decimators 340e (z. B. eine umgewandelte M5) subtrahieren. Werden die Gleichungen zweiundzwanzig und dreiundzwanzig kombiniert, kann die Ausgabe des Subtraktors 960c dargestellt werden als: $M5 - M6 = 2 * (V_{CM} + V_{AUS}) {/R}_{906} .$
Der Subtraktor 960d kann die Ausgabe von Decimator 340h (z. B. eine umgewandelte M8) von der Ausgabe des Decimators 340g (z. B. eine umgewandelte M7) subtrahieren. Werden die Gleichungen vierundzwanzig und fünfundzwanzig kombiniert, kann die Ausgabe des Subtraktors 960d dargestellt werden als: $M7 - M8 = 2 * (V_{CM} - V_{AUS}) {/R}_{906} .$
Die Adder 961a und 961b können wiederum die Ausgaben der Suktraktoren 960a-d kombinieren. Adder 961a kann beispielsweise die Ausgabe von Subtraktor 960b zur Ausgabe von Subtraktor 960a addieren. Werden die Gleichungen sechsundzwanzig und siebenundzwanzig kombiniert, kann die Ausgabe von Adder 961a wie folgt dargestellt werden: $(M1 - M2) + (M 3 - M 4) = (4 * V_{X}) {/R}_{906} .$
Wie in Gleichung neunundzwanzig gezeigt, kann V_AUS (z.B. die Eingsangsoffsetspannung von Verstärker 920) neutralisiert werden, wenn die Ausgaben von Subtraktor 960a und Substraktor 960b kombiniert werden.
Der Adder 961b kann die Ausgabe des Substraktors 960d zur Ausgabe des Subtraktors 960c addieren. Werden die Gleichungen achtundzwanzig und neunundzwanzig kombiniert, kann die Ausgabe von Adder 961b wie folgt dargestellt werden: $(M5 - M6) + (M 7 - M 8) = (4 * V_{CM}) {/R}_{906} .$
Wie in Gleichung einunddreißig gezeigt, kann V_AUS (z.B. die Eingangsoffsetspannung von Verstärker 920) für die Messungen von V_CM in ähnlicher Weise wie in Gleichung dreißig für die Messungen von V_x neutralisiert werden.
Die entsprechenden Ausgaben der Adder 961a und 961b können an die Eingänge von Diver 970 kommuniziert werden. Der Divider 970 kann einen Wert durch den anderen dividieren. Divider 970 kann beispielsweise die Ausgabe von Adder 961a durch die Ausgabe von Adder 961b dividieren. Werden die Gleichungen dreißig und einunddreißig kombiniert, kann die Ausgabe von Divider 970 wie folgt dargestellt werden: $((4 * V_{X}) {/R}_{906}) / ((4 * V_{CM}) {/R}_{906}) = V_{X} {/V}_{CM} .$
Wie in Gleichung zweiunddreißig gezeigt, können das Vielfache von vier und der Wert von Widerstand 906 annulliert werden und die Ausgabe von Divider 970 kann dem Verhältnis von V_X dividiert durch V_CM entsprechen. Dementsprechend kann die Ausgabe von Divider 970 als Spannungsverhältnis bezeichnet werden.
In einigen Ausführungsformen kann die Spannung von V_CM ein bekannter Wert sein. V_CM kann beispielsweise ein bekannter, auf einer Bandgap-Spannung basierter Wert sein. Dementsprechend kann der Wert für V_X auf der Basis des bekannten Werts von V_CM und dem berechneten Spannungsverhältnis V_X / V_CM bestimmt werden. Eine solche Bestimmung kann in jeder geeigneten Weise durchgeführt werden. In einigen Ausführungsformen kann die Ausgabe von Divider 970 an eine Wertekarte übergeben werden, die eine Tabelle der Einträge für Spannungsverhältnisse und die entsprechenden Ausgabewerte für V_X, beinhalten kann. In einigen Ausführungsformen kann der Wert von V_X auf der Basis eines Algorithmus anstatt einer Wertekarte bestimmt werden. Das berechnete Verhältnis V_X / V_CM kann beispielsweise mit einem bekannten Wert V_CM multipliziert werden, um V_X zu erhalten.
Diese Offenlegung umfasst alle Änderungen, Ersetzungen, Variationen, Veränderungen und Modifizierungen der hierin beschriebenen Beispielausführungen, die von einer Person mit Fachkenntnissen verstanden werden können. Die beigefügten Ansprüche umfassen gegebenenfalls ebenso alle Änderungen, Ersetzungen, Variationen, Veränderungen und Modifizierungen der hierin beschriebenen Beispielausführungen, die von einer Person mit Fachkenntnissen verstanden werden können. Zudem umfasst eine Bezugnahme in den beigefügten Ansprüchen zu einer Vorrichtung oder System oder einer Komponente dieser Vorrichtung oder System, Komponente, die angepasst, angeordnet, fähig, konfiguriert, aktiviert, steuerbar zur Durchführung einer bestimmten Funktion ist, gleich, ob sie oder die bestimmte Funktion aktiviert, eingeschaltet oder entsperrt wird, so lange wie die Vorrichtung, das System oder die Komponente so angepasst, angeordnet, fähig, konfiguriert, aktiviert, steuerbar oder in Betrieb ist.
Alle hier angeführten Beispiele und Formulierungen sind für pädagogische Zwecke beabsichtigt, um den Leser beim Verständnis der vorliegenden Offenbarung und der Konzepte, die vom Erfinder zur Förderung der Technik beigetragen werden, zu unterstützen, und sie sind als nicht einschränkend auf diese speziell angeführten Beispiele und Bedingungen aufzufassen, noch bezieht sich die Anordnung dieser Beispiele auf die Darstellung einer Überlegenheit oder Unterlegenheit der Erfindung. Obwohl Ausführungsformen der vorliegenden Erfindungen im Detail beschrieben worden sind, sollte es selbstverständlich sein, dass die verschiedenen Änderungen, Austauschmöglichkeiten und Abänderungen durchgeführt werden können, ohne vom Sinn und Umfang der vorliegenden Offenbarung abzuweichen.

Claims

Eine Eingangsstufe für eine Temperaturmessung umfassend einen Widerstand (106; 506); einen Thermistor (105); einen ersten Multiplexer (111b), konfiguriert um: den Widerstand (106, 506) während eines ersten Multiplexerzustands an einen ersten Verstärkereingang zu koppeln und den Thermistor (105) während eines zweiten Multiplexerzustands an den ersten Verstärkereingang zu koppeln; einen Verstärker (120) umfassend: Den ersten Verstärkereingang; einen zweiten, an eine Spannungsreferenz gekoppelten Verstärkereingang und einen an einen Rückkoppelweg gekoppelten Verstärkerausgang; einen zweiten Multiplexer (111a), konfiguriert um: Einen Rückkopplungsstrom während des ersten Multiplexerzustands an den Widerstand (106, 506) zu leiten und den Rückkopplungsstrom während des zweiten Multiplexerzustands an den Thermistor (105) zu leiten und eine Ausgangsstufe, konfiguriert, um einen Ausgangsstrom auf der Basis des Rückkopplungsstroms zu liefern.
Eingangsstufe der Temperaturmessung nach Anspruch 1, worin die Ausgangsstufe weiter konfiguriert ist, um: Einen asymmetrischen Strom auf der Basis des Rückkopplungsstroms an einen ersten Ausgang der Ausgangsstufe in einem ersten Polaritätszustand zu leiten und den asymmetrischen Strom auf der Basis des Rückkopplungsstroms an einen zweiten Ausgang der Ausgangsstufe in einem zweiten Polaritätszustand zu leiten.
Eingangsstufe der Temperaturmessung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die Ausgangsstufe einen Schalter (112) beinhaltet, der Folgendes umfasst: Eine Eingangsanschlussklemme, die zum Empfang eines asymmetrischen Signalstroms konfiguriert ist; eine erste Ausgangsanschlussklemme, die an einen ersten Differenzausgang der Ausgangsstufe gekoppelt ist und eine zweite Ausgangsanschlussklemme, die an einen zweiten Differenzausgang der Ausgangsstufe gekoppelt ist.
Die Eingangsstufe der Temperaturmessung nach Anspruch 3, worin die Ausgangsstufe weiter umfasst: Eine erste Stromquelle (144), die an den ersten Differenzausgang gekoppelt ist, worin ein erster Gleichtaktstrom der ersten Stromquelle in etwa der Hälfte des asymmetrischen Stroms entspricht und eine zweite Stromquelle (142), die an den zweiten Differenzausgang gekoppelt ist, worin ein zweiter Gleichtaktstrom der zweiten Stromquelle in etwa der Hälfte des asymmetrischen Stroms entspricht.
Eingangsstufe der Temperaturmessung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die des Weiteren einen Rückkoppelwegtransistor (130), der an einen Verstärkerausgang gekoppelt ist und konfiguriert ist, um den Rückkopplungsstrom anzupassen, umfasst.
Eingangsstufe der Temperaturmessung nach Anspruch 5, die des Weiteren einen Signalwegtransistor (132), der konfiguriert ist, um den Rückkopplungsstrom in einem anpassbaren Verhältnis zu spiegeln, umfasst.
Eingangsstufe der Temperaturmessung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin der Ausgangsstrom proportional zum Rückkopplungsstrom ist.
Eingangsstufe der Temperaturmessung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin der Rückkopplungsstrom invers proportional zu einem an den ersten Verstärkereingang gekoppelten Widerstand ist.
Puffer (100), umfassend: Einen ersten Puffereingang (302); einen zweiten Puffereingang (301); einen ersten Multiplexer (111b), konfiguriert um: den ersten Puffereingang (302) während eines ersten Multiplexerzustands an einen ersten Verstärkereingang zu koppeln und den zweiten Puffereingang (301) während eines zweiten Multiplexerzustands an den ersten Verstärkereingang zu koppeln; einen Verstärker (120) umfassend: den ersten Verstärkereingang; einen zweiten, an eine Spannungsreferenz gekoppelten Verstärkereingang und einen an einen Rückkoppelweg gekoppelten Verstärkerausgang; einen zweiten Multiplexer (111a), konfiguriert um: Rückkopplungsstrom während des ersten Multiplexerzustands an den ersten Puffereingang (302) zu leiten und den Rückkopplungsstrom während des zweiten Multiplexerzustands an den zweiten Puffereingang (301) zu leiten und eine Ausgangsstufe, konfiguriert, um einen Ausgangsstrom auf der Basis des Rückkopplungsstroms zu liefern.
Puffer nach Anspruch 9, worin die Ausgangsstufe weiter konfiguriert ist, um: einen asymmetrischen Strom auf der Basis des Rückkopplungsstroms an einen ersten Ausgang der Ausgangsstufe in einem ersten Polaritätszustand zu leiten und den asymmetrischen Strom auf der Basis des Rückkopplungsstroms an einen zweiten Ausgang der Ausgangsstufe in einem zweiten Polaritätszustand zu leiten.
Puffer nach Anspruch 9 oder 10, worin die Ausgangsstufe einen Schalter (112) beinhaltet, der Folgendes umfasst: eine Eingangsanschlussklemme, die zum Empfang eines asymmetrischen Signalstroms konfiguriert ist; eine erste Ausgangsanschlussklemme, die an einen ersten Differenzausgang der Ausgangsstufe gekoppelt ist und eine zweite Ausgangsanschlussklemme, die an einen zweiten Differenzausgang der Ausgangsstufe gekoppelt ist.
Puffer nach Anspruch 11, worin die Ausgangsstufe weiter umfasst: eine erste Stromquelle (144), die an den ersten Differenzausgang gekoppelt ist, worin ein erster Gleichtaktstrom der ersten Stromquelle in etwa der Hälfte des asymmetrischen Stroms entspricht und eine zweite Stromquelle (142), die an den zweiten Differenzausgang gekoppelt ist, worin ein zweiter Gleichtaktstrom der zweiten Stromquelle in etwa der Hälfte des asymmetrischen Stroms entspricht.
Die Puffer nach einem der Ansprüche 9 bis 12, der des Weiteren einen Rückkoppelwegtransistor (130), der an einen Verstärkerausgang gekoppelt ist und konfiguriert ist, um den Rückkopplungsstrom anzupassen, umfasst.
Der Puffer nach einem der Ansprüche 9 bis 13, der ferner einen Signalwegtransistor (132), der konfiguriert ist, um den Rückkopplungsstrom in einem anpassbaren Verhältnis zu spiegeln, umfasst.
Puffer nach einem der Ansprüche 9 bis 14, worin der Ausgangsstrom proportional zum Rückkopplungsstrom ist.
Verfahren, umfassend: die Kopplung (202) eines Widerstands an einen Verstärkereingang eines Puffers; die Erzeugung (206) eines ersten Ausgangsstroms auf der Basis des Widerstands; die Kopplung (212) eines Thermistors an den Verstärkereingang des Puffers und die Erzeugung (216) eines zweiten Ausgangsstroms auf der Basis des Thermistors; die Erzeugung (210) eines ersten komplementären Ausgangsstroms auf der Basis des Widerstands; und die Erzeugung (220) eines zweiten komplementären Ausgangsstroms auf der Basis des Thermistors; worin der erste Ausgangsstrom erzeugt wird, wenn der Puffer in einem ersten Polaritätszustand ist und der erste komplementäre Ausgangsstrom erzeugt wird, wenn der Puffer in einem zweiten Polaritätszustand ist; und worin der zweite Ausgangsstrom erzeugt wird, wenn der Puffer in einem ersten Polaritätszustand ist und der zweite komplementäre Ausgangsstrom erzeugt wird, wenn der Puffer in einem zweiten Polaritätszustand ist.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei: der erste Ausgangsstrom invers proportional zum Widerstand ist; der erste komplementäre Ausgangsstrom invers proportional zum Widerstand ist; der zweite Ausgangsstrom invers proportional zum Thermistor ist und der zweite komplementäre Ausgangsstrom invers proportional zum Thermistor ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 16 oder 17, wobei: die Erzeugung des ersten Ausgangsstroms Folgendes umfasst: Leitung eines ersten Rückkopplungsstroms an den Widerstand; Spiegelung des ersten Rückkopplungsstroms und Umwandlung eines ersten asymmetrischen Signalstroms auf der Basis des ersten Rückkopplungsstroms in einen ersten differenziellen Ausgangsstrom und Erzeugung des zweiten Ausgangsstroms, die umfasst: Leitung eines zweiten Rückkopplungsstroms an den Thermistor Spiegelung des zweiten Rückkopplungsstroms und Umwandlung eines zweiten asymmetrischen Signalstroms auf der Basis des zweiten Rückkopplungsstroms in einen zweiten differenziellen Ausgangsstrom.
Temperaturmesssystem (300, 500) das Folgendes umfasst: Mittel (111b) zur Kopplung eines Widerstands (106, 506) an einen Verstärkereingang eines Puffers (100) Mittel zur Erzeugung eines ersten Ausgangsstroms auf der Basis des Widerstands (106, 506) Mittel (111b) zur Kopplung eines Thermistors (105) an den Verstärkereingang des Puffers (100) und Mittel zur Erzeugung eines zweiten Ausgangsstroms auf der Basis des Thermistors (105) Mittel zur Erzeugung eines ersten komplementären Ausgangsstroms auf der Basis des Widerstands (106, 506) und Mittel zur Erzeugung eines zweiten komplementären Ausgangsstroms auf der Basis des Thermistors (105) worin der erste Ausgangsstrom erzeugt wird, wenn der Puffer (100) in einem ersten Polaritätszustand ist und der erste komplementäre Ausgangsstrom erzeugt wird, wenn der in einem zweiten Polaritätszustand ist; und worin der zweite Ausgangsstrom erzeugt wird, wenn der Puffer (100) in einem ersten Polaritätszustand ist und der zweite komplementäre Ausgangsstrom erzeugt wird, wenn der Puffer (100) in einem zweiten Polaritätszustand ist.
Temperaturmesssystem nach Anspruch 19, wobei: der erste Ausgangsstrom invers proportional zum Widerstand (106, 506) ist; der erste komplementäre Ausgangsstrom invers proportional zum Widerstand (106, 506) ist; der zweite Ausgangsstrom invers proportional zum Thermistor (105) ist und der zweite komplementäre Ausgangsstrom invers proportional zum Thermistor (105) ist.
Temperaturmesssystem nach einem der Ansprüche 19 oder 20, wobei: das Mittel zur Erzeugung des ersten Ausgangsstroms umfasst: Mittel (111a) zur Leitung eines ersten Rückkopplungsstroms an den Widerstand (106, 506) Mittel (132) zur Spiegelung des ersten Rückkopplungsstroms und Mittel (142; 144) zur Umwandlung eines ersten asymmetrischen Signalstroms auf der Basis des ersten Rückkopplungsstroms in einen ersten differenziellen Ausgangsstrom und das Mittel zur Erzeugung des zweiten Ausgangsstroms, das umfasst: Mittel (111a) zur Leitung eines zweiten Rückkopplungsstroms an den Thermistor (105) Mittel (132) zur Spiegelung des zweiten Rückkopplungsstroms und Mittel (142; 144) zur Umwandlung eines zweiten asymmetrischen Signalstroms auf der Basis des zweiten Rückkopplungsstroms in einen zweiten differenziellen Ausgangsstrom.