CN101005237A - 用于电压转换器的电流检测放大器 - Google Patents

Abstract

一种用于电压转换器的电流检测放大器，其中所述电压转换器具有至少一个通道通过输出电感提供输出电流，所述电流检测放大器通过所述输出电感监视所述至少一个通道中的电流，所述电流检测放大器包括多个可变增益放大器，所述多个可变增益放大器的个数比所述电压转换器中的通道至少多一个，由此有至少一个可变增益放大器在预设的时间周期内处于校正模式，在该时间周期内，对该可变增益放大器补偿偏移误差并且所述可变增益放大器的增益被校正以补偿所述输出电感的温度，同时在该预设时间周期期间所有其余的可变增益放大器被连接以监视各个输出电感中的通道电流。

Description

用于电压转换器的电流检测放大器

相关申请

本申请要求2006年1月18日提交的、名称为“CURRENT SENSEAMPLIFIER FOR SENSING THE OUTPUT CURRENT OF A SWITCHINGPOWER SUPPLY，FOR EXAMPLE，OUTPUT INDUCTOR CURRENT OF AMULTI-PHASE BUCK CONVERTER”的美国临时申请序列号No.60/759,659的优先权，其公开内容作为引用而完整结合于此。

背景技术

本发明涉及一种电流检测放大器，用于检测例如多相位转换器或者电源等电压转换器中提供相位或者通道电流的输出级中的电流。

在多相位转换器中，通过电源控制器和驱动级控制大量开关电源，例如降压型转换器级(buck converter stage)。各个相位级(phase stage)耦合在DC电压总线上并且通常按照时间相位序列提供一部份的输出电流。

图1显示了应用本发明的多相位转换器的结构图。图1显示了双相位转换器，但是本发明可以应用到具有更多相位的转换器。

控制器10提供通常为脉冲宽度调制(PWM)的控制信号以控制输出级20和30的开启。第一输出级20提供第一输出相位给由输出电容C两端产生的转换器输出。各个转换器输出相位级(在此为降压型转换器)包括连接在DC总线V_IN桥路中的两个串联开关，例如MOSFET。各个级包括高位(highside)和低位(low side)晶体管，两个晶体管互补地进行开关，在两个开关的开启时间之间存在死区时间。通常的，各个级20和30在不同时间提供输出电流给输出VOUT，从而通过高位开关提供的电感L1和L2中的电流在不同时间流向输出。这样，各个输出级对在VOUT处提供的总电流做出贡献。多相位转换器通常用于个人计算机、膝上计算机以及服务器中，并且通常在当今现代微处理器所需的低于2伏的低电压下提供很高的电流。众所周知，高位开关提供电流给电感以对电感和输出电容充电，并且对负载供电。当高位开关关断时，低位开关被开启并且继续提供电感电流给负载。各个输出级按定时序列工作，从而各个高位输出晶体管在不同时间提供输出电流给负载。

图1中的控制器10还显示了由输出VOUT供电的CPU微处理器负载15。并且，微处理器提供数字VID信号，该信号由大量比特组成以将所需的输出电压通知给控制器10，所需的输出电压可能依赖于CPU的工作条件(即CPU处于高功率状态还是低功率状态)而改变。而且，控制器10可以具有来自CPU的附加输入，例如包括将输出电感L1和L2的导通状态控制为持续导通状态的信号、控制控制器10是否为单通道或者双通道(相位)工作的信号。而且，可以由控制器10提供热监视信号给CPU并且提供热监视输出以使得CPU监视功率控制器10的温度。

并且，控制器10提供启动CPU系统时钟的CLOCK ENABLE信号以及在一段延迟之后初始化CPU的信号。并且，控制器10接收启用控制器10的信号VR-ON，并且可以具有与串行总线例如SM总线的连接从而被另一个处理器监视或者控制。

在多相位转换器电路中，需要检测各个相位的输出电流以控制流经各个相位的电流，从而提供自适应电压定位，由此均衡电流并且监视过电流条件。这必须非常准确而可靠的完成。

发明内容

本发明设计了一种用于多相位转换器的电流检测放大器，用于精确检测各个相位或者通道中的电流，并且支持校正从而对电流检测放大器中的偏移电压和各个相位中的热变化进行补偿。电流检测放大器的功能是检测双通道或者双相位中每一者中的电流以提供所需的负载线路性能(load linebehavior)，从而控制IC(control IC)在负载电流较高时将电压调节到更低，这被称为自适应电压定位(AVP)或者下降(droop)，从而支持过电流保护并且维持通道之间的电流平衡。

本发明的电流检测放大器设计为使用DCR电流检测，其中监视各个输出电感的DC内部阻抗两端的电压以确定输出电流。如同本领域中所公知的，在DCR电流检测中，串联RC滤波器置于输出电感两端并且放大器监视RC滤波器的电容两端的电压以检测电感电流而不需要引入与电感串联的附加检测电阻，这种电阻会导致功耗。通常的，在放大器中使用MOS输入设备以提供高输入阻抗。

根据本发明，使用可变增益放大器以补偿电感阻抗随着温度的变化。而且，使用有源偏移校正以对RC电路的电容两端提供的小输入信号进行精确测量。

本发明的设计符合Intel IMVP-VI移动CPU功率规范。

根据本发明，提供的放大器的个数比转换器中的通道至少多一个。这样，始终有至少一个放大器被校正，而其他放大器主动(actively)监视通道电流。例如，对于双相位或者双通道转换器，提供了三个可变增益放大器。所述三个放大器中的两个被用来分别监视输出通道中的电流。第三个放大器在其他两个放大器检测各自输出电感中的电流期间被校正。可变增益放大器根据状态表工作从而它们按照时间序列轮换检测输出级中的电流。因此，最近最多(most recently)校正的可变增益放大器替换最近最少(least recently)校正的可变增益放大器。可变增益放大器被校正以补偿偏移和温度。然后通过新校正的可变增益放大器替换校正的放大器，并且新校正的放大器和其余的可变增益放大器分别检测各个输出电流，而同时被替换的放大器被校正，此过程重复进行。被替换的放大器在被校正后替换下一个最近最少校正的可变增益放大器并且此过程继续进行。这样，用于双通道多相位转换器的、包含三个可变增益放大器的电流检测放大器始终被保持在校正状态中。

本发明还包括一种新颖的用于检测各个输出通道中的电流的可变增益放大器以及一种新颖的偏移和热增益(thermal gain)校正电路。

根据本发明，提供了一种可变增益放大器，包含：差分输入放大器，所述差分输入放大器包括一对具有输入的晶体管，通过该输入提供输入电压，所述晶体管被耦合以使得各个晶体管与各个提供参考电流的电流源分别串联，并且由此耦合所述晶体管的电阻元件上产生电流，该电流正比于所述输入之间的电压；进一步包括分别与所述晶体管对中的各个晶体管串联耦合的附加晶体管，并且其中所述附加晶体管被设置为使得由于在输入上提供的电压而在各个附加晶体管中产生电流，所述电流在一个附加晶体管中基本等于所述参考电流和所述电阻元件中的电流之和，并且在另一个附加晶体管中基本等于所述参考电流与所述电阻元件中电流之差；进一步包括增益级，用于产生等于增益因子乘以所述和值与差值电流的电流，并且产生正比于所述增益因子乘以流过所述电阻元件的所述电流的输出电流；进一步包括接口，用于选择性地提供正比于所述差分放大器的所述输入两端上的变量的信号以驱动所述输出电流至一输出电流值；以及响应于所述输出电流值的增益设置电路，产生增益设置信号以调节所述可变增益放大器的增益。

根据本发明，还提供了一种用于调节可变增益放大器的增益的热校正电路，所述热校正电路包括：接口，用于接收随着温度变化的信号并且提供与温度变化相关的信号；可变增益放大器，具有输入和输出；所述与温度变化相关的信号被选择性地耦合到所述输入；在所述可变增益放大器的输出处的电路，用于产生与所述可变增益放大器的输出处产生的电流和参考电流的差值成正比的第一电流；所述第一电路驱动附加电路以产生增益控制信号从而调节所述可变增益放大器的增益。

本发明的其他特征和优点通过下面的参考附图对本发明进行的详细描述可以更加明白。

附图说明

以下参考附图更加详细的描述本发明，其中：

图1显示了双通道多相位转换器；

图2显示了图1所示的采用根据本发明的电流检测放大器的双通道多相位转换器的进一步细节；

图3显示了图2所示控制器的结构图；

图4为根据本发明的电流检测放大器的结构图；

图5为根据本发明的电流检测放大器的输出电路的局部结构图；

图6显示了用于双通道转换器的根据本发明的电流检测放大器的六个状态的状态表；

图7显示了处于状态1的电流检测放大器的结构图，其中为了清楚起见未显示多路复用器；

图8显示了处于状态1中的输入多路复用器；

图9显示了处于状态1中的输出多路复用器；

图10显示了处于状态2中的输出多路复用器；

图11显示了处于状态3中的输出多路复用器；

图12显示了处于状态4中的输出多路复用器；

图13显示了处于状态5中的输出多路复用器；

图14显示了处于状态6中的输出多路复用器；

图15显示了各种状态下的输入多路复用器的连接；

图16显示了第一可变增益放大器的输出多路复用器表；

图17显示了第二可变增益放大器的输出多路复用器表；

图18显示了第三可变增益放大器的输出多路复用器表；

图19显示了在偏移电压校正程序时的截图(snapshot)；

图20显示了在热增益校正程序时的截图(snapshot)；

图21显示了通过所述输入多路复用器实现的状态和状态改变；

图22显示了可变增益放大器概念模型；

图23、24和25共同显示了可变增益放大器的电路图；

图26显示了包含匹配相关的热校正中使用的热接口的第一电路实施例；

图27显示了热校正中使用的热接口的第二电路实施例；以及

图28显示了电流检测放大器的整体系统增益校正。

具体实施方式

现在参考附图，图2显示了与图1类似的应用本发明的电流检测放大器的双通道多相位转换器。尽管显示了双通道转换器，但是本发明可以应用到具有一个通道或者超过两个通道的转换器。例如，在单相位转换器中，可以使用两个可变增益放大器，在任何时间点均有其中一者处于校正中。对于三相位转换器，可以使用四个(或者更多)放大器。

控制器10提供了定相的驱动信号，用于开启和关断通道1的晶体管Q1和Q2以及通道2的晶体管Q3和Q4。通过各个通道提供给向负载供电的输出VOUT的电流使用如上所述的DCR技术，通过在显示为理想电感L1、L2以及其对应的内部电阻或者DCR的各个电感L1、L2两端设置包含用于通道1的电路R1C1和用于通道2的R2C2的RC滤波器电路而被监视。由于各个电感的DCR和温度可能改变，各个通道具有其自身RC电路，所述RC电路连接到在控制器10中设置的电流检测放大器。而且，热设备(thermaldevice)NTC例如热敏电阻连接在输入RT和VOUT之间。并且，阻性元件RTG例如精密电阻连接在终端RTG(将在下面详加描述)和输出VOUT之间。对于通道1，通过输入CS1和VO1监视电流。对于通道2，通过输入CS2和VO2监视电流。

图3显示了控制器10的结构图。电流检测放大器(CSA)90被示意显示并且通过数字状态机90A被控制，下面详细解释其操作。数字状态机90A控制三个可变增益放大器的轮换，参考图4将详细描述。在任何时刻，所述可变增益放大器中有两个正在监视两个通道中的电流而第三个可变增益放大器正在被校正。状态机90A周期性地轮换最近最多校正的放大器级以替换最近最少校正的放大器。CSA90产生输出，所述输出包括：平衡信号BAL，用于平衡两个通道中的电流；两个过电流限制OCLIMIT1和OCLIMIT2，用于防止两个通道中的过电流；及信号DROOP，用于自适应电压定位(AVP)。它通过输入CS1、VO1和CS2、VO2从两个通道接收输入，并且从热接口240接收温度有关信号(temperature dependence)IPTC。CSA 90还产生偏移补偿信号以针对任何偏移对所述可变增益放大器进行内部调节。

图4是电流检测放大器的整体电路的结构图。如图所示，所述电路包括输入多路复用器100，所述输入多路复用器100接收六个输入：通道1的P和N、通道2的P和N、以及校正输入的校正P和N。其中后面两个输入不是控制器10的外部端子。输入多路复用器通过数字控制信号而被控制，所述数字控制信号包括来自电流检测放大器多路复用器控制状态机的12比特信号。

输入多路复用器从通道1、通道2以及校正输入的序列中选择将提供给三个可变增益放大器110、120和130的输入。两个电流检测通道始终被提供给两个选定的可变增益放大器(VGA)，同时第三个VGA被校正。可变增益放大器的输出为P1和N1、P2和N2以及P3和N3。如上所述，在任何时间，两个VGA在工作中监视两个输入通道，而第三个处于校正中。图6显示了状态表。如图6所示，存在六个状态。在状态1，通道1和通道2分别连接到VGA1和2。VGA3处于校正模式。在状态2，最近最多校正的VGA3替换最近最少校正的VGA1。VGA1在状态2中被校正。VGA2保持连接到通道2。在状态3，VGA2被校正并且VGA1轮换到通道2位置。VGA3不变。在状态4，现在VGA3是最近最少校正的，因此现在VGA3被校正，VGA1保持连接到通道2并且VGA2替换VGA3并且现在连接到通道1。类似的轮换在状态5和状态6中发生，然后在状态6之后状态如图所示进行重复。

图21显示了输入多路复用器连接以及对应于图6所示状态表的从一个状态至下一个状态的状态改变。

返回图4，各个VGA 110、120和130的输出被提供给电流分流器1、2和3(140、150和160)，所述分流器提供经过了增益调节的电流给输出多路复用器120，输出多路复用器120在状态机控制器90A的数字控制下提供这些电流给跨阻(TZA)放大器、电流平衡电路以及过电流保护电路(LIMIT1和LIMIT2)以及提供偏移信号给偏移调节电路。

如上所述，始终有一个VGA处于校正模式。校正序列包括使用逐次逼近寄存器(SAR)提供VGA偏移校正的偏移调节程序，这将结合图19描述，其后紧随温度校正程序，如图20所示，该温度校正程序调节增益以补偿电感电阻的温度系数。

图19显示了在校正模式中对各个VGA 110、120和130执行偏移电压校正时的截图。执行偏移校正是为了调节VGA中的偏移电压从而保持其精度。这是通过调节流过VGA的差分输入的电阻的电流而进行的。为了执行偏移校正，VGA的输入如图19中111所示被短接。输入多路复用器100在图19中未显示，但是对正在校正的VGA，通过短接图4中的输入CALP和CALN而短接输入。VGA的输出包括差分输出，通过如图所示的偏移校正电路而对所述VGA的输出进行均衡化，所述偏移校正电路包括比较器210、逐次逼近寄存器(SAR)以及控制逻辑220和电流转换DAC(数模转换器)230从而实现偏移校正。所述VGA的差分输出被提供给电流镜320和偏移比较器210。比较器210的输出被提供给数字寄存器220，该寄存器控制电流舵数模转换器(current steering digital to analog converter)230。所述DAC230的输出为差分电流，该差分电流被输入到VGA中以补偿偏移。存在三个DAC，每个DAC对应一个VGA。DAC 230的输出为TRIM-P和TRIM-N，其作用通过参考图22的描述将更加清楚。

VGA偏移校正之后紧跟温度校正，如图20所示。通过外部热敏电阻NTC获得电感的温度。在图2的双通道转换器中仅显示了一个热敏电阻。在添加附加电路时，可以为例如第二通道提供附加热敏电阻。而且，如果转换器具有附加通道则可以提供更多热敏电阻。精密电阻RTG将IC内部提供的电流参考转换为电压参考。见图2。通过来自热敏电阻接口240的温度信号I-TEMP而调节VGA在校正下的输入。VGA在反馈回路中被锁定，其输出通过电流源IREF被强制为恒定级别。所述回路控制增益，从而即使在输入随着温度变化的条件下VGA仍然产生恒定输出级别。增益控制电压在所述校正期间被采样并且紧接着被保持在VGA内的采样保持电容上。

热敏电阻接口240的输出是包含温度信号I-TEMP的电流，该电流通过电阻RPOLY提供给正在校正的VGA以产生输入电压。VGA差分输出电流通过电流镜250被转换为单端的。该单端电流与IREF比较，这些电流的差值驱动源极耦合对260(提供了静态偏移(BIAS))以产生增益控制信号I-GAIN。I-GAIN信号基于热输入对VGA增益进行调节。

数字状态机90A控制校正序列和放大器轮换。输入多路复用器100和输出多路复用器170允许三个VGA配置在如图6所示的六个不同状态中。在可编程的等待周期例如2毫秒之后，VGA被校正。紧随校正之后，校正后的VGA替代工作中的最近最少校正的VGA。在输入端使用“先连后断”连接。这样允许在校正后的放大器的输出替代先前工作的VGA之前，该校正后的放大器连接到输入通道并且稳定下来。这样，偏移校正和温度补偿每2毫秒被刷新一次。

各个VGA的输出包括差分电流信号。该信号是各个电流分流器140、150、160(图4)的输入，各个电流分流器是一组被优化从而精确匹配的电流镜。各个电流分流器的输出是三个完全相同的差分电流信号：A、B和C；D、E和F；以及G、H和I。存在三个电流分流器，每个电流分流器对应一个VGA。如图4所示，这些输出电流被提供给输出多路复用器170。

然后所述输出多路复用器提供五个差分输出信号TZA、平衡、LIMIT1、LIMIT2(以上两者均用于过电流)以及偏移。

现在讨论图5，输出多路复用器170在五个输出通道TZA、平衡、LIMIT1、LIMIT2以及偏移上提供VGA的输出。

两对差分电流信号(每对来自各个通道)被叠加并且然后提供给宽容限(compliance)电流镜180以产生单端电流，该电流与多相位转换器提供的总电流成正比。该单端电流被提供给跨阻放大器(TZA AMP 190)，该放大器产生用于调节电压输出的负载线路的DROOP信号。该信号被用于使得输出电压随着负载电流增加而降低，并且也称为自适应电压定位(AVP)。该信号出现在图2和图3中的DROOP输出引脚上并且反馈到反馈输入以使得输出电压随着增加的负载电流而减小。

接下来的来自电流分流器的两对差分电流信号(每对来自各个通道)被相减以产生在图5中标识为BALANCE的信号，之后被提供给宽容限电流镜300以产生单端电流，该电流与两个通道提供的电流的差值成正比。该信号被用于平衡转换器的各个通道提供的电流。参考图2和图3，这出现在信号BAL处。BAL信号被提供给一个或者两个斜坡发生器52以影响PWM斜坡(RAMP)，从而平衡输出中的电流，由此平衡转换器的各个通道提供的电流。

来自各个电流分流器即针对各个通道的差分电流信号的第三对被提供给各个宽容限电流镜310以产生两个用于限制各个通道的电流的单端信号。这些信号被标识为LIMIT1和LIMIT2，并且被提供给图3中的线路OC(过电流)至标识为DAC AND RATE CONTROL 56的模块从而设置过电流限制。

最后，正在校正的VGA130(图4)的输出被提供给电流分流器160。一个差分电流被提供给简单的、精确匹配方形跨接(cross-quad)电流镜320以进行偏移调节。图19中的SAR偏移比较器210耦合在该电流镜两端。电流镜320的二极管连接设备320A被提供给正比较器输入，而该电流镜的输出被提供给负输入。由于SAR程序驱动比较器210的输入使它们相等，因此不会发生早期电压误差。当电流镜设备320B的漏极一源极电压等于二极管连接镜设备320A的栅极一源极电压时，出现上述情形。

图4中的电流分流器160的第二差分电流输出被用于在热补偿期间关闭校正后的VGA周围的反馈回路。这在图20中由为电流镜250显示，并且先前已对此进行了描述。

返回图6所示的状态表并且参考图7，图7显示了电流检测放大器处于状态1中时的截图。如图所示，处于状态1中的三个VGA即VGA1、VGA2和VGA3耦合，以使得VGA1具有通道1作为输入，VGA2具有通道2作为输入，并且剩下的VGA3处于校正中。在图7中，输入多路复用器100以及输出多路复用器170没有显示，因为它们仅是开关并且是显而易见的。输入多路复用器100将各个VGA的差分输入连接到通道1(CS1和VO1)、通道2输入(CS2和VO2)以及热敏电阻NTC单元240输出电流节点IPTC。电子开关S1(输入多路复用器100的一部份)将热敏电阻信号IPTC和VO1连接到VGA输入。信号IPTC是具有正温度系数的电流。来自电流分流器(图7中未显示)的三个相同的差分电流输出通过输出多路复用器170耦合到先前参考图5描述的电流镜，所述电流镜将差分信号转换为单端信号。这些电流镜在图7中表示为U2至U6。在图7中，电流分流器140、150和160被包含在所示的VGA内。如图7中209所示，在校正期间，正在校正的VGA的其他两个差分对被短接。

图8显示了处于状态1中的输入多路复用器。如图所示，输入CS1和VO1被提供给VGA1的输入。通道2输入CS2和VO2被提供给VGA2输入，IPTC和VO1的热输入被提供给第三VGA。IPTC来自于连接到NTC(PIN RT)和RTG(图2)的热接口电路240，参照此得到VO1。

图9至图14显示了处于六个状态中各个状态的输出多路复用器。如图所示，例如在图9中，在状态1中，VGA1的第一差分对和VGA2的第一差分对一样被提供给TZA。VGA3的第一差分对被短接。

提供来自VGA1和VGA2的第二差分对以形成平衡信号，该信号被提供给图3中的一个或者两个斜坡发生器52以平衡各个通道中的电流。这在图9中表示为RAMP P和RAMP N。

VGA1和VGA2的第三差分电流对形成先前所述的电流限制信号，并且被用于形成过电流保护信号OC。

来自正在校正的VGA3的第二对差分电流信号也被短接并且连接到第一对。来自VGA3的最后一对差分电流信号被提供给如前参考图5所述的偏移产生的校正输入以及后续的热校正。可替换的，可以使用附加的电流分流器输出进行热校正。

剩下的图10至图14显示了在其他状态2至6中输出多路复用器的连接，这通过附图是显见的，在此不需要进一步详细描述。

图15显示了输入多路复用器表并且总结了各个状态中VGA的连接。例如，在状态1中，VGA1的输入连接到通道1，VGA2的输入连接到通道2，并且VGA3的输入连接在VOUT和IPTC(也就是热敏电阻单元的输出)之间。在状态2中，由于VGA1是最近最少校正的，则现在它被校正，并且VGA3替换VGA1。VGA2保持连接到通道2并且VGA3现在连接到通道1。为了提供进一步示例，在状态3中，VGA2现在处于校正中，VGA3保持连接到通道1并且VGA1现在连接到通道2。

图16至图18分别显示了VGA1、VGA2和VGA3中每一者的输出多路复用器表。例如，在图16中，IP1A、IN1A、IP2A、IN2A和IP3A、IN3A是图7中的VGA1的输出(或者图4中的分流器140的三个差分电流输出A、B和C)。这些表进一步总结了先前描述的连接。在图16-18中，顶上的三行总结了VGA的输入连接，底部的六行总结了VGA的输出连接。

现在讨论图22，该图描述了各个VGA的概念操作。VGA设计为提供可变增益、包括接地在内的宽输入公共模式范围、宽差分信号范围、以及输出，该输出可以称为由VREF表示的宽范围变化级别。

各个VGA容纳从负100毫伏至正100毫伏的双极差分输入信号范围。该范围在信号未压缩时对于双极乘法器来说过宽。

如同在标准的跨导(GM)单元前端中那样，一对输入设备M1和M2由源I2和I3以恒定电流驱动。这意味着对于匹配设备，差分输入信号会出现在电阻R1两端。这样，跨导被设置为1/R1。VGA输入为Inn和Inp。设备M1和M2的大小被设计为针对较大的跨导从而将误差最小化。

VGA电路是对称的，并且对于正的和负的输入信号均按照相同方式工作。对于正信号，流过电阻R1且大小等于VIN/R1的电流IX以如图所示方向流过R1。对于负信号，电流会以相反方向流过R1。图中所示电流强制共源共栅放大器(cascode)M4承载电流I+IX并且强制共源共栅放大器M3承载I-IX，其中I是由电流源I2和I3强制而通过输入对(input pair)设备M1和M2的恒定偏移电流。

电阻R3、R4、R5和R6表示工作在三级管模式中的MOSFET。它们是电子可变电阻。R3的阻值被调节以使得它承载M3的I-IX电流，而R4的阻值被调节以使得它承载M4的I+IX电流。

电压源V1具有VCASC伏的值，VCASC伏被提供给M3和M4的栅极。该电压源以及M3和M4设置R3和R4两端的电压。

电压源V4表示增益控制电压，并且与M5和M6一起设置R5和R6两端的电压。源V4的电压标识为VGAIN，源V4的电压可以为正值、负值或者零。当它被设置为零时，所有可变电阻R3至R6两端的电压降都相同。

可变电阻R3和R5由相同的电子控制信号驱动。类似的，电阻R4和R6由相同的控制信号驱动。电阻R3、R4、R5和R6在物理设计中也被设置为匹配跟随。

由于电阻R5跟随(track)R3，对于设置为零的VGAIN，M5会承载与M3相同的电流(I-IX)。类似的，由于电阻R6跟随R4，M6会承载与M4相同的电流(I+IX)。

对于非零的增益值，后端设备M5和M6中的电流是前端设备M3和M4中电流的比例缩放版本(scaled version)。缩放因子(scaled factor)在图22中显示为K并且可以大于或者小于1。因此，M5中流过电流K(I-IX)并且M6中流过电流K(I+IX)。

设备M7和M8形成电流镜，将差分输入信号转换为单端信号。这样，偏移电流被减去，并且产生的信号电流2KIX流过反馈电阻R2，该电阻连接在运算放大器190周围的反馈回路中，其中包括作为跨阻放大器TZA 190工作的理想运算放大器。输出多路复用器170是显见的，并且没有显示。输出VOUT包括图5中的信号DROOP。它还显示在图3中。

所述输出VOUT＝2KIXR2，其中IX＝VIN/R1，从而产生的增益是VO/VIN＝2K(RT/R1)。VGA的输出信号是提供给OPAMP 190的参考输入的电压，图示为VREF。

如前所述，为了调节该VGA的偏移，流过R1的电流被图19中的电流舵(current steering)DAC 230所调节，DAC 230的模拟输出包括端子TRIM-P和TRIM-N，连接在R1两端。见图19和图22。通过调节R1中的电流，使得流过R1的电流为0，当该VGA的输入被短接时，该VGA的偏移被补偿。

图23、24和25共同显示了各个VGA的示意图。图23显示了在此所称的VGA前端，图24显示了在此所称的VGA后端，图25显示了所述偏移电路。这些图示实现了图22中所示的VGA概念模型。在图23和图25之间有一定重叠。字母A-L表示两图之间对应的连接点。

特别地，VGA前端包括与图22同样标识的晶体管M1和M2。电阻R1设置增益并且对应于图22中的电阻R1。晶体管M5和M5A对应于图22中的可变电阻R3，晶体管M6和M6A对应于图22中的可变电阻R4。

对于M1和M2的栅极之间的零差分输入电流，通过M1和M2承载电流I。该电流的一半(I/2)通过静态三级管FET M5和M6承载。图19中的DAC230通过R1提供电流以补偿偏移。

OPAMP I250驱动M5A的栅极(节点N11)以改变其阻值从而使得R14和M1中的电流在输入信号变化时保持恒定。OPAMP I251驱动M6A的栅极(节点N12)以使得R24和M2中的电流恒定。

OPAMPA2-1驱动M5和M5A的源极至电压NCASC。这样消除了可能由于共源共栅放大器M3的栅极一源极电压随着信号电流、温度以及过程而改变从而导致的误差。OPAMP A2-2对三级管FET M6和M6A起着相同作用。

共源共栅放大器设备及其关联的OPAMP确保了M5、M5A、M6以及M6A工作在三级管区域中。额定漏极-源极电压被保持在100毫伏。

三级管FET被分解为静态设备和可变阻值设备。这样做是为了使得控制回路不会将支路强制为零电流状态从而避免启动问题。它还通过减少两个反馈回路、一个控制M5A以及第二控制M6A之间的耦合而避免了稳定性问题。

两个回路之间的耦合元件是电阻R1。偏移被设置为使得即使具有最大差分输入电压，流过电阻R1的电流也不能关断M5A或者M6A反馈回路或者使其饱和。

节点NCASC处的共源共栅放大器电压是通过拉拽系统参考电流使之流过R30而产生的，如图25所示。系统电流是通过在多晶硅电阻(polyresistor)两端施加带隙(bandgap)参考电压而产生的。由于R30是另一个多晶硅电阻，它两端电压的精度被带隙精度和电阻匹配精度限制。这样提供了精确的共源共栅放大器电压，该电压被参考到正供电轨VDDL。

图24显示了所述VGA后端示意图。在后端中，设备M11和M11A对应于图22中的可变电阻R5，而设备M12和M12A对应于可变电阻R6。

驱动前端设备M5A的OPAMP I250还通过节点N11驱动后端设备M11A从而它们跟随阻值。

驱动前端设备M6A的OPAMP I251还通过节点N12驱动后端设备M12A从而它们跟随阻值。

通过所述VGA的增益控制输入信号是电流I-GAIN，该电流通过电阻R0产生，从而按照类似于所述前端技术的方式产生后端设备的共源共栅放大器电压。前端与后端共源共栅放大器电压的比率对与图22中的缩放因子K对应的增益进行调节。

增益控制电压保持在电容C2上。跟踪保持(track-hold)开关由晶体管M10和M11组成。

当需要固定增益时，后端共源共栅放大器节点VGAIN通过耦合在NCASC和VGAIN之间的开关M14被短接到前端共源共栅放大器电压NCASC。这样将增益设置为跨阻放大器反馈电阻(100K欧姆)与VGA GM电阻(10K)的比率的两倍，从而得到增益20。因子2来自于提供给输出引脚N1和P1的2比1电流镜，N1和P1对应于可变增益放大器的输出。可变增益放大器的输出对应于M6和M7的漏极电流。

当需要可变增益时，即当VGA正在被校正时，跟踪保持开关M10/M11将VGAIN节点连接到电阻R0从而I-GAIN信号进行控制。然后该增益如同参考图20所概述的一样被调节。

一旦校正后的放大器经过一定时间稳定下来，则跟踪保持开关(M10/M11)打开与电阻R0的连接，并且增益控制电压被保持在保持电容C2上。现在校正后的放大器可以被轮换到工作状态。此更新速度在2毫秒的数量级上，这远远快于温度变化的速度。

图25显示了VGA晶体管偏移电路。模块400包括一组宽容限电流镜。其输入是系统参考电流。它提供偏移给VGA内部的运算放大器并为共源共栅放大器参考提供电流。

在图25的VGA偏移示意图中，放大器A4、M65和电阻R35将NCASC电压转换为电流，通过R16驱动该电流从而为运算放大器I250、I251提供电压参考。这样为可变设备M5A和M6A中的额定电流设置了参考。

相同的R16参考被提供给运算放大器A3，A3驱动M71的栅极(节点N10)、前端静态三级管设备M5和M6以及后端三级管设备M11和M12。设备M71的大小设计为与M5相同，因为它承载与M5相同的电流，并且M72的大小设计为共源共栅放大器设备M3的大小的一半，因为它承载M3的一半电流。

来自M72的电流流过R36，R36的值为R4、R6和R14的值的两倍。这样使得放大器A3驱动节点N10，直到M71和M5在零差分输入电压的条件下承载可变设备M5A和M6A的电流的一半。

放大器A3的反馈回路使得静态设备M5和M6即使在过程、温度和电压变化的情况下仍然承载可变设备M5A和M6A的电流的一半。这样的结果是输入设备M1和M2始终承载电流并且避免了稳定的零电流状态。它还确保了即使差分输入电压较大也不会导致一个输入回路降低到零电流，因为它限制了可变设备的控制。这种技术类似于通过共模(common-mode)反馈回路改变源极耦合对的尾电流从而控制共模电压时所采用的技术。当第二尾电流设备提供部分的恒定电流时，所述回路仅控制尾电流的一部份。

返回图19，在正在校正的VGA的偏移电压校正期间，开关短接VGA的输入。VGA差分输出电流驱动电流镜320，该电流镜两端连接了逐次逼近寄存器(SAR)偏移比较器210。所述状态机循环通过数模转换器230的各个比特。DAC 230的输出是被引导(steered)至电阻R1两端的VGA输入的差分电流，从而补偿偏移。DAC的各个比特由比较器210进行逐个测试，从而确定该比特是否应当被锁定或者释放。这样，偏移被调节为在最小有效位为零(a least significant bit of zero)之内。

图26和图27显示了可以用于实现图20所示的热补偿技术的两个热敏电阻接口电路。

返回图20，热敏电阻接口电路的输出是信号I-TEMP，信号I-TEMP流过连接在VGA输入两端的电阻RPOLY，产生温度有关输入电压。VGA的差分输出电流通过电流镜250提供，电流镜250将该输出转换为单端电流。该单端输出电流与图20中标记为IREF的恒定参考电流进行比较。

所述电流镜250的高阻抗叠加节点(summing node)驱动源极耦合对260的一侧。该设备的漏极电流是增益控制电流IGAIN。该对中的另一个设备连接到固定偏移电压BIAS。这样对该对的尾电流ITAIL限制了增益控制电流。这样防止了启动期间的饱和情况。即使将全部的尾电流ITAIL作为增益信号来施加，VGA仍然在其线性范围内工作。

这样，VGA的输出被强制为在输入信号随着温度变化的情况下保持恒定。反馈回路使得增益随着输入信号增加而降低。然后增益设置被保持在图24所示的跟踪保持电容C2上从而VGA可以进入工作状态。

返回图26和图27，这两个电路的输出是正温度系数电压VPTC＝2×IREF×R3(1-RT/RTG)，其中RT是热敏电阻的阻值，RTG是外部精密电阻的阻值，R3是图中所示的内部多晶硅电阻的阻值，IREF是如图所示的内部参考电流。图27中所示形式允许大电容C0和C1分别都置于热敏电阻和精密外部电阻两者的两端以抵抗噪声并且同时保持稳定性。电压VPTC产生在电阻R3两端。信号TEMP提供热监视信号给监视设备。带隙参考除以内部(相对于IC)电阻从而产生参考电流。然后该电流流过外部精密电阻RTG以产生电压，该电压施加在热敏电阻NTC RT两端。由此抵消了由于过程和温度导致的内部电阻变化。

图28显示了系统增益计算。图28显示了处于校正中的一个VGA和处于工作中并且从属于第一VGA的第二VGA。在实际系统中，VGA首先被校正并且随后通过保持电容C2上存储的增益设置而轮换到工作中。系统中的相关关系与该模型相同。该增益结果是AV＝[(3/4)×RTZA]/[R3×(1-RNTC/REXT)]。对于匹配设备，增益仅与电阻比率和热敏电阻值有关。RNTC＝RT并且REXT＝RT6。

尽管参考特定实施例描述了本发明，但是本领域技术人员可以很容易作出其他变化和修改使用。因此本发明并不限于在此公开的特定内容，而是仅由所附权利要求书所限定。

Claims (35)

1.一种用于电压转换器的电流检测放大器，其中所述电压转换器具有至少一个通道通过输出电感提供输出电流，所述电流检测放大器通过所述输出电感监视所述至少一个通道中的电流，所述电流检测放大器包括：

多个可变增益放大器，其个数比所述电压转换器中的通道至少多一个，由此至少一个可变增益放大器在预设的时间周期内处于校正模式，在该时间周期内所述可变增益放大器被补偿偏移误差并且所述可变增益放大器的增益被校正以补偿所述输出电感的温度，同时在所述预设时间周期期间所有其余的可变增益放大器被连接以监视各个输出电感中的通道电流。

2.根据权利要求1所述的电流检测放大器，其中所述电压转换器包括具有多个通道的多相位转换器，各个通道对总输出电流做出贡献，并且每个通道具有输出电感，所述电流检测放大器通过各个电感监视各个通道中的电流。

3.根据权利要求2所述的电流检测放大器，其进一步包括

输入多路复用器，具有耦合到监视所述输出电感中的电流的监视电路的多个输入，以及至少一个附加输入，所述至少一个附加输入包含针对正在被校正的可变增益放大器的校正输入，

所述输入多路复用器具有耦合到各个可变增益放大器的输入的输出；

输出多路复用器，具有耦合到所述可变增益放大器的输出的输入，以及为提供所述多相位转换器的控制功能和所述可变增益放大器的至少一种校正功能而被耦合的输出；以及

控制器，用于操作所述输入和输出多路复用器，从而按照预设序列将所述输入多路复用器的输入连接到所述可变增益放大器，并且将所述可变增益放大器的输出连接到所述输出多路复用器的输出，以使得各个可变增益放大器按照预设的时间间隔被校正。

4.根据权利要求3所述的电流检测放大器，其中最近最少校正的可变增益放大器总是下一个待校正的可变增益放大器。

5.根据权利要求3所述的电流检测放大器，其中所述各个可变增益放大器的增益在校正期间被调节，以使得即使所述输出电感的温度变化，所述可变增益放大器的输出仍然保持恒定。

6.根据权利要求5所述的电流检测放大器，其进一步包括用于监视至少一个所述输出电感的温度的热监视电路，该热监视电路提供关于所述电感温度的信号。

7.根据权利要求6所述的电流检测放大器，其进一步包括增益调节电路，该增益调节电路用于响应于所述输出电感的温度变化而调节所述可变增益放大器的增益，该增益调节电路包括开关电路以及连接到所述可变增益放大器的反馈电路，该开关电路用于在预设时间切换所述可变增益放大器的输入以接收所述热监视电路的输入，该反馈电路用于响应于所述热监视电路的所述输入而改变所述可变增益放大器的增益以保持所述可变增益放大器的输出恒定。

8.根据权利要求3所述的电流检测放大器，其中所述校正功能包括对所述可变增益放大器的偏移调节。

9.根据权利要求8所述的电流检测放大器，其中所述可变增益放大器包括提供差分输出信号的放大器，并且其中为了补偿所述差分输出信号的偏移误差，偏移确定电路被提供以调节所述可变增益放大器从而补偿所述偏移误差。

10.根据权利要求9所述的电流检测放大器，其中所述偏移确定电路包括耦合到包含所述校正功能的所述输出多路复用器输出端的比较器电路，并且

其中所述可变增益放大器具有差分输入对，并且进一步包括用于在预设时间短接所述差分输入对的电路，在所述预设时间期间所述可变增益放大器处于校正模式，并且由此当所述可变增益放大器的差分输入对被短接时，将所述可变增益放大器的输出提供给所述比较器电路以确定所述可变增益放大器中存在的偏移误差量；以及进一步包括反馈电路，该反馈电路将所述比较器的输出耦合到所述可变增益放大器的调节输入以针对所述偏移误差调节所述可变增益放大器。

11.根据权利要求10所述的电流检测放大器，其中所述反馈电路包括数字逐次逼近寄存器和数模转换器，所述数模转换器提供模拟输出以针对所述偏移误差调节所述可变增益放大器。

12.根据权利要求2所述的电流检测放大器，其中所述电流检测放大器包括多个电感电流检测电路，每个对应一个输出电感，并且其中每个电流检测电路包括置于所述输出电感两端的RC滤波器，以使得监视的电流正比于所述输出电感的内部DC电阻两端的电压。

13.根据权利要求6所述的电流检测放大器，其中所述热监视电路包括热敏电阻和参考电阻。

14.根据权利要求3所述的电流检测放大器，其中所述输出多路复用器将所述可变增益放大器耦合到所述多相位转换器电路从而相对于输出电流、所述多相位转换器的通道之间的电流平衡、以及所述多相位转换器的过电流限制而控制所述转换器的输出电压的电压定位。

15.根据权利要求3所述的电流检测放大器，其进一步包括多个电流分流器，所述多个电流分流器将所述可变增益放大器的输出耦合到所述输出多路复用器的所述输入。

16.根据权利要求3所述的电流检测放大器，其中每个可变增益放大器包括差分输入放大器晶体管对，其中耦合所述输入晶体管对的电阻上产生与所述输入晶体管对的输入之间的电压差成正比的第一电流，并且进一步包括：

分别与所述输入对中的各个晶体管串联耦合的附加晶体管，并且其中在与所述输入晶体管对串联耦合的各个附加晶体管中分别产生等于参考电流与所述第一电流的和值和差值的电流；

进一步包括增益级，用于产生等于增益因子乘以所述和值与差值电流的电流，并且产生正比于所述增益因子乘以所述第一电流的输出电流；并且进一步包括增益调节级，用于基于外部输入调节所述增益因子。

17.根据权利要求16所述的电流检测放大器，其进一步包括具有输出的偏移校正电路，并且其中所述偏移校正电路的输出提供在所述电阻的两端以调节流过所述电阻的电流，从而补偿所述可变增益放大器的偏移误差。

18.根据权利要求16所述的电流检测放大器，其中所述外部输入为温度相关信号。

19.一种可变增益放大器，包括：

差分输入放大器，包括一对晶体管，各个晶体管具有输入，输入电压通过该输入提供，所述晶体管被耦合以使得各个晶体管与各个提供参考电流的电流源分别串联，并且由此耦合所述晶体管的电阻元件上产生电流，该电流正比于所述输入之间的电压；

进一步包括分别与所述晶体管对中的各个晶体管串联耦合的附加晶体管，并且其中所述附加晶体管设置为使得由于所述输入提供的电压而在各个附加晶体管中产生电流，在一个附加晶体管中的电流基本等于所述参考电流和所述电阻元件中的电流之和，并且在另一个附加晶体管中的电流基本等于所述参考电流与所述电阻元件中电流之差；

进一步包括增益级，用于产生等于增益因子乘以所述和值与差值电流的电流，并且产生正比于所述增益因子乘以流过所述电阻元件的所述电流的输出电流；

进一步包括接口，用于选择性地提供正比于所述差分放大器的所述输入两端的变量的信号以驱动所述输出信号至一输出值；以及

响应于所述输出值的增益设置电路，产生增益设置信号以调节所述可变增益放大器的增益。

20.根据权利要求19所述的可变增益放大器，其中所述变量是由温度检测元件产生的温度有关信号。

21.根据权利要求19所述的可变增益放大器，其进一步包括：

与各个附加晶体管串联耦合的电子可变电阻，并且其中各个电子可变电阻的阻值是可调节的，从而所述附加晶体管中的电流分别等于所述和值和差值电流。

22.根据权利要求21所述的可变增益放大器，其中所述附加晶体管具有连接到固定电压源的控制输入。

23.根据权利要求21所述的可变增益放大器，其中所述增益级包括两个增益级晶体管，其中产生的所述和值和差值电流与所述增益因子相乘，所述两个增益级晶体管分别与附加电子可变电阻串联耦合，所述两个增益级晶体管具有耦合到设置所述增益因子并且响应于所述增益设置信号的可变增益控制电压源的控制输入。

24.根据权利要求23所述的可变增益放大器，其中所述增益级晶体管耦合到电流镜电路以将所述和值和差值电流信号与所述增益因子的乘积转换为参照公共参考的单端电流信号。

25.根据权利要求24所述的可变增益放大器，其中所述单端电流信号耦合到附加放大器电路以提供所述输出信号。

26.根据权利要求23所述的可变增益放大器，其中各个所述电子可变电阻包括工作在三级管模式下的MOSFET，并且各个所述晶体管包括MOSFET。

27.根据权利要求19所述的可变增益放大器，其进一步包括偏移调节电路，该偏移调节电路包括通过所述电阻元件提供调节电流的电路，从而在所述输入被短接时流过所述电阻元件的电流被设置为零。

28.根据权利要求19所述的可变增益放大器，其进一步包括采样和保持电路，该采样和保持电路用于对由所述增益设置信号在电阻两端产生的电压进行采样从而设置所述增益因子。

29.根据权利要求26所述的可变增益放大器，其中所述电子可变电阻包括两个设备，即静态MOSFET设备和可变阻值MOSFET设备。

30.一种热校正电路，用于调节可变增益放大器的增益，所述热校正电路包括：

接口，用于接收随着温度变化的信号并且提供与温度变化相关的信号；

可变增益放大器，具有输入和输出；

所述与温度变化相关的信号被选择性耦合到所述输入；

在所述可变增益放大器的输出处的电路，用于产生与所述可变增益放大器的输出处产生的电流和参考电流之间的差值成正比的第一电流；以及

驱动附加电路的所述第一电路，以产生用于调节所述可变增益放大器的增益的增益控制信号。

31.根据权利要求30所述的热校正电路，其中所述接口从热敏电阻接收温度相关信号，在精密电阻元件两端产生施加给所述热敏电阻的参考电压，并且产生包含电流信号的、与温度变化相关的所述信号，所述电流信号在通过开关电路选择性地耦合到所述输入的输入电阻两端产生电压信号。

32.根据权利要求31所述的热校正电路，其中所述热敏电阻产生与电压转换器的输出电感的温度关联的信号。

33.根据权利要求31所述的热校正电路，其中所述可变增益放大器具有差分输入和输出，并且其中所述差分输出耦合到参考电流源和电流镜电路以产生所述第一差分电流；并且其中所述附加电路包括一对晶体管，所述附加电路通过将所述第一差分电流与由固定偏移电压产生的参考电流比较而产生所述增益控制信号。

34.根据权利要求33所述的热校正电路，其中所述附加电路包括用于对所述增益控制信号设置限制的电流限制电路。

35.根据权利要求33所述的热校正电路，其中所述可变增益放大器包括用于从所述增益控制信号产生增益控制电压的电路，以及用于对所述增益控制电压进行选择性地采样以设置所述可变增益放大器的增益的采样和保持电路。

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