CN104215353A - 用于温度测量系统的输入级 - Google Patents

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CN104215353A CN201410233806.5A CN201410233806A CN104215353A CN 104215353 A CN104215353 A CN 104215353A CN 201410233806 A CN201410233806 A CN 201410233806A CN 104215353 A CN104215353 A CN 104215353A
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Abstract

本文公开了一种温度测量输入级。根据本公开内容的一些实施例，温度测量输入级可包括电阻器、热敏电阻器、第一复用器、放大器、第二复用器和输出级。第一复用器可配置成在第一复用器状态期间将电阻器耦合到第一放大器，并且在第二复用器状态期间将热敏电阻器耦合到第一放大器。放大器可包括第一放大器输入、耦合到电压参考的第二放大器输入及耦合到反馈路径的放大器输出。第二复用器可配置成在第一复用器状态期间将反馈电流路由到电阻器，并且在第二复用器状态期间将反馈电流路由到热敏电阻器。输出级可配置成基于反馈电流提供输出电流。

Description

用于温度测量系统的输入级
技术领域
本公开内容一般涉及电路，并且更具体地说，涉及温度测量和电压测量电路。
背景技术
电路操作时的温度是许多应用中的一个关键性能注意事项。例如，各种半导体器件的性能可跨热温度和冷温度有很大变化。因此，半导体制造者经常只为预确定的温度范围保证电路性能。由于温度能够是关键的性能注意事项，因此，一些应用主动测量和监视温度。人们知道称为热敏电阻器的器件具有随温度变化的电阻。相应地，一些应用测量热敏电阻器的电阻以便跟踪电路操作的大约温度。
发明内容
本文公开了一种温度测量输入级。根据本公开内容的一个实施例，温度测量输入级可包括电阻器、热敏电阻器、第一复用器、放大器、第二复用器和输出级。第一复用器可配置成在第一复用器状态期间将电阻器耦合到第一放大器，并且在第二复用器状态期间将热敏电阻器耦合到第一放大器。放大器可包括第一放大器输入、耦合到电压参考的第二放大器输入及耦合到反馈路径的放大器输出。第二复用器可配置成在第一复用器状态期间将反馈电流路由到电阻器，并且在第二复用器状态期间将反馈电流路由到热敏电阻器。输出级可配置成基于反馈电流提供输出电流。
根据本公开内容的另一实施例，缓冲器可包括第一缓冲器输入、第二缓冲器输入、第一复用器、第二复用器、放大器及输出级。第一复用器可配置成在第一复用器状态期间将第一缓冲器输入耦合到第一放大器输入，并且在第二复用器状态期间将第二缓冲器输入耦合到第一放大器输入。放大器可包括第一放大器输入、耦合到电压参考的第二放大器输入及耦合到反馈路径的放大器输出。第二复用器可配置成在第一复用器状态期间将反馈电流路由到第一缓冲器输入，并且在第二复用器状态期间将反馈电流路由到第二缓冲器输入。输出级可配置成基于反馈电流提供输出电流。
根据本公开内容的另一实施例，方法可包括将电阻器耦合到缓冲器的放大器输入，基于电阻器生成第一输出电流，将热敏电阻器耦合到缓冲器的放大器输入，以及基于热敏电阻器生成第二输出电流。
根据本公开内容的另一实施例，电压测量系统可包括配置成基于电压输出电流的输入缓冲器。输入缓冲器可包括第一电压输入、第二电压输入、配置成交替耦合第一电压输入和第二电压输入之一到放大器输入的开关、配置成基于耦合到放大器输入的电压驱动反馈电流的放大器，放大器具有第一输入极性状态和第二输入极性状态及配置成基于反馈电流输出电流信号的输出级，输出级具有第一输出极性状态和第二输出极性状态。电压测量系统可还包括模数转换器(ADC)，模数转换器耦合到输入缓冲器，并且配置成接收基于第一电压输入的第一批多个电流信号，将第一批多个电流信号转换成第一批多个数字信号，接收基于第二电压输入的第二批多个电流信号，以及将第二批多个电流信号转换成第二批多个数字信号。电压测量系统可还包括计算级，计算级以通信方式耦合到ADC输出并且配置成消除对应于放大器的输入偏移电压的第一偏移，消除对应于ADC的输入偏移电流的第二偏移，基于第一批多个数字信号，确定第一数字值，基于第二批多个数字信号，确定第二数字值，以及基于第一数字值和第二数字值，计算电压比。
要理解的是，前面的一般描述和下面的详细描述均是示范和说明性的，并不是限制本发明为所述的内容。
附图说明
通过结合附图进行的以下描述，可获得所述实施例及其优点的更完整和详尽的理解，附图中类似的标号指示类似的特征，并且其中：
图1A根据本公开内容的教导，示出电流模式缓冲器的示意图；
图1B根据本公开内容的教导，示出电流模式缓冲器的示意图；
图2根据本公开内容的教导，示出用于测量电阻器和热敏电阻器的电阻的示例方法的流程图；
图3根据本公开内容的教导，示出显示温度测量系统的框图；
图4根据本公开内容的教导，示出用于测量温度的示例方法的流程图；
图5根据本公开内容的教导，示出显示校准的温度测量系统的框图；
图6根据本公开内容的教导，示出查图的框图；
图7根据本公开内容的教导，示出用于校准温度测量系统的示例方法的流程图；
图8根据本公开内容的教导，示出用于测量温度的示例方法的流程图；
图9根据本公开内容的教导，示出电流模式缓冲器的示意图；
图10根据本公开内容的教导，示出放大器的示意图；以及
图11根据本公开内容的教导，示出显示电压测量系统的框图。
具体实施方式
图1A根据本公开内容的教导，示出电流模式缓冲器100的示意图。缓冲器100可以是用于系统的输入级，如参照图3更详细所述，系统可配置成通过测量温度相关电阻的值来测量温度。
缓冲器100可包括共模电压参数(VCM)、N:1复用器(MUX) 111、放大器120、p型金属氧化物半导体场效晶体管(PMOS) 130、132、134、n型金属氧化物半导体场效晶体管(NMOS) 140、142、144及开关112。缓冲器100可配置成感应耦合到缓冲器100的多个输入（例如，VIN1和VIN2）之一的电阻，并且基于电阻的值输出电流。输出电流可以为差分输出电流IOUT +和IOUT -。在一些实施例中，输出电流可与感应到的电阻成反比，或者基于感应到的电阻。缓冲器100可配置成感应耦合到其输入之一的任何适合器件的电阻。例如，缓冲器100可配置成感应热敏电阻器、电阻器、二极管、二极管连接的晶体管或带有电阻特性的任何其它器件的电阻。此类电阻器件可以是芯片外器件或与缓冲器100位于相同半导体芯片上的芯片上器件。为便于理解本公开内容，热敏电阻器可以是其电阻相对于温度以已知方式变化的任何器件。相应地，通过热敏电阻器的电流可在跨热敏电阻器应用给定电压时跨某个范围的温度变化。一些商用热敏电阻器可以是外壳接地，并且因此可具有耦合到接地(GND)的一个端子。相应地，缓冲器100的一些实施例可配置成感应在缓冲器100的输入与GND之间耦合的器件的电阻。
如上所述，缓冲器100可配置成作为用于温度测量系统的输入级操作。在一些实施例中，此类温度测量系统可配置成基于热敏电阻器105的测量的电阻，确定温度。在一些实施例中，此类温度测量系统可配置成基于包括热敏电阻器105的电阻和参考电阻器106的电阻两者的比率，确定温度。相应地，缓冲器100可配置成在不同时间感应不同器件（例如，热敏电阻器105和参考电阻器106）的电阻。例如，热敏电阻器105可耦合到VIN1，并且参考电阻器106可耦合到VIN2。在可感应和/或测量热敏电阻器105的电阻的第一时间期内，MUX 111b可将VIN1耦合到放大器120的输入，并且MUX 111a可将反馈路径（例如，包括PMOS 130的电流路径）耦合到VIN1。同样地，在可感应和/或测量参考电阻器106的电阻的第二时间期内，MUX 111b可将VIN2耦合到放大器120的输入，并且MUX 111a可将反馈路径（例如，包括PMOS 130的电流路径）耦合到VIN2。
虽然MUX 111a和MUX 111b可示为2:1复用器，但MUX 111a和MUX 111b可以是带有任何适合数量（“N”）的输入的“N:1”复用器。相应 MUX 111a和MUX 111b可适应任何适合数量的输入（例如，三、四或更多），以便由缓冲器100感应和/或测量任何适合数量的电阻器件。
PMOS 130和放大器120可配置成基于耦合到放大器120的电阻生成电流。如上所述，在放大器120的正输入端子由MUX 111b耦合到VIN1时，包括PMOS 130的反馈路径也可耦合到VIN1。此时，放大器120可比较在VIN1的电压和参考电压（例如，共模参考电压VCM）。放大器120的输出随后可经反馈节点125驱动PMOS 130以生成反馈电流IFB。反馈电流可又形成跨热敏电阻器105的电压降，使得在VIN1的电压相等于VCM的电压。虽然在VIN1的电压可相等于VCM的电压，但由于放大器120的偏移原因，这可以是一个或更多个非理想情况的结果（例如，半导体器件不匹配、处理误差和/或放大器120的有限电压增益），可存在一定的偏移。在热敏电阻器105的感应和/或测量期间的反馈电流IFB可由以下等式表示：IFB = VIN1/RTH，其中，RTH可以是热敏电阻器105的电阻。由于在VIN1的电压可由放大器120强制相等于VCM，因此，反馈电流IFB也可表示为IFB=VCM/RTH。在感应和/或测量耦合到VIN2的参考电阻器106的电阻时，缓冲器100可以类似方式操作。对于此类测量，反馈电流IFB可表示为IFB = VCM/RREF，其中，RREF可以是参考电阻器106的电阻。
MUX 111a和MUX 111b可包括诸如通栅(pass-gate)晶体管（未明确示出）等可具有电阻的组件。相应地，流过MUX 111的任何电流可造成电压降。由于MUX 111内部的此类器件的电阻可受各种参数影响（例如，半导体工艺变化和/或温度），因此，跨MUX 111的任何电压降可有所不同。为避免此类变化的电压降造成的误差，放大器120的输入可配置成不汲取任何相当大量的电流。相应地，缓冲器100可感应耦合到VIN1和/或VIN2的电阻，而无相当大量的电流流过MUX 111b。因此，与通过MUX 111b的此类电流相关联的任何电压降和/或误差可得以避免。由于缓冲器100可配置成感应耦合到VIN1和/或VIN2的电阻的值，而不汲取从VIN1和/或VIN2到放大器120的输入的任何电流，因此，缓冲器100可在本文中称为“高阻抗缓冲器”。
如上所述，反馈电流IFB的值可基于耦合到VIN1或VIN2的电阻的值。因此，可相等于IFB，与IFB成正比，或者基于IFB的电流可用于测量耦合到VIN1或VIN2的电阻的值。在一些实施例中，PMOS 132可配置成镜像PMOS 130，并且由此可提供可与IFB成正比的单端输出电流IOUT。象PMOS 130一样，PMOS 132可具有耦合到VDD的源极和耦合到反馈节点125的栅极。
为将IOUT换算到用于给定IFB的所需级别，PMOS 132的大小可调整到任何适合大小，该大小可大于或小于PMOS 130的大小。为便于理解本公开内容，PMOS或NMOS晶体管的“大小”可指晶体管的宽度长度比。在一些实施例中，PMOS 132的大小可配置成是PMOS 130的两倍，并且因此IOUT的值可以是IFB的值的两倍。同样地，在一些实施例中，PMOS 132的大小可配置成是PMOS 130的一半，并且因此IOUT的值可以是IFB的值的一半。为便于理解本发明，IOUT和IFB的比率可称为缓冲器100的“增益”。
在一些实施例中，可动态调整缓冲器100的增益。例如，PMOS 132可具有可调整的大小。为实现可调整大小，PMOS 132可包括任何适合数量的单独PMOS器件，这些器件可选择性地包括在PMOS 132的操作中。每个单独选择的PMOS器件可影响PMOS 132的整体大小。相应地，更多单独PMOS器件的选择可导致用于PMOS 132的更大实际大小，并且更少单独PMOS器件的选择可产生用于PMOS 132的更小实际大小。在一些实施例中，此类单独器件的选择和取消选择可通过经开关、通栅或配置成选择性地将两个端子耦合在一起的任何其它适合器件，将每个单独器件的栅极、源极和/或漏极端子的一个或更多个端子耦合到PMOS  132的相应栅极、源极和/或漏极端子而实现。
缓冲器100可配置成输出IOUT到正输出节点154或负输出节点152。例如，缓冲器100的输出级可包括开关112。在第一极性状态期间，开关112可将单端IOUT路由到正输出节点154，并且在第二极性状态期间，开关112可将单端IOUT路由到负输出节点152。缓冲器100的输出的交替极性可由包含缓冲器100的系统用于校正由于半导体器件不匹配、半导体加工缺陷或其它类型的非理想性原因由缓冲器100造成的偏移和/或其它信号误差。例如，缓冲器100可由于例如在热敏电阻器105的第一测量期间在放大器120的输入的正偏移原因而产生偏移。在热敏电阻器105的第一测量期间，单端IOUT可路由到正输出端子154，并且因此，偏移可作为正偏移输出。随后，通过交替开关112的状态，可交替缓冲器100的极性状态。在热敏电阻器105的第二测量期间，可将单端IOUT路由到负输出端子152。在第二测量期间，可发生类似的偏移。但由于IOUT可路由到负输出端子152，因此，偏移可作为负偏移输出。为便于理解本公开内容，缓冲器100在第二极性状态中时基于电阻器件（例如，热敏电阻器105）的输出电流可称为缓冲器100在第一极性状态中时基于该相同电阻器件的输出电流的“互补”。如下面相对于图3进一步详细描述的一样，接收表示热敏电阻器105的第一和第二测量的两个输出电流的系统可组合两个测量，从而消除在第一和第二极性状态期间生成的某些偏移。
在一些实施例中，缓冲器100可配置成将单端IOUT转换成差分输出电流IOUT +和IOUT - 。为将诸如IOUT等单端电流信号转换成差分电流信号，缓冲器100可配置成在汇入来自两个输出节点152和154的一半IOUT的同时向两个输出节点152和154之一供应IOUT。此类供应和汇入电流可在两个输出节点152和154之一产生大约一半IOUT的正电流和在两个输出节点152和154的另一节点大约一半IOUT的负电流。相应地，通过可大约相等于IOUT的单端值的差分值，可在输出节点152和154提供差分输出电流IOUT +和IOUT -。
在一些实施例中，缓冲器100可包括PMOS 134。像PMOS 132一样，PMOS 134可具有耦合到反馈节点125的栅极和耦合到VDD的源极。PMOS 134可配置成匹配PMOS 1332，但带有可大约是PMOS 132的大小的一半的大小。相应地，PMOS 134提供的电流可大约是IOUT的一半。NMOS 140、NMOS 142和NMOS 144可又配置成镜像PMOS 134的一半IOUT电流。例如，NMOS 140可具有耦合到接地（“GND”）的源极和耦合到PMOS 134的漏极的栅极和漏极。这样，NMOS 140可生成栅极偏置，并且可汇入PMOS 134提供的一半IOUT电流。NMOS 142和NMOS 144可每个包括耦合到GND的源极和耦合到NMOS 140的栅极。NMOS 142和NMOS 144可配置成相互匹配，并且可具有大约相同的大小。另外，NMOS 142和NMOS 144可配置成匹配NMOS 140，并且可具有与NMOS 140大约相同的大小。相应地，NMOS 142和NMOS 144可每个配置成汇入可大约等于IOUT的一半的电流。因此，NMOS 142可汇入来自输出节点152的大约一半IOUT的电流，并且NMOS 144可汇入来自输出节点154的大约一半IOUT的电流。为便于理解本公开内容，NMOS 142和NMOS 144可称为电流汇或电流源。虽然通过在也汇入来自输出节点152和154两者的一半IOUT的同时，将IOUT供应到两个输出节点152和154之一，可设置缓冲器的输出的共模，但缓冲器100的输出的共模可以任何适合的方式建立。例如，在将一半IOUT电流供应到两个输出节点152和154两者的同时，能够从两个输出节点152和154之一汇入IOUT。
虽然IOUT的减半在上面描述为是由于PMOS 134具有PMOS 132的一半的大小原因，但IOUT的减半可以任何适合方式实现。例如，在一些实施例中，PMOS 134可具有与PMOS 132相同的大小，并且因此可提供相等于IOUT的电流到NMOS 140。在此类实施例中，NMOS 142和NMOS 144可以为NMOS 140的大小的一半。
在一些实施例中，可从IFB镜像IOUT而不直接由放大器120将其驱动。图1B根据本公开内容的教导，示出电流模式缓冲器102的示意图。如图1B所示，放大器120可配置成驱动NMOS 135。NMOS 135可具有耦合到放大器120的输出的栅极、耦合到MUX 111a的源极和耦合到诸如PMOS 136的二极管连接器件的栅极和漏极的漏极。PMOS 136可具有耦合到VDD的源极，并且如上所述，具有耦合到一起并且耦合到NMOS 135的漏极的栅极和漏极。由于PMOS 136可与反馈晶体管NMOS 135在相同电流路径中，因此，二极管连接的PMOS 136可通过反馈电流IFB自偏置。PMOS 138和PMOS 137可每个具有耦合到PMOS 136的栅极的栅极，并且相应地可镜像PMOS 136。例如，PMOS 138可镜像PMOS 136以便以类似于图1A中PMOS 132镜像PMOS 130的方式生成IOUT。同样地，PMOS 137可镜像PMOS 136以便以类似于图1A中PMOS 134镜像PMOS 130的方式生成一半IOUT。
如上所述，缓冲器100在诸如热敏电阻器105等器件的两个测量期间交替极性的能力可允许系统实现缓冲器100以有效地消除在两个测量期间产生的任何偏移。由于缓冲器100的体系结构可允许在后一级消除偏移，因此，对于可对偏移有影响的各种参数，缓冲器100可设置有宽松的要求。例如，放大器120中匹配晶体管的尺寸（例如，差分对和/或电流镜像）可影响那些匹配晶体管实际上匹配的密切程度。一般情况下，尺寸更小（例如，用于NMOS或PMOS器件的沟道宽度和沟道长度）的晶体管可比尺寸更大的晶体管更易于受半导体加工缺陷或不匹配影响。此类半导体加工缺陷或不匹配例如可影响可形成到放大器120的输入的晶体管差分对（未明确示出）。此类不匹配的结果可能是跨放大器120的输入的偏移，这又可产生输出电流的偏移。然而，由于可在后一级消除任何不匹配诱发的偏移，因此，可以额定尺寸实现放大器120内匹配的晶体管。因此，与以大尺寸实现以便最小化不匹配和偏移的匹配晶体管相比，可节省相当大量的半导体面积。
图2根据本公开内容的教导，示出用于测量电阻器和热敏电阻器的电阻的示例方法200的流程图。
在步骤202，可将电阻器耦合到缓冲器的放大器输入。例如，可通过MUX 111b将参考电阻器106选择性地耦合到放大器120的正输入，并且可通过MUX 111a将反馈路径耦合到参考电阻器106。
在步骤204，可将缓冲器设置成第一极性状态。例如，可设置开关112以将单端IOUT路由到正输出节点154，同时NMOS 144和NMOS 142每个分别汇入来自正输出节点154和负输出节点152的一半IOUT的电流。
在步骤206，可基于电阻器生成第一输出电流。例如，放大器120可驱动反馈节点125到某个电压，该电压促使反馈路径中的晶体管（例如，PMOS 130）生成可足以强制跨参考电阻器106的电压相等于VCM的反馈电流。另外，PMOS 132可镜像PMOS 130的反馈电流。在一些实施例中，来自PMOS 132的单端信号电流可输出为单端输出电流。在一些实施例中，来自PMOS 132的单端信号电流可通过由NMOS 142和NMOS 144形成的一半IOUT电流汇而转换成差分输出电流。
在步骤208，可将缓冲器设置成第二极性状态。例如，可设置开关112以将单端IOUT路由到负输出节点152，同时NMOS 144和NMOS 142每个分别汇入来自正输出节点154和负输出节点152的一半IOUT的电流。
在步骤210，可基于电阻器的电阻生成第一互补输出电流。虽然在步骤210期间可将缓冲器100的极性设置成第二极性状态，但缓冲器100可以类似于步骤206的操作的方式生成基于参考电阻器106的第一互补输出电流。
在步骤212，可将热敏电阻器耦合到缓冲器的放大器输入。例如，可通过MUX 111b将热敏电阻器105选择性地耦合到放大器120的正输入，并且可通过MUX 111a将反馈路径耦合到热敏电阻器105。
在步骤214到220期间，可以在步骤204到210中基于电阻器生成多个输出电流的类似方式，生成基于热敏电阻器的多个输出电流。
在步骤214，可将缓冲器100重新设置成步骤204中所述的第一极性状态。
在步骤216，可基于热敏电阻器的电阻生成第二输出电流。例如，放大器120可驱动反馈节点125到某个电压，该电压促使反馈路径中的晶体管（例如，PMOS 130）生成可足以强制跨热敏电阻器105的电压相等于VCM的反馈电流。另外，PMOS 132可镜像PMOS 130的反馈电流。在一些实施例中，来自PMOS 132的单端信号电流可输出为单端输出电流。在一些实施例中，来自PMOS 132的单端信号电流可通过由NMOS 142和NMOS 144形成的一半IOUT电流汇而转换成差分输出电流。
在步骤218，可将缓冲器100重新设置成步骤208中所述的第二极性状态。缓冲器100在第二极性状态中时，可在步骤220基于热敏电阻器的电阻生成第二互补输出电流。虽然在步骤220期间可将缓冲器100的极性设置成第二极性状态，但缓冲器100可以与上面为步骤216所述在其它方面类似的方式生成第二互补输出电流。
虽然图2公开相对于方法200要进行的特定数量的步骤，但方法200可通过比图2所示那些步骤更多或更少的步骤执行。例如，可仅通过步骤202、206、212和216执行方法200。另外，虽然图2公开相对于方法200要进行的步骤的某个顺序，但方法200中包括的步骤可以任何适合的顺序完成。例如，可在步骤202到210之前执行步骤212到220。
图3根据本公开内容的教导，示出显示温度测量系统300的框图。温度测量系统300可包括热敏电阻器105、参考电阻器106、模拟输入级305及数字计算级315。在一些实施例中，模拟输入级305和数字计算级315可包括在单个半导体芯片上，并且热敏电阻器105和参考电阻器106可以是外部组件。对于此类实施例，热敏电阻器105可经引脚301耦合到模拟输入级305，并且参考电阻器106可经引脚302耦合到模拟输入级305。
模拟输入级305可包括缓冲器100和模数转换器(ADC) 310。如上参照图1所述，缓冲器100可配置成输出可与耦合到缓冲器100的电阻的值成反比，或者基于该值的差分电流信号。另外，缓冲器100可配置成交替缓冲器100的输出的极性状态。例如，在参考电阻器106的第一测量期间，缓冲器100可输出电流到其正输出节点154，该节点可耦合到ADC 310的正输入。同样地，在参考电阻器106的第二测量期间，缓冲器100可输出电流到其负输出节点152，该节点可耦合到ADC 310的负输入。在一些实施例中，模拟输入级305可包括与缓冲器100不同的电阻到电流转换器。在此类实施例中，模拟输入级305可包括交替极性器件，该器件可以与开关112交替缓冲器100的输出电流的类似方式，交替电阻到电流转换器的输出到ADC 310的正输入和ADC 310的负输入的路由选择。另外，在此类实施例中，模拟输入级305可包括共模电路，该电路可设置和/或控制ADC 310收到的电流信号的共模。
ADC 310可通过可配置成将模拟电流信号转换成数据信号的任何适合类型的ADC实现。例如，ADC 310可以是可配置成连续输出数字比特流的sigma-delta ADC，数字比特流可表示差分电流信号IOUT +和IOUT -的值。实现为sigma-delta ADC的ADC 310的实施例或任何其它适合类型的ADC可包括适合数量的积分级。在一些实施例中，此类积分级可包括连续时间积分器312。一个或更多个连续时间积分器312的连续时间操作可允许ADC 310以低噪声方式操作。例如，连续时间积分器312可比开关电容器积分器生成更小得多的噪声。此类低噪声操作可允许ADC 310位于与噪声敏感电路（例如，无线收发器）相同的半导体芯片上。通过允许更多电路集成在单个半导体芯片上，此类集成可降低各种应用中的零件计数和相关联成本。
数字计算级315可包括配置成接收和处理来自ADC 310的一个或更多个数字比特流以及计算温度的数字逻辑。数字计算级315可包括去复用器(DEMUX) 330、一个或更多个抽取器340、一个或更多个偏移消除器350、加法器360、除法器370及查图380。数字计算级315可包括以任何适合方式实现的逻辑。例如，数字计算级315的逻辑可在专用集成电路(ASIC)中，在现场可编程门阵列(FPGA)中，在存储器中存储并且配置成由多用途处理器执行的程序指令中或其任何适合组合中实现。
如下面进一步详细所述，数字计算级315可配置成成(i)将来自ADC 310，表示在不同时间热敏电阻器105和参考电阻器106的电阻的比特流转换成多比特数字值（例如，ITH和IREF）；(ii)基于两个数字值，计算电阻比；以及(iii)基于计算的电阻比，确定温度。
在一些实施例中，数字计算级315的输入可耦合到DEMUX 330的输入。在一些实施例中，DEMUX 330可以是一对四去复用器，并且可配置成将数字计算级315的输入一次耦合到四个抽取器340之一。四个抽取器340a-d每个可配置成在四个测量（例如，测量M1到M4）之一期间接收来自ADC 310的数据比特流。例如，DEMUX 330可将测量M1路由到抽取器340a，将测量M2路由到抽取器340b，将测量M3路由到抽取器340c以及将测量M4路由到抽取器340d。测量M1和M2可包括参考电阻器106的互补测量。例如，测量M1可包括缓冲器100在第一极性状态期间感应参考电阻器106的电阻时在第一时间期内来自ADC 310的比特流。另外，测量M2可包括缓冲器100在第二极性状态期间感应参考电阻器106的电阻时在第二时间期内来自ADC 310的比特流。类似地，测量M3和M4可包括用于热敏电阻器105的互补测量。例如，测量M3可包括缓冲器100在第一极性状态期间感应热敏电阻器105的电阻时在第三时间期内来自ADC 310的比特流。另外，测量M4可包括缓冲器100在第二极性状态期间感应热敏电阻器105的电阻时在第四时间期内来自ADC 310的比特流。
每个抽取器340可配置成将来自ADC 310的数字比特流转换成单个多比特值。抽取器340可连续接收任何适合数量的比特，并且可输出单个多比特值。例如，抽取器340可连续接收来自ADC 310的64个连续比特，并且可输出对应于设置成逻辑1的64个输入比特的单个多比特值。在一些实施例中，在接收逻辑1时，抽取器340可添加1到其输出值。同样地，在接收逻辑0时，抽取器310可从其输出值中减去1。相应地，对于64个连续输入比特，抽取器340可具有负64的最小输出值和正64的最大输出值。虽然抽取器340的上述示例涉及连续接收64个连续输入比特，但抽取器340可配置成接收任何适合数量的比特以便输出适合准确度的多比特值。抽取器340的比特大小可取决于多个因素，包括但不限于多比特输出的所需分辨率和所需信号范围。例如，抽取器340可配置成转换大量连续收到的比特，以便如上参照图1所述，提供在动态增大或减小缓冲器100的增益时可避免饱和的足够大的信号范围。另外，抽取器340可以是任何适合阶数抽取器。例如，抽取器340可以是一阶抽取器、四阶抽取器或任何其它适合阶数抽取器。
偏移消除器350a可配置成接收来自抽取器340a和340b，表示测量M1和M2的多比特值，并且输出可表示在参考电阻器106的测量期间参考电阻器106的电流的多比特数字值IREF。如上所述，测量M1可在缓冲器100设置成第一极性设置时已在参考电阻器106上执行，并且测量M2可在缓冲器100设置成第二极性设置时已在参考电阻器106上执行。相应地，在测量M1期间产生的偏移可对应于在测量M2期间产生的相等偏移。此类相等偏移可通过任何适合的技术消除。例如，如等式1到3所示，偏移消除器350a可从抽取器340a收到的值中减去从抽取器340b收到的值以便消除偏移电流。
缓冲器100在第一极性状态中时参考电阻器106的电流模式测量可表示为：
（等式1）    M1 = (VCM’/RREF) + IOFF
其中，VCM’是共模参考电压加缓冲器100中放大器120的偏移，RREF是参考电阻器106的电阻，以及IOFF是在ADC 310的输入中或在ADC 310的输入处产生的偏移电流（例如，ADC 310的输入偏移电流和/或由NMOS 142和NMOS 144的不匹配造成的缓冲器100的输出偏移电流）。同样地，缓冲器100在第二极性状态中时参考电阻器106的电流模式测量可表示为：
（等式2）    M2 = -( VCM’/RREF) + IOFF。
从M1减去M2可相应地产生以下等式：
（等式3）    IREF = M1 - M2 = 2* VCM’/RREF。
如下所示，IREF的值可还与ITH的值组合以进一步消除在VCM’的值中表示的放大器120的偏移。
偏移消除器350b可配置成以与偏移消除器350a类似的方式操作。偏移消除器350b可配置成接收来自抽取器340c和340d，表示测量M3和M4的多比特值，并且输出可表示在热敏电阻器105的测量期间热敏电阻器105的电流的多比特数字值ITH。如上所述，测量M3可在缓冲器100设置成第一极性设置时已在热敏电阻器105上执行，并且测量M4可在缓冲器100设置成第二极性设置时已在热敏电阻器105上执行。相应地，在测量M3期间产生的偏移可对应于在测量M4期间产生的相等偏移。此类相等偏移可通过任何适合的技术消除。例如，如等式4到6所示，偏移消除器350b可从抽取器340c收到的值中减去从抽取器340d收到的值以便消除偏移电流。
缓冲器100在第一极性状态中时热敏电阻器105的电流模式测量可表示为：
（等式4）    M3 = (VCM’/RTH) + IOFF
其中，VCM’是共模参考电压加缓冲器100中放大器120的偏移，RTH是热敏电阻器105的电阻，以及IOFF是ADC 310的偏移电流。同样地，缓冲器100在第二极性状态中时热敏电阻器105的电流模式测量可表示为：
（等式5）    M4 = (-VCM’/RTH) + IOFF。
从M3减去M4可相应地产生以下等式：
（等式6）    ITH = M3 - M4 = 2* VCM’/RTH。
如下所示，ITH的值可还与IREF的值组合以进一步消除在VCM’的值中表示的放大器120的偏移。
在确定ITH和IREF后，可以某个比率组合ITH和IREF。如等式8和9所示，此类电流比可相等于包括参考电阻器106和热敏电阻器105的相应电阻的电阻比。例如，加法器360可将ITH和IREF相加。除法器370随后可将IREF除以加法器360的输出（即，ITH与IREF之和）。代入用于IREF和ITH的值的等式3和等式6得出了以下等式：
（等式7）    IREF/(IREF+ITH)=(2*VCM’/RREF)/((2*VCM’/RREF)+(2*VCM’/RTH))。
在此类比率中，因数2和VCM’的值（包括缓冲器100中放大器120的偏移）可消除，得出以下等式：
（等式8）    IREF/(IREF + ITH) = (1/RREF)/((1/RREF) + (1/RTH))。
将等式8的分子和分母乘以RREF * RTH显示，等式8中的电流比可相等于以下电阻比：
（等式9）    Γ = RTH/(RTH + RREF)
其中，Γ表示电阻比，RREF表示参考电阻器106的电阻，以及RTH表示热敏电阻器105的电阻。
参考电阻器106可以是跨例如85到负30摄氏度的温度范围可具有大约相同电阻值的离散芯片外组件。另一方面，热敏电阻器105可具有可根据设计跨此类温度范围变化的电阻。相应地，电阻比的值可随着跨温度范围的温度而变化。查图380可配置成接收来自除法器370的电阻比，并且基于电阻比输出温度值。在一些实施例中，查图380可包括非易失性存储器，包括跨温度范围的可能电阻比和对应温度值的表格。对于此类实施例，查图380可接收来自除法器370的电阻比，确定表格中的最接近电阻比条目，以及输出表格中对应于最接近电阻比条目的温度。用于此类实施例的温度输出的分辨率可取决于电阻比值的此类表格中可能电阻比值的数量。例如，查图380可包括带有116个条目的表格以便提供在85摄氏度到负30摄氏度的可能范围内1摄氏度的分辨率。
在一些实施例中，查图380可配置成基于两个或更多个表条目插入温度值。例如，如果电阻比输入是在两个表条目的电阻比之间的一半，则查图380可计算可以是在用于两个表条目的对应温度输出值之间一半的温度。在一些实施例中，查图380可包括算法而不是电阻比和对应温度值的表格。对于此类实施例，查图380可基于电阻比和温度算法，计算温度输出。查图380中表格中存储的电阻比和温度值和/或在查图380的算法中使用的任何参数可基于用于热敏电阻器105和/或参考电阻器106的已知特性。
温度测量系统300可配置成测量和输出跨用于给定应用的任何适合温度范围的温度。例如，在消费者电子器件应用中，温度测量系统300可配置成测量和输出从85摄氏度到负30摄氏度的温度值。又如，在汽车应用中，温度测量系统300可配置成测量和输出从140到负85摄氏度的温度值。
由于最终测试测量可基于包括RTH和RREF的比率，因此，最终温度测量的准确度可取决于与RREF相比的RTH的相对值，而不是单独取决于RTH或RREF的准确度。用于ADC 310和抽取器340的各种设计参数（例如，sigma-delta操作的周期数量和抽取的顺序）对RTH和RREF的相应准确度具有相同影响。因此，虽然此类设计参数可单独影响RTH和/或RREF的测量，但那些设计参数可对包括RTH和RREF的电阻比只具有可忽略不计的影响。因此，温度测量系统300可实现高准确度而不调谐ADC 310的增益和/或在ADC 310和抽取器340上执行归一化。
出于类似原因，温度测量系统300可避免由缓冲器100中增益误差造成的误差。例如，如果半导体器件不匹配造成缓冲器100的增益比设计更大5%，则用于参考电阻器106的每个测量M1和M2和用于热敏电阻器105的每个测量M3和M4可产生相同的5%误差。在此类情况下，RTH和RREF可均包括5%误差。然而，由于5%误差可同样影响RTH和RREF，因此，此类误差可消除包括RTH和RREF的电阻比。相应地，温度测量输出可不受缓冲器100的增益误差影响。
由于温度测量系统300的体系结构可允许消除缓冲器100和/或ADC 310中可能的增益误差，因此，对于可对此类增益误差有影响的各种参数，缓冲器100和ADC 310可设置有宽松的要求。例如，如上参照图1所述，缓冲器100的增益可受与PMOS 130的大小相比的PMOS 132的大小影响。PMOS 130和PMOS 132的大小的比率例如可受各种半导体加工缺陷或不匹配影响。尺寸更小（例如，用于NMOS或PMOS器件的沟道宽度和沟道长度）的晶体管可比尺寸更大的晶体管更易于受半导体加工缺陷和/或不匹配影响。然而，由于可在后一级消除任何不匹配诱发的增益误差，因此，可以额定尺寸配置PMOS 130和PMOS 132。因此，可节省相当大量的半导体面积。
虽然电阻率可在上面描述为Γ==RTH/(RTH + RREF)，但数字计算级315可配置成实现包括RTH和RREF的任何适合比率。例如，DEMUX 330可配置成分别将测量M1和M2路由到抽取器340c和340d，并且分别将测量M3和M4路由到抽取器340a和340b。在此类实施例中，加法器360和除法器370可组合以计算RREF/(RREF + RTH)而不是RTH/(RTH + RREF)的电阻比。在一些实施例中，可忽略加法器360的功能性，并且可利用RREF/RTH或RTH/RREF的比率。
图4根据本公开内容的教导，示出用于测量温度的示例方法400的流程图。在步骤402，可生成基于电阻器的电阻的第一电流信号。例如，缓冲器100可生成可基于参考电阻器106的差分输出电流。在一些实施例中，缓冲器100可在步骤402期间设置成第一极性状态。在步骤404，可将第一电流信号转换成第一数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤406，可生成基于电阻器的电阻的第一互补电流信号。例如，可将缓冲器100的极性从第一极性状态更改到第二极性状态，并且缓冲器100可生成可基于参考电阻器106的差分输出电流。相应地，可通过在步骤406期间的相等偏移，匹配在步骤402期间产生的偏移电流（例如，IOFF）。在步骤408，可将第一互补电流信号转换成第一互补数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。    
在步骤412，可生成基于热敏电阻器的电阻的第二电流信号。例如，缓冲器100可生成可基于热敏电阻器105的差分输出电流。在一些实施例中，缓冲器100可在步骤412期间处在第一极性状态。在步骤414，可将第二电流信号转换成第二数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤416，可生成基于热敏电阻器的电阻的第二互补电流信号。例如，可将缓冲器100的极性从第一极性状态更改到第二极性状态，并且缓冲器100可生成可基于热敏电阻器105的差分输出电流。相应地，可通过在步骤416期间的相等偏移，匹配在步骤412期间产生的偏移电流（例如，IOFF）。在步骤418，可将第二互补电流信号转换成第二互补数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤420，可确定对应于电阻器的电阻的第一数字值。在一些实施例中，第一数字值可基于第一数字信号和第一互补数字信号。例如，DEMUX 330可将第一数字信号（例如，在步骤404期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340a。类似地，DEMUX 330可将第一互补数字信号（例如，在步骤408期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340b。抽取器340a和340b可将其相应收到的数字信号转换成多比特值，并且可将那些多比特值发送到偏移消除器350a。偏移消除器350a可从抽取器340a的输出中减去抽取器340b的输出，并且输出可取决于参考电阻器106的电阻的数字值IREF。
在步骤422，可确定对应于热敏电阻器的电阻的第二数字值。在一些实施例中，第二数字值可基于第二数字信号和第二互补数字信号。例如，DEMUX 330可将第二数字信号（例如，在步骤414期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340c。类似地，DEMUX 330可将第二互补数字信号（例如，在步骤418期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340d。抽取器340c和340d可将其相应收到的数字信号转换成多比特值，并且可将那些多比特值发送到偏移消除器350b。偏移消除器350b可从抽取器340c的输出中减去抽取器340d的输出，并且输出可取决于热敏电阻器105的电阻的数字值ITH。
在步骤424，可基于第一数字值和第二数字值来计算电阻比。例如，加法器360和除法器370可组合以将第一数字值（例如，IREF）除以第一数字值（例如，IREF）和第二数字值（例如，ITH）之和。如上面的等式8和9所示，诸如IREF/(IREF + ITH)等比率可相等于诸如RTH/(RTH + RREF)等电阻比。
在步骤426，可基于电阻比，确定温度输出值。例如，查图380可包含可能电阻比和对应温度输出值的表格。来自步骤424的电阻比可用于查找表格中最接近的电阻比条目，并且对应的温度输出值可得以返回。
虽然图4公开相对于方法400要进行的特定数量的步骤，但方法400可通过比图4所示那些步骤更多或更少的步骤执行。例如，可在没有步骤406、408、416和418的情况下执行方法400。另外，虽然图4公开相对于方法400要进行的步骤的某个顺序，但方法400中包括的步骤可以任何适合的顺序完成。例如，步骤402和步骤404可同时进行。
图5根据本公开内容的教导，示出显示校准的温度测量系统500的框图。与温度测量系统300相比，温度测量系统500可包括类似组件，并且可执行类似测量。温度测量系统500也可包括另外的组件，这些组件可提供用于芯片上参考电阻器（例如，参考电阻器506）的表征和可使用此类芯片上参考电阻器的温度测量的校准。
在一些实施例中，参考电阻器506可以是位于与模拟输入级505和数字计算级515相同的半导体芯片上的芯片上电阻器。例如，参考电阻器可包括位于半导体芯片上的多晶硅结构，并且可称为“多晶硅电阻器”或“多晶电阻器”。诸如参考电阻器506等多晶电阻器的值可基于半导体工艺变化与设计电阻值不同。例如，多晶电阻器的值可由于半导体工艺变化而在正负10%内变化。此类变化可或多或少取决于给定半导体工艺的参数。
为计及参考电阻器506的可能变化，温度测量系统500可配置成表征参考电阻器506，并且随后校准可在一定程度上基于参考电阻器506的温度测量。例如，在温度测量系统500在最终产品中实现之前，可在测试环境中比较参考电阻器506的电阻和高度准确的测试电阻器507的电阻。在一些实施例中，测试电阻器507可配置成具有等于参考电阻器506的所需电阻的电阻。如下面进一步详细所述，可在校准模块585中存储与测试电阻器507的电阻相比参考电阻器506的电阻的表征（例如，用于参考电阻器506的理想电阻）。随后，参考电阻器506的表征可用于调整在包含温度测量系统500的最终产品中可基于参考电阻器506和热敏电阻器105执行的任何温度测量。
温度测量系统500可包括模拟输入级505。类似于模拟输入级305，模拟输入级505可包括缓冲器100和ADC 310。由于参考电阻器506可以是模拟输入级505内芯片上器件，因此，参考电阻器506可直接耦合到缓冲器100的内部复用器而不使用引脚。在温度测量期间，热敏电阻器105可耦合到引脚502。但在参考电阻器506的表征期间，测试电阻器507可耦合到引脚502而不是热敏电阻器105。测试电阻器507到引脚502的耦合例如可在带有热敏电阻器105的产品中包含温度测量系统500前在测试环境中进行。
通过测试电阻器507耦合到引脚502，模拟输入级505可以上面为模拟输入级305所述的类似方式执行一系列测量。另外，DEMUX 330、抽取器340a-d和偏移消除器350a-b可以上面为数字计算级315所述的类似方式将那些测量转换成多比特值IREF和ITEST。
例如，四个抽取器340a-d每个可配置成在四个测量（例如，测量M1到M4）之一期间接收来自ADC 310的数据比特流。DEMUX 330可将测量M1路由到抽取器340a，将测量M2路由到抽取器340b，将测量M3路由到抽取器340c以及将测量M4路由到抽取器340d。测量M1和M2可包括参考电阻器506的对立测量。测量M1可包括缓冲器100设置成第一极性设置的情况下可测量参考电阻器506的第一时间期内来自ADC 310的比特流。另外，测量M2可包括缓冲器100设置成第二极性设置的情况下可测量参考电阻器506的第二时间期内来自ADC 310的比特流。类似地，测量M3和M4可包括用于测试电阻器507的对立测量。例如，测量M3可包括缓冲器100设置成第一极性设置的情况下可测量测试电阻器507的第三时间期内来自ADC 310的比特流。另外，测量M4可包括缓冲器100设置成第二极性设置的情况下可测量测试电阻器507的第四时间期内来自ADC 310的比特流。
偏移消除器350a随后可组合抽取器340a和340b的输出，并且可输出可对应于参考电阻器506的电阻的多比特值IREF。同样地，偏移消除器350b可组合用于抽取器340c和340d的输出，并且可输出可对应于测试电阻器507的电阻的多比特值ITEST。在表征期间，可绕过加法器360的功能性。例如，可经路径565将ITEST直接路由到除法器570。也可将IREF路由到除法器570。由于ITEST和IREF可与测试电阻器507和参考电阻器506的相应在电阻成反比，因此，诸如ITEST/IREF等电流比可相等于诸如RREF/RTEST等电阻比。
在一些实施例中，测试电阻器507可具有高度准确的电阻，该电阻可大约等于参考电阻器506的设计理想电阻。相应地，除法器570可计算在参考电阻506的实际电阻（例如，RREF）与用于参考电阻器506的理想电阻（例如，RTEST）之间的表征比。此类表征比可表示为γ=RREF/RTEST。电阻表征信息随后可存储在存储器中。例如，RREF除以RTEST的比率可存储在校准模块585中。在一些实施例中，除表征比外，或者替代表征比，用于计算电阻比的数据可存储在校准模块585中。在此类实施例中，存储的表征信息可在以后的时间（例如，在温度测量期间）用于计算表征比。校准模块585可包括任何类型的非易失性存储器。例如，校准模块585可包括可物理烧入的多个数字保险丝。在一些实施例中，校准模块585可包括可电子编程的多个EEPROM比特。相应地，RREF除以RTEST的比可在随后的温度测量期间提供到查图580。
在表征执行后，可解除测试电阻器507与引脚502耦合，并且可将热敏电阻器105耦合到引脚502。温度测量系统500随后可以如上面参照图3为热敏电阻器105和参考电阻器106所述的类似方式，执行参考电阻器506和热敏电阻器105的测量。例如，模拟输入级505可通过缓冲器100的对立极性为参考电阻器506执行两个测量，以及通过缓冲器100的对立极性为热敏电阻器105执行两个测量。DEMUX 330、抽取器340a-d和偏移消除器350a-b随后可将那些测量转换成对应于热敏电阻器105的电阻（例如，ITH）的多比特数字值和对应于参考电阻器506的电阻（例如，IREF）的多比特数字值。类似于上面参照等式8和9所述，加法器360和除法器370随后可组合以计算可通过公式表示的电阻比：
（等式10）  Γactual = RREF/(RREF + RTH)
其中，Γactual可以是计算的实际电阻比，RREF可表示参考电阻器506的实际电阻，以及RTH可表示热敏电阻器105的电阻。随后，可将实际电阻比Γactual提供到查图580。
图6根据本公开内容的教导，示出查图580的框图。类似于查图380，查图580可包括表格582，该表格可包括电阻比条目和可基于热敏电阻器105的已知特性的对应温度值。表格582中的电阻比条目和温度值也可基于参考电阻器506的理想设计电阻，该电阻可未计及可改变参考电阻器506的实际电阻的任何工艺变化。相应地，表格582中的电阻比条目可称为理想电阻比(Γideal)。查图580也可包括电阻比转换器584，该转换器可配置成基于：(i)理想电阻比(Γideal)和(ii)电阻特性比(γ)，计算实际电阻比(Γactual)。
如以下系列的等式所示，Γactual可根据Γideal和γ确定。
（等式11）  Γactual = RREF/(RREF + RTH)；
等式11可重写为：
（等式12）  Γactual = 1/(1+ (RTH/RREF))；
通过求解实际电阻的比，可获得以下等式：
（等式13）  RTH/RREF = (1/Γactual) - 1；
由于用于RREF的理想电阻可以是RTEST的电阻，因此，理想电阻比可以与等式13类似的方式表示如下：
（等式14）  RTH/RTEST = (1/Γideal) - 1；
将等式14的两侧均乘以(1/γ)可得出：
（等式15）   RTH/(γ* RTEST) = ((1/Γideal) - 1)/γ；
将RREF =γ* RTEST代入等式14可得出：
（等式16）  RTH/RREF = ((1/Γideal) - 1)/ γ；
而且通过将等式16代入等式12，可得到随Γideal和γ变化的用于Γactual的以下等式：
（等式17）  Γactual = 1/(1+ (((1/Γideal) - 1)/γ))。
在一些实施例中，电阻比转换器584可为表格582中的每个条目计算Γactual的值。相应地，校准的表格586可包括用于表格582中包含的每个温度值的Γactual值和对应温度值。查图580接收来自除法器570的电阻比时，查图580可确定在校准的表格586中的最接近Γactual条目，并且可返回对应的温度输出值。温度测量的分辨率可取决于校准的表格586中Γactual值的数量。例如，校准的表格586可包括116个条目以便提供在85摄氏度到负30摄氏度的范围内1摄氏度的分辨率。
在一些实施例中，查图580可配置成基于校准的表格586中的两个或更多个表条目插入温度值。例如，如果电阻比输入是在表格586中两个Γactual值之间的一半，则查图580可计算并输出可以是在用于两个表条目的对应温度值之间一半的温度。在一些实施例中，查图580可包括算法而不是电阻比和对应温度值的表格。对于此类实施例，查图380可基于实际电阻比、电阻表征比和热敏电阻器105的已知特性，计算温度输出。
芯片上参考电阻器506的表征和可基于参考电阻器506的温度测量的校准可允许最小化任何参考电阻器误差和降低成本。例如，带有1%准确率的外部参考电阻器的货币成本可比用于在与模拟输入级505和/或数字计算级515相同的芯片上包含参考电阻器506的增量半导体空间的货币成本更大得多。另外，通过用于参考电阻器506的表征信息校准温度测量可实现比通过例如1%芯片外参考电阻器可能实现的准确度更高的准确度（例如，0.1%）。另外，参考电阻器506的芯片上包含可降低包含温度测量系统的给定应用所要求的引脚数量。相应地，可降低半导体封装成本，并且可简化用于包括温度测量系统500的应用的印刷电路板布局的复杂性。
图7根据本公开内容的教导，示出用于校准温度测量系统500的示例方法700的流程图。
在步骤702，可生成基于参考电阻器的电阻的第一电流信号。例如，缓冲器100可生成可基于参考电阻器506的差分输出电流。在一些实施例中，缓冲器100可在步骤702期间处在第一极性状态。在步骤704，可将第一电流信号转换成第一数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤706，可生成基于参考电阻器的电阻的第一互补电流信号。例如，可将缓冲器100的极性从第一极性状态更改到第二极性状态，并且缓冲器100可生成可基于参考电阻器506的差分输出电流。相应地，可通过在步骤706期间的相等偏移，匹配在步骤702期间产生的偏移电流（例如，IOFF）。在步骤708，可将第一互补电流信号转换成第一互补数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤712，可生成基于测试电阻器的电阻的第二电流信号。例如，缓冲器100可生成可基于测试电阻器507的差分输出电流。在一些实施例中，缓冲器100可在步骤712期间处在第一极性状态。在步骤714，可将第二电流信号转换成第二数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤716，可生成基于测试电阻器的电阻的第二互补电流信号。例如，可将缓冲器100的极性从第一极性状态更改到第二极性状态，并且缓冲器100可生成可基于测试电阻器507的差分输出电流。相应地，可通过在步骤716期间的相等偏移，匹配在步骤712期间产生的偏移电流（例如，IOFF）。在步骤718，可将第二互补电流信号转换成第二互补数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤720，可确定对应于参考电阻器的电阻的第一数字值。在一些实施例中，第一数字值可基于第一数字信号和第一互补数字信号。例如，DEMUX 330可将第一数字信号（例如，在步骤704期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340a。类似地，DEMUX 330可将第一互补数字信号（例如，在步骤708期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340b。抽取器340a和340b可将其相应收到的数字信号转换成多比特值，并且可将那些多比特值发送到偏移消除器350a。偏移消除器350a可从抽取器340a的输出中减去抽取器340b的输出，并且可输出可对应于参考电阻器506的电阻的数字值（例如，IREF）。
在步骤722，可确定对应于测试电阻器的电阻的第二数字值。在一些实施例中，第二数字值可基于第二数字信号和第二互补数字信号。例如，DEMUX 330可将第二数字信号（例如，在步骤714期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340c。类似地，DEMUX 330可将第二互补数字信号（例如，在步骤718期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340d。抽取器340c和340d可将其相应收到的数字信号转换成多比特值，并且可将那些多比特值发送到偏移消除器350b。偏移消除器350b可从抽取器340c的输出中减去抽取器340d的输出，并且输出数字值，以及可输出可对应于测试电阻器507的电阻的数字值（例如，ITEST）。
在步骤724，可基于第一数字值和第二数字值来计算电阻器表征比。例如，除法器370可将第二数字值（例如，ITEST）除以第一数字值（例如，IREF）以获得可相等于参考电阻器506除以测试电阻器507的电阻比（例如，RREF/RTEST）的值。类似于上面参照等式7的描述，将一个数字值（例如，ITEST）除以另一数字值（例如，IREF）可消除缓冲器100中放大器120的电压偏移。在步骤726，可在存储器中存储电阻器表征比。在一些实施例中，存储器可以为非易失性存储器，并且存储的电阻器表征比可在以后执行的温度测量期间可用于测试测量系统500。
虽然图7公开相对于方法700要进行的特定数量的步骤，但方法700可通过比图7所示那些步骤更多或更少的步骤执行。例如，可在没有步骤706、708、716和718的情况下执行方法700。另外，虽然图7公开相对于方法700要进行的步骤的某个顺序，但方法700中包括的步骤可以任何适合的顺序完成。例如，步骤702和步骤704可同时进行。
图8根据本公开内容的教导，示出用于测量温度的示例方法800的流程图。
在步骤802，可生成基于电阻器的电阻的第一电流信号。例如，缓冲器100可生成可基于参考电阻器506的差分输出电流。在一些实施例中，缓冲器100可在步骤802期间处在第一极性状态。在步骤804，可将第一电流信号转换成第一数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤806，可生成基于电阻器的电阻的第一互补电流信号。例如，可将缓冲器100的极性从第一极性状态更改到第二极性状态，并且缓冲器100可生成可基于参考电阻器506的差分输出电流。相应地，可通过在步骤806期间的相等偏移，匹配在步骤802期间产生的电流偏移（例如，IOFF）。在步骤808，可将第一互补电流信号转换成第一互补数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤812，可生成基于热敏电阻器的电阻的第二电流信号。例如，缓冲器100可生成可基于热敏电阻器105的差分输出电流。在一些实施例中，缓冲器100可在步骤812期间处在第一极性状态。在步骤814，可将第二电流信号转换成第二数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤816，可生成基于热敏电阻器的电阻的第二互补电流信号。例如，可将缓冲器100的极性从第一极性状态更改到第二极性状态，并且缓冲器100可生成可基于热敏电阻器105的差分输出电流。相应地，可通过在步骤816期间的相等偏移，匹配在步骤812期间产生的偏移电流（例如，IOFF）。在步骤818，可将第二互补电流信号转换成第二互补数字信号。例如，ADC 310可以是sigma-delta ADC，并且可将来自缓冲器100的差分输出电流转换成数字比特流。
在步骤820，可确定对应于参考电阻器的电阻的第一数字值。在一些实施例中，第一数字值可基于第一数字信号和第一互补数字信号。例如，DEMUX 330可将第一数字信号（例如，在步骤804期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340a。类似地，DEMUX 330可将第一互补数字信号（例如，在步骤808期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340b。抽取器340a和340b可将其相应收到的数字信号转换成多比特值，并且可将那些多比特值发送到偏移消除器350a。偏移消除器350a可从抽取器340a的输出中减去抽取器340b的输出，并且输出可对应于参考电阻器506的电阻的数字值（例如，IREF）。
在步骤822，可确定对应于热敏电阻器的电阻的第二数字值。在一些实施例中，第二数字值可基于第二数字信号和第二互补数字信号。例如，DEMUX 330可将第二数字信号（例如，在步骤814期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340c。类似地，DEMUX 330可将第二互补数字信号（例如，在步骤818期间由ADC 310生成的比特流）路由到抽取器340d。抽取器340c和340d可将其相应收到的数字信号转换成多比特值，并且可将那些多比特值发送到偏移消除器350b。偏移消除器350b可从抽取器340c的输出中减去抽取器340d的输出，并且输出对应于热敏电阻器105的电阻的数字值（例如，ITH）。
在步骤824，可基于第一数字值和第二数字值来计算电阻比。例如，加法器360和除法器370可组合以将第一数字值（例如，IREF）除以第一数字值（例如，IREF）和第二数字值（例如，ITH）之和。如上参照等式7所述，将第一数字值（例如，IREF）除以第一数字值（例如，IREF）和第二数字值（例如，ITH）之生可消除在缓冲器100中放大器120的电压偏移。此外，如上参照等式8和9所述，电流值的此类比率可相等于包括参考电阻器506和热敏电阻器105的电阻的电阻比。在步骤826，可基于电阻比和电阻表征比，确定温度输出值。
虽然图8公开相对于方法800要进行的特定数量的步骤，但方法800可通过比图8所示那些步骤更多或更少的步骤执行。例如，可在没有步骤806、808、816和818的情况下执行方法800。另外，虽然图8公开相对于方法800要进行的步骤的某个顺序，但方法800中包括的步骤可以任何适合的顺序完成。例如，步骤802和步骤804可同时进行。
图9根据本公开内容的教导，示出电流模式缓冲器900的示意图。缓冲器900可以是用于系统的输入系统，如下面参照图11更详细所述，系统可配置成测量电压。
缓冲器900可包括共模电压参考(VCM)、放大器920、PMOS晶体管130、132、134、NMOS晶体管140、142、144及开关112和开关912。缓冲器100可配置成感应电压，并且输出可基于感应的电压的电流。在一些实施例中，输出电流可与感应的电压成正比。
在一些实施例中，放大器920可具有耦合到多个电压输入之一的负输入。例如，放大器920的负输入可经开关912耦合到VCM和VX之一。在第一状态中，开关912可将VCM耦合到放大器920，并且在第二状态中，开关912可将VX耦合到放大器920。放大器920的输出可耦合到反馈节点125，该反馈节点可驱动PMOS 130的栅极。PMOS 130可又提供反馈电流(IFB)到电阻器906，电阻器906可耦合到放大器920的正输入。在一些实施例中，电阻器906可以是芯片外器件，并且在一些实施例中，电阻器906可以是位于与缓冲器900在相同半导体芯片上的芯片上器件。PMOS 130形成的反馈环可驱动反馈电流，反馈电流足以强制在正输入的电压相等于耦合到放大器920的负输入的电压。相应地，在VCM耦合到放大器920的负输入时，反馈电流可表示为IFB=VCM/R906，其中，R906可以是电阻器906的电阻。同样地，在VX耦合到放大器920的负输入时，反馈电流可表示为IFB=VX/R906。
在一些实施例中，缓冲器900可配置成以如上参照用于缓冲器100的图1A所述的类似方式生成输出电流。例如，PMOS 132可配置成以任何适合比率镜像PMOS 130，并且因此可生成可与IFB成正比的单端输出电流IOUT。在一些实施例中，PMOS 130可耦合到开关112，开关112可将IOUT路由到两个输出节点之一。例如，开关112在第一状态中时，开关112可将IOUT路由到正输出节点954。开关112在第二状态中时，开关112可将IOUT路由到负输出节点952。
在一些实施例中，通过汇入来自正输出节点954和负输出节点952的一半IOUT的电流，缓冲器900可配置成将单端输出电流IOUT转换成差分输出电流。例如，PMOS 134可配置成镜像PMOS 130，但PMOS 132可以一半比率镜像PMOS 130。相应地，PMOS 132可生成相等于一半IOUT的单端电流。NMOS 140可配置成接受一半IOUT电流。NMOS 140可自偏置（即，具有耦合到其漏极的栅极），并且可生成用于NMOS 142和NMOS 144的栅极偏置。NMOS 142和NMOS 144可具有耦合到NMOS 140的栅极的栅极，并且可配置成具有与NMOS 140相同的大小。相应地，NMOS 142和NMOS 144可每个配置成镜像NMOS 140的一半IOUT电流。在一些实施例中，NMOS 142可具有耦合到负输出节点952的漏极，并且NMOS 144可具有耦合到正输出节点154的漏极。相应地，NMOS 142可汇入来自负输出节点952的大约一半IOUT的电流，并且NMOS 144可汇入来自正输出节点954的大约一半IOUT的电流。
除通过交替开关112的状态而交替缓冲器900的输出极性外，缓冲器900可配置成通过交替放大器920的输入极性状态而交替输入极性。下面参照图10进一步详细描述放大器920的交替极性状态。
图10根据本公开内容的教导，示出放大器920的示意图。放大器920可包括正输入(VIN +)、负输入(VIN -)、电流源931和932、开关913a-d、由PMOS 933和PMOS 932形成的差分对、NMOS 935和NMOS 936形成的一对匹配的晶体管及NMOS 937和米勒电容器938形成的第二级。
在一些实施例中，放大器920可配置成基于开关913a-d的状态交替极性状态。例如，PMOS 933和PMOS 934可配置为由电流源931偏置的输入级差分对。在放大器920的第一极性状态中，VIN +可通过开关913a耦合到PMOS 933的栅极，并且VIN -可通过开关913b耦合到PMOS 934的栅极。PMOS 933的漏极可耦合到NMOS 935的漏极。同样地，PMOS 934的漏极可耦合到NMOS 936的漏极。在第一极性状态中，开关913d可将NMOS 936的漏极耦合到NMOS 936和NMOS 935的栅极，使得NMOS 936成为也偏置NMOS 935的自偏置器件。相应地，第一级的输出可以是耦合PMOS 933的漏极和NMOS 935的漏极的节点。此第一级输出节点又可通过开关913c耦合到放大器920的第二级中的NMOS 937的栅极。NMOS 937的漏极可耦合到放大器920的输出节点(OUT)的电流源932。
在放大器920的第二极性状态中，每个开关913a-d的状态可交替到第二状态。例如，VIN -可通过开关913a耦合到PMOS 933的栅极，并且VIN +可通过开关913b耦合到PMOS 934的栅极。PMOS 933的漏极可耦合到NMOS 935的漏极。同样地，PMOS 934的漏极可耦合到NMOS 936的漏极。在第二极性状态中，开关913d可将NMOS 935的漏极耦合到NMOS 935和NMOS 936的栅极，使得NMOS 935成为也偏置NMOS 936的自偏置器件。相应地，第一级的输出可以是耦合PMOS 934的漏极和NMOS 936的漏极的节点。此第一级输出节点又可通过开关913c耦合到放大器920的第二级的NMOS 937。NMOS 937的漏极可耦合到放大器920的输出节点(OUT)的电流源932。米勒电容器938可从NMOS 937的栅极耦合到NMOS 937的漏极，并且可具有可确定在第一极性状态和第二极性状态中放大器920的统一增益频率和相位裕度。
再参照图9，缓冲器900一次可在四种可能状态之一中操作。例如，输出开关112可在第一或第二输出开关状态中操作。为便于理解本公开内容，输出开关112的交替可在本文中称为交替缓冲器900的输出极性。另外，放大器920可在第一或第二极性状态中操作。为便于理解本公开内容，交替放大器920的极性状态可在本文中称为交替缓冲器900的输入极性。通过两个输入极性状态和两个输出极性状态，缓冲器900可在四种可能状态之一中操作。另外，输出开关912可将VCM或VX耦合到放大器920的负输入。相应地，对于组合的总共8个独特的共模测量，缓冲器900可在测量VCM时一次在四种状态之一中操作，并且每次在测量VX时一次在四种状态之一中操作。下面参照图11进一步详细描述使用这8个测量(i)消除缓冲器中产生或在缓冲器900下游产生的任何偏移；以及(ii)基于用于VCM的已知值，计算VX的值。
图11根据本公开内容的教导，示出显示电压测量系统950的框图。电压测量系统950可包括模拟输入级955和数字计算级956。在一些实施例中，模拟输入级955和数字计算级956可包括在单个半导体芯片上。在一些实施例中，模拟输入级955的电阻器906可包括在与模拟输入级955的其它部分相同的半导体芯片上，并且在一些实施例中，电阻器906可以是外部组件。
模拟输入级955可包括缓冲器900和ADC 310。如上所述，缓冲器900可配置成输出可与VX和VCM中选择的一项成正比的差分电流信号。另外，如上所述，缓冲器900可在两种输入极性状态与两种输出极性状态之间交替。例如，缓冲器900可在1到4的时间期执行VX的4个测量，并且在5到8的时间期执行VCM的4个测量。ADC 310又可将来自缓冲器900的8个差分电流信号的每个信号转换成8个相应的数字比特流。ADC 310的输出可又传递到数字计算级956。
数字计算级956可包括配置成接收和处理来自ADC 310的一个或更多个数字比特流以及计算电压和/或电压比的数字逻辑。数字计算级956可包括DEMUX 958、抽取器340a-h、减法器960a-d、加法器961a-b和除法器970。数字计算级956可包括以任何适合方式实现的逻辑。例如，数字计算级956的逻辑可在专用集成电路(ASIC)中，在现场可编程门阵列(FPGA)中，在存储器中存储并且配置成由多用途处理器执行的程序指令中或其任何适合组合中实现。
在一些实施例中，数字计算级956的输入可耦合到DEMUX 958的输入。DEMUX 958可以是8合1去复用器，并且可配置成一次将数字计算级956的输入耦合到8个抽取器340之一。由缓冲器900为VX和VCM执行，由ADC 310转换成数字形式以及被路由到抽取器340a-h的8个不同测量可如下面参照等式18到25所述般表示。
第一测量M1可路由到抽取器340a。M1可基于缓冲器900在第一输入极性状态和第一输出极性状态中时VX的共模测量（及随后的模数转换）。第一测量M1可表示为：
（等式18）     M1 = ((VX + VOFF)/R906) + IOFF
 其中，VOFF表示放大器920的输入偏移电压，IOFF表示ADC 310的输入偏移，以及R906表示电阻器906的电阻。
第二测量M2可路由到抽取器340b。M2可基于缓冲器900在第一输入极性状态和第二输出极性状态中时VX的共模测量（及随后的模数转换）。第二测量M2可表示为：
（等式19）  M2 = (-(VX + VOFF)/R906) + IOFF。
如等式19所示，与等式18相比，可反转表示为-( VX + VOFF)/R906的电流值，这是因为在第二输出极性状态中，缓冲器900可交替可路由到缓冲器900的正负输出端子的电流的极性，并且由此可交替可输出到ADC 310的电流的极性。
第三测量M3可路由到抽取器340c。M3可基于缓冲器900在第二输入极性状态和第一输出极性状态中时VX的共模测量（及随后的模数转换）。第三测量M3可表示为：
（等式20）  M3 = ((VX - VOFF)/R906) + IOFF。
如等式20所示，可从VX减去VOFF而不是将其加上VX，这是因为在第二输入极性状态期间可反转在第一输入极性状态期间（例如，在测量M1期间）产生的任何偏移。
第四测量M4可路由到抽取器340d。M4可基于缓冲器900在第二输入极性状态和第二输出极性状态中时VX的共模测量（及随后的模数转换）。第四测量M4可表示为：
（等式21）  M4 = (-(VX - VOFF)/R906) + IOFF。
测量5到8 M5-M8可在VCM上以与在VX上执行M1-M4类似的方式执行，并且可分别路由到抽取器340e-h。测量5到8可表示如下：
（等式22）  M5 = ((VCM + VOFF)/R906) + IOFF；
（等式23）  M6 = (-(VCM + VOFF)/R906) + IOFF；
（等式24）  M7 = ((VCM - VOFF)/R906) + IOFF；
（等式25）  M8 = (-(VCM - VOFF)/R906) + IOFF。
如上参照图3所述，每个抽取器340可将从ADC 310收到的数字比特流转换成多比特数字值。减法器960a-d、加法器961a-b和除法器970又可处理抽取器340a-h输出的多比特数字值。例如，减法器960a可从抽取器340a的输出（例如，转换的M1）中减去抽取器340b的输出（例如，转换的M2）。组合等式18和19，减法器960a的输出可表示为：
（等式26）  M1 - M2 = 2 * (VX + VOFF)/R906。
如等式26所示，等式18和19中的IOFF（例如，ADC 310的输入偏移电流）可消除。
减法器960b可从抽取器340c的输出（例如，转换的M3）中减去抽取器340d的输出（例如，转换的M4）。组合等式20和21，减法器960b的输出可表示为：
（等式27）  M3 - M4 = 2 * (VX - VOFF)/R906。
减法器960c可从抽取器340e的输出（例如，转换的M5）中减去抽取器340f的输出（例如，转换的M6）。组合等式22和23，减法器960c的输出可表示为：
（等式28）  M5 - M6 = 2 * (VCM + VOFF)/R906。
减法器960d可从抽取器340g的输出（例如，转换的M7）中减去抽取器340h的输出（例如，转换的M8）。组合等式24和25，减法器960d的输出可表示为：
（等式29）  M7 - M8 = 2 * (VCM - VOFF)/R906。
加法器961a和961b又可组合减法器960a-d的输出。例如，加法器961a可将减法器960b的输出加上减法器960a的输出。组合等式26和27，加法器961a的输出可表示为：
（等式30）  (M1-M2) + (M3-M4) = (4 * VX)/R906。
如等式29所示，在组合减法器960a和减法器960b的输出时，可消除VOFF（例如，放大器920的输入偏移电压）。
加法器961b可将减法器960d的输出加上减法器960c的输出。组合等式28和29，加法器961b的输出可表示为：
（等式31）  (M5-M6) + (M7-M8) = (4 * VCM)/R906。
如等式31所示，可以如用于VX的测量的等式30所示类似的方式，为VCM的测量消除VOFF（例如，放大器920的输入偏移电压）。
加法器961a和961b的相应输出可传递到除法器970的输入。除法器970可将一个值除以另一个值。例如，除法器970可将加法器961a的输出除以加法器961b的输出。组合等式30和31，除法器970的输出可表示为：
（等式32）    ((4 * VX)/R906)/((4 * VCM)/R906) = VX/VCM。
如等式32所示，倍数4和电阻器906的值可消除，并且除法器970的输出可相等于VX除以VCM的比率。相应地，除法器970的输出可称为电压比。
在一些实施例中，VCM的电压可以是已知值。例如，VCM可以是基于带隙电压的已知值。相应地，可基于VCM的已知值和计算的电压比VX/VCM，确定用于VX的值。此类确定可以任何适合的方式执行。在一些实施例中，除法器970的输出可提供到查图，查图可包括用于VX的电压比条目和对应输出值的表格。在一些实施例中，可基于算法而不是查表，确定VX的值。例如，可将计算的比率VX/VCM乘以VCM的已知值以获得VX。
本公开内容包含本领域技术人员将理解的本文中示例实施例的所有更改、替代、变化、变更和修改。类似地，在适当的情况下，随附权利要求包含本领域技术人员将理解的本文中示例实施例的所有更改、替代、变化、变更和修改。另外，随附权利要求中提及了设备或系统或设备或系统的组件适用于，布置成，能够，配置成，允许，可用于或适合于执行特定功能，只要该设备、系统或组件是适用于，布置成，能够，配置成，允许，可用于或适合于如此操作，该提及便包含该设备、系统、组件，而无论其或特定功能是否被激活，开启或解除锁定。
本文中所述所有示例和条件语言旨在用于实现教学目的，以帮助读者理解本发明的原理和发明者对推动技术而发表的概念，并且要视为不是对此类具体所述示例和条件的限制，说明书中此类示例的组织也与本发明的高下无关。虽然本发明的实施例已详细描述，但应理解的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，能够对其进行各种更改、替代和变更。

Claims (24)

1.一种温度测量输入级，包括：
电阻器；
热敏电阻器；
第一复用器，配置成：
在第一复用器状态期间将所述电阻器耦合到第一放大器输入；以及
在第二复用器状态期间将所述热敏电阻器耦合到所述第一放大器输入；
放大器，包括：
所述第一放大器输入；
第二放大器输入，耦合到电压参考；以及
放大器输出，耦合到反馈路径；
第二复用器，配置成：
在所述第一复用器状态期间将反馈电流路由到所述电阻器；以及
在所述第二复用器状态期间将所述反馈电流路由到所述热敏电阻器；以及
输出级，配置成基于所述反馈电流提供输出电流。
2.如权利要求1所述的温度测量输入级，其中所述输出级还配置成：
在第一极性状态期间基于所述反馈电流将单端电流路由到所述输出级的第一输出；以及
在第二极性状态期间基于所述反馈电流将所述单端电流路由到所述输出级的第二输出。
3.如权利要求1所述的温度测量输入级，其中所述输出级包括开关，所述开关包括：
输入端子，配置成接收单端信号电流；
第一输出端子，耦合到所述输出级的第一差分输出；以及
第二输出端子，耦合到所述输出级的第二差分输出。
4.如权利要求3所述的温度测量输入级，其中所述输出级还包括：
第一电流源，耦合到所述第一差分输出，其中所述第一电流源的第一共模电流大约相等于所述单端电流的一半；以及
第二电流源，耦合到所述第二差分输出，其中所述第二电流源的第二共模电流大约相等于所述单端电流的一半。
5.如权利要求1所述的温度测量输入级，还包括耦合到所述放大器输出并且配置成调整所述反馈电流的反馈路径晶体管。
6.如权利要求5所述的温度测量输入级，还包括配置成以可调比率镜像所述反馈电流的信号路径晶体管。
7.如权利要求1所述的温度测量输入级，其中所述输出电流与所述反馈电流成正比。
8.如权利要求1所述的温度测量输入级，其中所述反馈电流与耦合到所述第一放大器输入的电阻成反比。
9.一种缓冲器，包括：
第一缓冲器输入；
第二缓冲器输入；
第一复用器，配置成：
在第一复用器状态期间将所述第一缓冲器输入耦合到第一放大器输入；以及
在第二复用器状态期间将所述第二缓冲器输入耦合到所述第一放大器输入；
放大器，包括：
所述第一放大器输入；
第二放大器输入，耦合到电压参考；以及
放大器输出，耦合到反馈路径；
第二复用器，配置成：
在所述第一复用器状态期间将反馈电流路由到所述第一缓冲器输入；以及
在所述第二复用器状态期间将所述反馈电流路由到所述第二缓冲器输入；以及
输出级，配置成基于所述反馈电流提供输出电流。
10.如权利要求9所述的缓冲器，其中所述输出级还配置成：
在第一极性状态期间基于所述反馈电流将单端电流路由到所述输出级的第一输出；以及
在第二极性状态期间基于所述反馈电流将所述单端电流路由到所述输出级的第二输出。
11.如权利要求9所述的缓冲器，其中所述输出级包括开关，所述开关包括：
输入端子，配置成接收单端信号电流；
第一输出端子，耦合到所述输出级的第一差分输出；以及
第二输出端子，耦合到所述输出级的第二差分输出。
12.如权利要求11所述的缓冲器，其中所述输出级还包括：
第一电流源，耦合到所述第一差分输出，其中所述第一电流源的第一共模电流大约相等于所述单端电流的一半；以及
第二电流源，耦合到所述第二差分输出，其中所述第二电流源的第二共模电流大约相等于所述单端电流的一半。
13.如权利要求9所述的缓冲器，还包括耦合到所述放大器输出并且配置成调整所述反馈电流的反馈路径晶体管。
14.如权利要求13所述的缓冲器，还包括配置成以可调比率镜像所述反馈电流的信号路径晶体管。
15.如权利要求9所述的缓冲器，其中所述输出电流与所述反馈电流成正比。
16.一种方法，包括：
将电阻器耦合到缓冲器的放大器输入；
基于所述电阻器生成第一输出电流；
将热敏电阻器耦合到所述缓冲器的所述放大器输入；以及
基于所述热敏电阻器生成第二输出电流。
17.如权利要求16所述的方法，还包括：
基于所述电阻器生成第一互补输出电流；以及
基于所述热敏电阻器生成第二互补输出电流；
其中在所述缓冲器在第一极性状态时生成所述第一输出电流，并且在所述缓冲器在第二极性状态时生成所述第一互补输出电流；以及
其中在所述缓冲器在所述第一极性状态时生成所述第二输出电流，并且在所述缓冲器在所述第二极性状态时生成所述第二互补输出电流。
18.如权利要求16所述的方法，其中：
所述第一输出电流与所述电阻器成反比；
所述第二输出电流与所述电阻器成反比；
所述第三输出电流与所述热敏电阻器成反比；以及
所述第四输出电流与所述热敏电阻器成反比。
19.如权利要求16所述的方法，其中：
生成所述第一输出电流包括：
提供第一反馈电流到所述电阻器；
镜像所述第一反馈电流；以及
基于所述第一反馈电流将第一单端信号电流转换成第一差分输出电流；以及
生成所述第二输出电流包括：
提供第二反馈电流到所述热敏电阻器；
镜像所述第二反馈电流；以及
基于所述第二反馈电流将第二单端信号电流转换成第二差分输出电流。
20.一种温度测量系统，包括：
用于将电阻器耦合到缓冲器的放大器输入的部件；
用于基于所述电阻器生成第一输出电流的部件；
用于将热敏电阻器耦合到所述缓冲器的所述放大器输入的部件；以及
用于基于所述热敏电阻器生成第二输出电流的部件。
21.如权利要求20所述的温度测量系统，还包括：
用于基于所述电阻器生成第一互补输出电流的部件；以及
用于基于所述热敏电阻器生成第二互补输出电流的部件；
其中在所述缓冲器在第一极性状态时生成所述第一输出电流，并且在所述缓冲器在第二极性状态时生成所述第一互补输出电流；以及
其中在所述缓冲器在所述第一极性状态时生成所述第二输出电流，并且在所述缓冲器在所述第二极性状态时生成所述第二互补输出电流。
22.如权利要求20所述的温度测量系统，其中：
所述第一输出电流与所述电阻器成反比；
所述第二输出电流与所述电阻器成反比；
所述第三输出电流与所述热敏电阻器成反比；以及
所述第四输出电流与所述热敏电阻器成反比。
23.如权利要求20所述的温度测量系统，其中：
用于生成所述第一输出电流的所述部件包括：
用于提供第一反馈电流到所述电阻器的部件；
用于镜像所述第一反馈电流的部件；以及
用于基于所述第一反馈电流将第一单端信号电流转换成第一差分输出电流的部件；以及
用于生成所述第二输出电流的所述部件包括：
用于提供第二反馈电流到所述热敏电阻器的部件；
用于镜像所述第二反馈电流的部件；以及
用于基于所述第二反馈电流将第二单端信号电流转换成第二差分输出电流的部件。
24.一种电压测量系统，包括：
输入缓冲器，配置成基于电压输出电流，所述输入缓冲器包括：
第一电压输入和第二电压输入；
开关，配置成交替耦合所述第一电压输入和所述第二电压输入之一到放大器输入；
放大器，配置成基于耦合到所述放大器输入的电压驱动反馈电流，所述放大器具有第一输入极性状态和第二输入极性状态；以及
输出级，配置成基于所述反馈电流输出电流信号，所述输出级具有第一输出极性状态和第二输出极性状态；
模数转换器(ADC)，耦合到所述输入缓冲器并且配置成：
接收基于所述第一电压输入的第一批多个电流信号；
将所述第一批多个电流信号转换成第一批多个数字信号；
接收基于所述第二电压输入的第二批多个电流信号；以及
将所述第二批多个电流信号转换成第二批多个数字信号；以及
计算级，以通信方式耦合到ADC输出并且配置成：
数字消除对应于所述放大器的输入偏移电压的第一偏移；
数字消除对应于所述ADC的输入偏移电流的第二偏移；
基于所述第一批多个数字信号，确定第一数字值；
基于所述第二批多个数字信号，确定第二数字值；以及
基于所述第一数字值和所述第二数字值，计算电压比。
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