CN116148744B

CN116148744B - 一种可在线校准的混合型电感电流传感器及其校准方法

Info

Publication number: CN116148744B
Application number: CN202310402390.4A
Authority: CN
Inventors: 郑彦祺; 谢伟涛; 陈志坚; 李斌
Original assignee: South China University of Technology SCUT
Current assignee: South China University of Technology SCUT
Priority date: 2023-04-17
Filing date: 2023-04-17
Publication date: 2023-06-20
Anticipated expiration: 2043-04-17
Also published as: CN116148744A

Abstract

本发明公开了一种可在线校准的混合型电感电流传感器，属于传感器的技术领域，该传感器可以在负载电流有一定波动的情况下实现校准，具有校准效果好、实用性强的特点；包括设置在DC‑DC转换器的电路上的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块、RC滤波电感电流传感电路和电感电流校准控制器模块，所述的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块感应采样时刻上侧功率PMOS管M_p的电压值并产生校准的参考电压值V_ISEN，所述的RC滤波电感电流传感电路输出该时刻的实际电压值V_SEN，所述的电感电流校准控制器模块比较参考电压值V_ISEN与实际电压值V_SEN后调整其电阻或增益后使输出电压值V_SEN等于参考电压值V_ISEN。

Description

一种可在线校准的混合型电感电流传感器及其校准方法

技术领域

本发明涉及传感器的技术领域，更具体地说，尤其涉及一种可在线校准的混合型电感电流传感器。

背景技术

传统的电感电流检测方式主要有串联电阻检测法、基于镜像管检测法和RC滤波检测法。串联电阻检测法具有检测精度高，速度快的优点，但是会极大地损害DC-DC转换器的转换效率。基于镜像管检测法具有检测精度高和对转换效率无损的优点，但是检测速度受限于控制环路的有限带宽，使其不适用于甚高频DC-DC转换器。RC滤波检测法具有检测速度快和对转换效率无损的优点，但是检测的直流增益等于电感的直流等效电阻（DCR），而DCR的值受温度、器件老化和芯片封装等影响存在大约±50%的波动；检测的交流增益受电感时间常数

与并联RC时间常数/>

的匹配程度影响，最理想的情况下

，这样RC滤波检测法的直流增益和交流增益相等。如果可以利用镜像管检测法检测精度高的优点去校准RC滤波检测法的精度，这样可以得到一个高精度、高速度且对转换效率无损的RC滤波电感电流传感电路。

传统的校准方案没有处理镜像管检测法速度慢的问题，只能对开关频率仅为4MHz的DC-DC转换器进行校准。其次传统的校准方案的校准方案是先校准RC滤波电感电流传感电路的直流增益，再去校准交流增益，校准只能在DC-DC转换器工作在负载电流稳定的状态下进行，若负载电流出现一定波动时，很难实现校准。

因此，亟待设计一种能够在负载电流存在一定波动时实现在线校准甚高频DC-DC转换器电感电流的传感器，以解决上述问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种可在线校准的混合型电感电流传感器，该传感器可以在负载电流有一定波动的情况下实现校准，具有校准效果好、实用性强的特点。

本发明的技术方案如下：

一种可在线校准的混合型电感电流传感器，包括设置在DC-DC转换器的电路上的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块、RC滤波电感电流传感电路和电感电流校准控制器模块，所述的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块感应采样时刻DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的电压值并产生校准的参考电压值V_ISEN，所述的RC滤波电感电流传感电路输出DC-DC转换器该时刻的实际电压值V_SEN，所述的电感电流校准控制器模块比较参考电压值V_ISEN与实际电压值V_SEN后调整其电阻或增益后使输出电压值V_SEN等于参考电压值V_ISEN。

进一步的，所述的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块包括两个并列设置的第一采样电路和第二采样电路、降压输出电路、以及偏置电流模块，所述的第一采样电路和第二采样电路在电感充电时分别获取采样时刻为A和采样时刻为B时DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的实时电压V_DS，所述的降压输出电路将两个采样时刻的实时电压V_DS降压后分别输出A时刻参考电压值V_ISENA和B时刻参考电压值V_ISENB，所述的偏置电流模块控制降压输出电路的电流。

进一步的，所述的第一采样电路包括第一开关S_{0A_1}、第二开关S_{0A_2}、第三开关S_{1A_1}、第四开关S_{1A_2}、第五开关S_{2A_1}、第六开关S_{2A_2}和第一采样电容C_HA，所述第一采样电容C_HA的一端分别通过第一开关S_{0A_1}、第三开关S_{1A_1}和第五开关S_{2A_1}与DC-DC转换器中的输入电压V_G连接，所述第一采样电容C_HA的另一端分别通过第二开关S_{0A_2}、第四开关S_{1A_2}和第六开关S_{2A_2}与DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的输出端连接；所述的第二采样电路包括第七开关S_{0B_1}、第八开关S_{0B_2}、第九开关S_{1B_1}、第十开关S_{1B_2}、第十一开关S_{2B_1}、第十二开关S_{2B_2}和第二采样电容C_HB，所述第二采样电容C_HB的一端分别通过第七开关S_{0B_1}、第九开关S_{1B_1}和第十一开关与DC-DC转换器中的输入电压V_G连接，所述第二采样电容C_HB的另一端分别通过第八开关S_{0B_2}、第十开关和第十二开关S_{2B_2}与DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的输出端连接。

进一步的，所述的降压输出电路包括第一PMOS管M₁、第二PMOS管M₂、第三PMOS管M₃、第四PMOS管M₄、第五PMOS管M₅、第六PMOS管M₆、第七PMOS管M₇、第八PMOS管M₈、对照PMOS管M_SEN、第一运算放大模块OP、第一稳定电容C₁、第二稳定电容C₂、第十三开关S_HB、第十四开关S_HA、第十五开关S_EN和第十六开关S_ENB，所述第一PMOS管M₁的栅极和漏极、第二PMOS管M₂的栅极和漏极均与第一分电压V_G1、DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的输出端连接，所述的第十六开关S_ENB设置在第二PMOS管M₂的栅极与第一分电压V_G1之间，所述第一PMOS管M₁的源极与第三PMOS管M₃的栅极和漏极连接，所述第二PMOS管M₂的源极与第四PMOS管M₄的栅极和漏极连接，所述第三PMOS管M₃的源极分别与运算放大模块OP的输入端和第五PMOS管M₅的漏极连接，所述第四PMOS管M₄的源极分别与运算放大模块OP输入端和第六PMOS管M₆的漏极连接，所述第五PMOS管M₅的源极、第六PMOS管M₆的源极、第七PMOS管M₇的源极、第一稳定电容C₁的一端以及第二稳定电容C₂的一端均接地，所述第一稳定电容C₁的另一端和第二稳定电容C₂的另一端分别通过第十四开关S_HA和第十四开关S_HA与第八PMOS管M₈的源极连接，所述第八PMOS管M₈的栅极与运算放大模块OP的输出端和第七PMOS管M₇的漏极连接，所述第八PMOS管M₈的漏极与对照PMOS管M_SEN的漏极连接，所述对照PMOS管M_SEN的栅极接地，所述对照PMOS管M_SEN的源极与第二分压V_{G_CS}连接，所述对照PMOS管M_SEN的漏极通过第十五开关S_EN与第一PMOS管M₁的栅极连接，所述第五PMOS管M₅的栅极、第六PMOS管M₆的栅极、第七PMOS管M₇的栅极均与偏置电流模块的输出端连接。

进一步的，所述的RC滤波电感电流传感电路包括第一电阻矩阵R_S、第二电阻矩阵R_SEN、跨导放大模块G_M和第二运算放大模块G_M1，所述的RC滤波电感电流传感电路在采样时刻为A和采样时刻为B时分别获取DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p采样时刻的输出电压，两个时刻获得的输出电压经过第一电阻矩阵R_S、跨导放大模块G_M、第二电阻矩阵R_SEN、和第二运算放大模块G_M1后分别输出A时刻的实际电压值V_SENA和B时刻的实际电压值V_SENB。

进一步的，所述的第一电阻矩阵R_S由第一初始电阻R_FIX和多个并联设置的第一电阻电路组成，每个所述的第一电阻电路包括一个电阻串联一个开关，多个所述第一电阻电路中的电阻的阻值逐倍增加；所述的第二电阻矩阵R_SEN由第二初始电阻R_K0和多个串联设置的第二电阻电路组成，每个所述的第二电阻电路包括一个电阻并联一个开关，多个所述第二电阻电路中的电阻的阻值逐倍增加。

进一步的，所述的RC滤波电感电流传感电路还包括第一电容C_S、第二电容C_H1、第三电容C_H2、第十七开关S_1A和第十八开关S_1B，所述第一电阻矩阵R_S通过第一电容C_S与跨导放大模块G_M的输入端连接，所述第一电阻矩阵R_S和DC-DC转换器中的直流等效电阻DCR的输出端均与跨导放大模块G_M的输入端连接，所述DC-DC转换器中的直流等效电阻DCR的输出端还与第二运算放大模块G_M1的输入端及输出端连接，所述第二运算放大模块G_M1的输出端还与第十七开关S_1A和第十八开关S_1B连接，所述的第十七开关S_1A通过第二电容C_H1与第二电阻矩阵R_SEN的输出端连接，所述第十八开关S_1B还与第三电容C_H2连接。

进一步的，所述的电感电流校准控制器模块包括减法电路、比较器和有限状态机，所述的减法电路将A时刻参考电压值V_ISENA和B时刻参考电压值V_ISENB进行减法处理获得参考相同时间间隔∆V_ISEN，将A时刻的实际电压值V_SENA和B时刻的实际电压值V_SENB进行减法处理获得实际相同时间间隔∆V_SEN，所述的比较器将参考相同时间间隔∆V_ISEN和实际相同时间间隔∆V_SEN作比较获得当前，将A时刻参考电压值V_ISENA和A时刻的实际电压值V_SENA作比较，所述的比较器根据比较器的比较结果调节增益大小。

与现有技术相比，本发明具有的有益效果为：

本发明的一种可在线校准的混合型电感电流传感器，通过在DC-DC转换器的电路上设置基于采样的镜像管电感电流传感电路模块、RC滤波电感电流传感电路和电感电流校准控制器模块，基于采样的镜像管电感电流传感电路模块感应采样时刻DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的电压值并产生校准的参考电压值V_ISEN，RC滤波电感电流传感电路输出DC-DC转换器该时刻的实际电压值V_SEN，电感电流校准控制器模块比较参考电压值V_ISEN与实际电压值V_SEN后调整其电阻或增益后使输出电压值V_SEN等于参考电压值V_ISEN。基于采样的镜像管电感电流传感电路模块能够在保留高检测精度特性的同时，大大减小对环路带宽和摆率的要求，避免使用高功耗的运放，使其可以作为参考用于甚高频DC-DC转换器的电感电流校准；本发明的电感电流传感器能够在DC-DC转换器工作在非稳定状态下实现校准，校准效果好，极大地增加了该电感电流传感器的实用性。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为本发明的电感电流传感器的系统框图；

图2为稳定状态下电感电流传感器的校准过程示意图；

图3为本发明的电感电流传感器中基于采样的镜像管电感电流传感电路模块的电路图；

图4为本发明的电感电流传感器中基于采样的镜像管电感电流传感电路模块对关键波形的采样示意图；

图5为本发明的电感电流传感器中RC滤波电感电流传感电路的电路图；

图6为本发明的电感电流传感器中电感电流校准控制器模块各部件的连接框图；

图7为本发明的电感电流传感器中电感电流校准控制器模块的校准示意图；

图8为实施例1中校准前后输出电压值VSEN的波形示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式，对本发明的技术方案作进一步的详细说明，但不构成对本发明的任何限制。

参照图1所述，本发明的一种可在线校准的混合型电感电流传感器，包括设置在DC-DC转换器的电路上的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块1、RC滤波电感电流传感电路2和电感电流校准控制器模块3，所述的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块1感应采样时刻DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的电压值并产生校准的参考电压值V_ISEN，所述的RC滤波电感电流传感电路2输出DC-DC转换器该时刻的实际电压值V_SEN，所述的电感电流校准控制器模块3比较参考电压值V_ISEN与实际电压值V_SEN后调整其电阻或增益后使输出电压值V_SEN等于参考电压值V_ISEN。通过比较参考电压值V_ISEN和、RC滤波电感电流传感电路2输出的实际电压值V_SEN确定校准方向，通过调整RC滤波电感电流传感电路的电阻或增益最终实现输出值V_SEN等于参考值V_ISEN。

对于电阻和增益可调的RC滤波电感电流传感电路，其输出电压V_SEN的传递函数是：

；

从上式可以知道，从电感电流到VSEN的直流增益等于

，该乘积可以为设置好的一个确定值（即使DCR发生变动，调整K使得直流增益基本恒定）；要使得交流增益也等于/>

，需要满足/>

。即需要通过调整R_S和K，满足上诉条件。

电感电流传感器在校准过程中，选择稳定状态下，校准示例如图2所示，

是校准的目标值，V_SEN是RC滤波电感电路的输出值。校准前V_SEN的直流增益大于目标值，交流增益（斜率）小于目标值。先对交流增益进行校准，通过比较两者的斜率大小，调整R_S改变极点位置，使得V_SEN的交流增益等于目标值，交流增益校准完成后可以看到，即使发生瞬态响应，也可以对V_SEN和目标值的直流增益有一个准确的判断。接着对直流增益进行校准，通过比较V_SEN和目标值知道此时直流增益偏大，采用逐次逼近的方式对K进行调节。通过DC CAL过程波特图的变化可以知道，对K调节后也影响了交流增益，所以后续依然先校准交流增益，再校准直流增益，重复操作，确定K的值，最后再进行一次交流校准使得直流增益和交流增益都等于目标值。

进一步的，如图3所示，所述的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块1包括两个并列设置的第一采样电路11和第二采样电路12、降压输出电路13、以及偏置电流模块14，所述的第一采样电路11和第二采样电路12在电感充电时分别获取采样时刻为A和采样时刻为B时DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的实时电压V_DS，所述的降压输出电路13将两个采样时刻的实时电压V_DS降压后分别输出A时刻参考电压值V_ISENA和B时刻参考电压值V_ISENB，，所述的偏置电流模块14控制降压输出电路13的电流。

进一步的，所述的第一采样电路11包括第一开关S_{0A_1}、第二开关S_{0A_2}、第三开关S_{1A_1}、第四开关S_{1A_2}、第五开关S_{2A_1}、第六开关S_{2A_2}和第一采样电容C_HA，所述第一采样电容C_HA的一端分别通过第一开关S_{0A_1}、第三开关S_{1A_1}和第五开关S_{2A_1}与DC-DC转换器中的输入电压V_G连接，所述第一采样电容C_HA的另一端分别通过第二开关S_{0A_2}、第四开关S_{1A_2}和第六开关S_{2A_2}与DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的输出端连接；所述的第二采样电路12包括第七开关S_{0B_1}、第八开关S_{0B_2}、第九开关S_{1B_1}、第十开关S_{1B_2}、第十一开关S_{2B_1}、第十二开关S_{2B_2}和第二采样电容C_HB，所述第二采样电容C_HB的一端分别通过第七开关S_{0B_1}、第九开关S_{1B_1}和第十一开关与DC-DC转换器中的输入电压V_G连接，所述第二采样电容C_HB的另一端分别通过第八开关S_{0B_2}、第十开关和第十二开关S_{2B_2}与DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的输出端连接。

进一步的，所述的降压输出电路13包括第一PMOS管M₁、第二PMOS管M₂、第三PMOS管M₃、第四PMOS管M₄、第五PMOS管M₅、第六PMOS管M₆、第七PMOS管M₇、第八PMOS管M₈、对照PMOS管M_SEN、第一运算放大模块OP、第一稳定电容C₁、第二稳定电容C₂、第十三开关S_HB、第十四开关S_HA、第十五开关S_EN和第十六开关S_ENB，所述第一PMOS管M₁的栅极和漏极、第二PMOS管M₂的栅极和漏极均与第一分电压V_G1、DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p的输出端连接，所述的第十六开关S_ENB设置在第二PMOS管M₂的栅极与第一分电压V_G1之间，所述第一PMOS管M₁的源极与第三PMOS管M₃的栅极和漏极连接，所述第二PMOS管M₂的源极与第四PMOS管M₄的栅极和漏极连接，所述第三PMOS管M₃的源极分别与运算放大模块OP的输入端和第五PMOS管M₅的漏极连接，所述第四PMOS管M₄的源极分别与运算放大模块OP输入端和第六PMOS管M₆的漏极连接，所述第五PMOS管M₅的源极、第六PMOS管M₆的源极、第七PMOS管M₇的源极、第一稳定电容C₁的一端以及第二稳定电容C₂的一端均接地，所述第一稳定电容C₁的另一端和第二稳定电容C₂的另一端分别通过第十四开关S_HA和第十四开关S_HA与第八PMOS管M₈的源极连接，所述第八PMOS管M₈的栅极与运算放大模块OP的输出端和第七PMOS管M₇的漏极连接，所述第八PMOS管M₈的漏极与对照PMOS管M_SEN的漏极连接，所述对照PMOS管M_SEN的栅极接地，所述对照PMOS管M_SEN的源极与第二分压V_{G_CS}连接，所述对照PMOS管M_SEN的漏极通过第十五开关S_EN与第一PMOS管M₁的栅极连接，所述第五PMOS管M₅的栅极、第六PMOS管M₆的栅极、第七PMOS管M₇的栅极均与偏置电流模块14的输出端连接。

在交流校准过程需要比较V_SEN和

的斜率，通过比较两者在相同一段时间内的幅值差实现。基于采样的镜像管电感电流传感电路模块1用于获取两点的幅值，对应的工作波形如图4所示。考虑键合线寄生的影响，在芯片内部做了分电源（分别是V_G、V_G1和V_{G_CS}）和分地（PGND和AVSS）处理，减小功率部分对信号部分的扰动。M_P和M_N分别是buck转换器的上下侧功率管，对照PMOS管M_SEN与DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_P管的尺寸比为1：N，由开关S_{0A_1}、S_{0A_2}、S_{1A_1}、S_{1A_2}、S_{2A_1}、S_{2A_2}和采样电容C_HA构成一个基本的采样单元第一采样电路11，用于在电感充电时采样A时刻上侧功率PMOS管M_P的V_DS，同理还有一个并联的采样单元第二采样电路12用于在电感充电时采样B时刻上侧功率PMOS管M_P的V_DS。PMOS管M1-M6管起到电平转移的作用，将高电平电压减小两个V_GS电压以匹配低压运算放大器的共模输入电压范围，第七PMOS管M7采用二极管连接方式，为的是在基于采样的镜像管电感电流传感电路不工作时给运放的输出端提供一个约0.7V的初始状态，减小工作时环路的建立时间。第十四开关S_HA、第十三开关S_HB、第一稳定电容C₁和第二稳定电容C₂用于采样保持住两个时间点V_ISEN的幅值。

对应的工作波形如图4所示。第十六开关S_ENB信号等于1时，整体电路处于未使能状态。当S_ENB信号从1变为0后，经过短暂延时，两个采样电容开始对上侧功率PMOS管M_P的V_DS电压采样，第一采样电容C_HA和第二采样电容C_HB分别在A和B时刻结束采样。采样结束电路使能首先输出A时刻对应的V_ISEN，采样保持在第一稳定电容C₁上，之后短暂复位，再电路使能输出B时刻对应的V_ISEN，第二稳定电容C₂上。这样就获得了A-B时间间隔的∆V_ISEN。

进一步的，参照图5所示，所述的RC滤波电感电流传感电路2包括第一电阻矩阵R_S、第二电阻矩阵R_SEN、跨导放大模块G_M和第二运算放大模块G_M1，所述的RC滤波电感电流传感电路2在采样时刻为A和采样时刻为B时分别获取DC-DC转换器中上侧功率PMOS管M_p采样时刻的输出电压，两个时刻获得的输出电压经过第一电阻矩阵R_S、跨导放大模块G_M、第二电阻矩阵R_SEN、和第二运算放大模块G_M1后分别输出A时刻的实际电压值V_SENA和B时刻的实际电压值V_SENB。

进一步的，所述的RC滤波电感电流传感电路2还包括第一电容C_S、第二电容C_H1、第三电容C_H2、第十七开关S_1A和第十八开关S_1B，所述第一电阻矩阵R_S通过第一电容C_S与跨导放大模块G_M的输入端连接，所述第一电阻矩阵R_S和DC-DC转换器中的直流等效电阻DCR的输出端均与跨导放大模块G_M的输入端连接，所述DC-DC转换器中的直流等效电阻DCR的输出端还与第二运算放大模块G_M1的输入端及输出端连接，所述第二运算放大模块G_M1的输出端还与第十七开关S_1A和第十八开关S_1B连接，所述的第十七开关S_1A通过第二电容C_H1与第二电阻矩阵R_SEN的输出端连接，所述第十八开关S_1B还与第三电容C_H2连接。

RC滤波电感电流传感电路2中第一电阻矩阵R_S的阻值通过数字码R_ADJ<2:0>控制；增益K通过跨导放大模块G_M和第二电阻矩阵R_SEN组成，第二电阻矩阵R_SEN的阻值由数字码SK<4:0>控制。第一电阻矩阵R_S的取值通过以下公式设计：

。

式中，K的取值通过公式设计：

（/>

是目标增益）。增加第一电阻矩阵R_S和第二电阻矩阵R_SEN位数可以提高校准的分辨率，该处的数字码位数仅是举例。通过采样保持电路获取A和B时刻的V_SEN值，用于后续斜率或幅值的比较。

进一步的，参照图6所示，所述的电感电流校准控制器模块3包括减法电路31、比较器32和有限状态机33，所述的减法电路31将A时刻参考电压值V_ISENA和B时刻参考电压值V_ISENB进行减法处理获得参考相同时间间隔∆V_ISEN，将A时刻的实际电压值V_SENA和B时刻的实际电压值V_SENB进行减法处理获得实际相同时间间隔∆V_SEN，所述的比较器32将参考相同时间间隔∆V_ISEN和实际相同时间间隔∆V_SEN作比较获得当前，将A时刻参考电压值V_ISENA和A时刻的实际电压值V_SENA作比较，所述的比较器32根据比较器32的比较结果调节增益大小。通过减法电路31得到相同时间间隔下的∆V_ISEN和∆V_SEN，比较后便可判断V_SEN当前的交流增益偏大或是偏小，利用电感电流校准控制器模块3校准过程如图7所示。

逻辑控制器本质上是有限状态机，包含st_idle、st_ac_cal、st_dc_cal和st_wait共4个状态。st_idle是初始状态，该状态下对R_{S_ADJ}、K_{_ADJ}和cnt赋予初值。EN_CAL信号从0变为1后，下个时钟周期进入st_ac_cal状态，采用逐次逼近的方式调整R_{S_ADJ}进行交流增益校准，R_{S_ADJ}确定好后进入st_dc_cal状态。st_dc_cal状态下进行一次采样操作后，根据V_ISENA和V_SENA的值判断当前直流增益偏大或是偏小，根据cnt的值对K_{_ADJ}相应的位赋1或是赋0。由于K_{_ADJ}有5位，所以需要重复进行5次AC和DC校准后方可确定K_{_ADJ}。K_{_ADJ}确定后进入st_wait状态，在该状态下需要再进行一次AC校准确定R_{S_ADJ}，到此校准结束，等待下一个EN_CAL信号进行下一次校准。

本发明的一种可在线校准的混合型电感电流传感器，基于采样的镜像管电感电流传感电路模块1能够在保留高检测精度特性的同时，大大减小对环路带宽和摆率的要求，避免使用高功耗的运放，使其可以作为参考用于甚高频DC-DC转换器的电感电流校准；本发明的电感电流传感器能够在DC-DC转换器工作在非稳定状态下实现校准，校准效果好，极大地增加了该电感电流传感器的实用性。

实施例1

本实施例的电感电流传感器与实施方式的传感器结构相同，其中该电感电流传感器中，L=82nH，第一电容C_S=10pF，直流等效电阻DCR的变动范围是20～60mohm，直流和交流的目标增益是1/4。根据上述设计方式得出第一电阻矩阵R_S的范围是136.67～410kohm，用3位数字码控制，第一电阻矩阵R_S的最小分辨率约是39kohm；K的取值范围是4.16～12.5，确定跨导放大器的跨导为300μS，求得第二电阻矩阵R_SEN的取值范围是13.86～41.67kohm，用5位数字码控制。

将直流等效电阻DCR分别等于25mohm、40mohm和55mohm下进行仿真，校准前后V_SEN的波形的如图8所示，其中，图中（a）为稳定状态下进行的校准，（b）为非稳定状态下进行的校准。V_{SEN_IDLE}是I_L的四分之一作为参考值，从仿真结果中可以看出，本发明的电感电流传感器可以在不同直流等效电阻DCR下实现校准，甚至是非稳态下。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡在本发明的精神和原则范围内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种可在线校准的混合型电感电流传感器，其特征在于，包括设置在DC-DC转换器的电路上的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块（1）、RC滤波电感电流传感电路（2）和电感电流校准控制器模块（3），所述的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块（1）感应采样时刻DC-DC转换器中上侧功率PMOS管（M_p）的电压值并产生校准的参考电压值（V_ISEN），所述的RC滤波电感电流传感电路（2）输出DC-DC转换器该时刻的实际电压值（V_SEN），所述的电感电流校准控制器模块（3）比较参考电压值（V_ISEN）与实际电压值（V_SEN）后调整其电阻或增益后使输出电压值（V_SEN）等于参考电压值（V_ISEN）。

2.根据权利要求1所述的一种可在线校准的混合型电感电流传感器，其特征在于，所述的基于采样的镜像管电感电流传感电路模块（1）包括两个并列设置的第一采样电路（11）和第二采样电路（12）、降压输出电路（13）以及偏置电流模块（14），所述的第一采样电路（11）和第二采样电路（12）在电感充电时分别获取采样时刻为A和采样时刻为B时DC-DC转换器中上侧功率PMOS管（M_p）的实时电压（V_DS），所述的降压输出电路（13）将两个采样时刻的实时电压（V_DS）降压后分别输出A时刻参考电压值（V_ISENA）和B时刻参考电压值（V_ISENB），所述的偏置电流模块（14）控制降压输出电路（13）的电流。

3.根据权利要求2所述的一种可在线校准的混合型电感电流传感器，其特征在于，所述的第一采样电路（11）包括第一开关（S_{0A_1}）、第二开关（S_{0A_2}）、第三开关（S_{1A_1}）、第四开关（S_{1A_2}）、第五开关（S_{2A_1}）、第六开关（S_{2A_2}）和第一采样电容（C_HA），所述第一采样电容（C_HA）的一端分别通过第一开关（S_{0A_1}）、第三开关（S_{1A_1}）和第五开关（S_{2A_1}）与DC-DC转换器中的输入电压（V_G）连接，所述第一采样电容（C_HA）的另一端分别通过第二开关（S_{0A_2}）、第四开关（S_{1A_2}）和第六开关（S_{2A_2}）与DC-DC转换器中上侧功率PMOS管（M_p）的输出端连接；所述的第二采样电路（12）包括第七开关（S_{0B_1}）、第八开关（S_{0B_2}）、第九开关（S_{1B_1}）、第十开关（S_{1B_2}）、第十一开关（S_{2B_1}）、第十二开关（S_{2B_2}）和第二采样电容（C_HB），所述第二采样电容（C_HB）的一端分别通过第七开关（S_{0B_1}）、第九开关（S_{1B_1}）和第十一开关与DC-DC转换器中的输入电压（V_G）连接，所述第二采样电容（C_HB）的另一端分别通过第八开关（S_{0B_2}）、第十开关和第十二开关（S_{2B_2}）与DC-DC转换器中上侧功率PMOS管（M_p）的输出端连接。

4.根据权利要求3所述的一种可在线校准的混合型电感电流传感器，其特征在于，所述的降压输出电路（13）包括第一PMOS管（M₁）、第二PMOS管（M₂）、第三PMOS管（M₃）、第四PMOS管（M₄）、第五PMOS管（M₅）、第六PMOS管（M₆）、第七PMOS管（M₇）、第八PMOS管（M₈）、对照PMOS管（M_SEN）、第一运算放大模块（OP）、第一稳定电容（C₁）、第二稳定电容（C₂）、第十三开关（S_HB）、第十四开关（S_HA）、第十五开关（S_EN）和第十六开关（S_ENB），所述第一PMOS管（M₁）的栅极和漏极、第二PMOS管（M₂）的栅极和漏极均与第一分电压（V_G1）、DC-DC转换器中上侧功率PMOS管（M_p）的输出端连接，所述的第十六开关（S_ENB）设置在第二PMOS管（M₂）的栅极与第一分电压（V_G1）之间，所述第一PMOS管（M₁）的源极与第三PMOS管（M₃）的栅极和漏极连接，所述第二PMOS管（M₂）的源极与第四PMOS管（M₄）的栅极和漏极连接，所述第三PMOS管（M₃）的源极分别与运算放大模块（OP）的输入端和第五PMOS管（M₅）的漏极连接，所述第四PMOS管（M₄）的源极分别与运算放大模块（OP）输入端和第六PMOS管（M₆）的漏极连接，所述第五PMOS管（M₅）的源极、第六PMOS管（M₆）的源极、第七PMOS管（M₇）的源极、第一稳定电容（C₁）的一端以及第二稳定电容（C₂）的一端均接地，所述第一稳定电容（C₁）的另一端和第二稳定电容（C₂）的另一端分别通过第十四开关（S_HA）和第十四开关（S_HA）与第八PMOS管（M₈）的源极连接，所述第八PMOS管（M₈）的栅极与运算放大模块（OP）的输出端和第七PMOS管（M₇）的漏极连接，所述第八PMOS管（M₈）的漏极与对照PMOS管（M_SEN）的漏极连接，所述对照PMOS管（M_SEN）的栅极接地，所述对照PMOS管（M_SEN）的源极与第二分压（V_{G_CS}）连接，所述对照PMOS管（M_SEN）的漏极通过第十五开关（S_EN）与第一PMOS管（M₁）的栅极连接，所述第五PMOS管（M₅）的栅极、第六PMOS管（M₆）的栅极、第七PMOS管（M₇）的栅极均与偏置电流模块（14）的输出端连接。

5.根据权利要求2所述的一种可在线校准的混合型电感电流传感器，其特征在于，所述的RC滤波电感电流传感电路（2）包括第一电阻矩阵（R_S）、第二电阻矩阵（R_SEN）、跨导放大模块（G_M）和第二运算放大模块（G_M1），所述的RC滤波电感电流传感电路（2）在采样时刻为A和采样时刻为B时分别获取DC-DC转换器中上侧功率PMOS管（M_p）采样时刻的输出电压，两个时刻获得的输出电压经过第一电阻矩阵（R_S）、跨导放大模块（G_M）、第二电阻矩阵（R_SEN）、和第二运算放大模块（G_M1）后分别输出A时刻的实际电压值（V_SENA）和B时刻的实际电压值（V_SENB）。

6.根据权利要求5所述的一种可在线校准的混合型电感电流传感器，其特征在于，所述的第一电阻矩阵（R_S）由第一初始电阻（R_FIX）和多个并联设置的第一电阻电路组成，每个所述的第一电阻电路包括一个电阻串联一个开关，多个所述第一电阻电路中的电阻的阻值逐倍增加；所述的第二电阻矩阵（R_SEN）由第二初始电阻（R_K0）和多个串联设置的第二电阻电路组成，每个所述的第二电阻电路包括一个电阻并联一个开关，多个所述第二电阻电路中的电阻的阻值逐倍增加。

7.根据权利要求5所述的一种可在线校准的混合型电感电流传感器，其特征在于，所述的RC滤波电感电流传感电路（2）还包括第一电容（C_S）、第二电容（C_H1）、第三电容（C_H2）、第十七开关（S_1A）和第十八开关（S_1B），所述第一电阻矩阵（R_S）通过第一电容（C_S）与跨导放大模块（G_M）的输入端连接，所述第一电阻矩阵（R_S）和DC-DC转换器中的直流等效电阻（DCR）的输出端均与跨导放大模块（G_M）的输入端连接，所述DC-DC转换器中的直流等效电阻（DCR）的输出端还与第二运算放大模块（G_M1）的输入端及输出端连接，所述第二运算放大模块（G_M1）的输出端还与第十七开关（S_1A）和第十八开关（S_1B）连接，所述的第十七开关（S_1A）通过第二电容（C_H1）与第二电阻矩阵（R_SEN）的输出端连接，所述第十八开关（S_1B）还与第三电容（C_H2）连接。

8.根据权利要求5所述的一种可在线校准的混合型电感电流传感器，其特征在于，所述的电感电流校准控制器模块（3）包括减法电路（31）、比较器（32）和有限状态机（33），所述的减法电路（31）将A时刻参考电压值（V_ISENA）和B时刻参考电压值（V_ISENB）进行减法处理获得参考相同时间间隔（∆V_ISEN），将A时刻的实际电压值（V_SENA）和B时刻的实际电压值（V_SENB）进行减法处理获得实际相同时间间隔（∆V_SEN），所述的比较器（32）将参考相同时间间隔（∆V_ISEN）和实际相同时间间隔（∆V_SEN）作比较获得当前，将A时刻参考电压值（V_ISENA）和A时刻的实际电压值（V_SENA）作比较，所述的比较器（32）根据比较器（32）的比较结果调节增益大小。