DE2440795C3 - Temperaturabhängiger Spannungsgeber - Google Patents
Temperaturabhängiger SpannungsgeberInfo
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- DE2440795C3 DE2440795C3 DE2440795A DE2440795A DE2440795C3 DE 2440795 C3 DE2440795 C3 DE 2440795C3 DE 2440795 A DE2440795 A DE 2440795A DE 2440795 A DE2440795 A DE 2440795A DE 2440795 C3 DE2440795 C3 DE 2440795C3
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
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- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
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- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
- G01K7/01—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions
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Description
Die Erfindung betrifft einen temperaturabhängigen Spannungsgeber nach dem Oberbegriff des Anspruchs
1.
Aus der Druckschrift IEEE Journal of Solid State Circuits, Band SC-I, Nr. 1,1966, Seiten 8 bis 13, ist eine
Schaltungsanordnung mit einem Temperaturfühler und -regler bekannt, bei der ein mit zwei Transistoren
bestückter Differenzverstärker eine temperaturunabhängige Bezugsspannung mit einer temperaturabhängigen
Spannung vergleicht Die am Ausgang dieses Differenzverstärkers auftretende temperaturabhängige
Spannung dient der Steuerung eines Heizelements, mit dessen Hilfe die Temperatur der Schaltungsanordnung
konstant gehalten werden kann.
Spannungsgeber, die eine sich linear mit der Temperatur eines Fühltransistors ändernde Spannung
liefern, eignen sich als Thermometer. Dabei kann als Anzeigevorrichtung ein einfaches Voltmeter dienen, das
die Spannung mißt und so geeicht sein kann, daß es die Temperatur direkt anzeigt Spamiungsgeber, deren
erzeugte Bezugsspannungen sich in voraussagbarer Weise in Abhängigkeit von Baueiementtemperaturen
ändern, werden außerdem in vielen Fällen angewendet, wo es gilt, das Arbeiten anderer elektronischer Geräte
zu kompensieren, so daß sich Betriebseigenschaften ergeben, die sich bei Abkühlung oder Erwärmung des
Gerätes in kontrollierter Weise ändern.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Spannungsgeber zu schaffen, bei dem die Bestimmung der abgegebenen
Spannung (nachfolgend auch Bezugsspannung genannt) nicht von der Anpassung der temperaturabhängigen
Betriebseigenschaften von Bauelementen unterschiedlicher Art, beispielsweise eines Transistors und eines
Widerstands, abhängig ist. Es ist nämlich wünschenswert, daß die Bezugsspannung stattdessen durch
Vergleichen der Betriebseigenschaften mit der Temperaturänderung gleichartiger Bauelemente gewonnen
wird, die gleichzeitig im Zuge ein und desselben Fertigungsverfahrens hergestellt worden sind. Solche
Schaltungsanordnungen könnten dann ohne das Erfordernis individueller Einstellungen mavsengefertigt werden.
Man könnte auf diese Weise z. B. eine Anordnung erhalten, die sich ohne weiteres als monolithisch
integrierte Halbleiterschaltung nach Serienfertigungsverfahren herstellen läßt.
Diese Aufgabe wird crfindtingsgcmäß bei einem
Spiannungsgeber der eingangs genannten Art durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs I
gelöst.
Die BezugEspannung wird hierbei von der Differenz der Basis-Emitter-Spannungen abgeleitet, die den
beiden Transistoren über den Gegenkopplungszweig zugeleitet wird, so daß die Stromdichten in den
Basis-Emitter-Obergängen dieser Transistoren in einem vorbestimmten Verhältnis ungleich gehalten werden.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet
Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung im einzelnen erläutert. Es zeigt in
Fig. 1 das Schaltschema eines erfindungsgemäßen Spannungsgebers, der sich als monolithisch integrierte
Halbleiterschaltung ausführen läßt,
Fig.2 teilweise in Blockform eine Versehaltungsmöglichkeit
des Spannungsgeber nach Fig. 1 zur Erzeugung einer Spannung, die sich linear mit der
gemessenen Temperatur ändert,
F i g. 3 das Spannungs/Temperatur-Diagramm für die
Anordnung nach F i g. 2,
Fig.4, 6, 8 und 10 teilweise in Blockform Verschaltungsmögiichkeiten
des Spannungsgebers nach Fig.! zur Erzeugung von Spannungen, die sicii jeweils
nichtlinear mit der Temperatur ändern,
Fig.5, 7, 9 und 11 die entsprechenden Spannungs/
Temperatur-Diagramme und
Fig. 12 das Schaltschema eines Spannungsgebers gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung.
Der Spannungsgeber 10 nach F i g. 1 erzeugt zwischen seinen Anschlußklemmen 11 und 12 bei Anschluß
an eine Betriebsstromquelle (nicht gezeigt) eine temperaturabhängige Spannung. Die Betriebsstromquelle
sollte einen so hohen Innenwiderstand haben, daß eine Nebenschlußregelung möglich ist, und so gepolt
sein, daß die Anschlußklemme 11 positiv gegenüber der
Anschlußklemme 12 ist. Der Spannungsgeber 10 kann als monolithisch integrierte Halbleiterschaltung mit an
die Anschlußklemme 12 angeschlossenem Substrat ausgebildet sein. Aufgrund der kleinen Abmessungen
und der guten Wärmeleitfähigkeit solcher monolithisch integrierter Halbleiterschaltungen kann die Temperatur
der gesamten Anordnung und der in ihr vorhandenen Bauelemente durch Ändern der thermischen Umgebung
schnell verändert werden.
Aufgrund der ohmschen Spannungsteilerwirkung von Widerständen 15, 16 und 17 erscheint zwischen den
Spannungsteiler-Anschlußklemmen i3 und 14 ein Bruchteil V13.M der Spannung Vn.12 zwischen den
Anschlußklemmen 11 und 12. Die Widerstandswerte der
Widerstände 15, 16 und 17 betragen /?is, R\t bzw. R\y.
Ferner beträgt:
V13
H)
50
Diese Teilspannung Vu.|4 liegt zwischen den Basen
von PNP-Transistoren 19 und 18, die als emittergekoppelter Differenzverstärker 20 geschaltet sind.
Die Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 werden mit Hilfe eines Stromverstärkers 21 differentiell
verglichen, der den Kollektorstrom des Transistors 19 M
umkehrt und zum Kollektorstrom des Transistors 18 hinzufügt. Das Resultat dieses Differcnzvergleiches ist
ein Fchlersignalstrom. der dem Eingangskreis eines
weiteren Stromverstärkers 24 zugeleitet wird. Der verstärkte Fehleisijnalslrom im Ausgangskreis des e,-,
Stromverstärkers 24 wird den Anschlußklemmen U und 12 zugeleitet und bcwirxl eine Nebenschlußregelung
der Spannung /wischen diesen Anschlußklemmen 11 und 12 im Sinne einer Verringerung des verstärkten
Fehlersignalstromes durch Gegenkopplung.
Der verstärkte Fehlersignalstrom ist nur dann minimal, wenn die Kollektorströme der Transistoren 18
und 19 im richtigen Verhältnis zueinander stehen, so daß ihr Differenzvergleich ein nur sehr kleines Fehlersignal
ergibt. Dies entspricht einem Zustand, bei dem die Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des
Transistors 19 fließenden Stromes kleiner als die Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 18
fließenden Stromes ist. Damit dieser Zustand sich einstellt, müssen die Basis-Emitterspannungen Vbem
und Vßfi9 der Transistoren 18 bzw. 19 um einen
bestimmten Betrag Δ Vbe voneinander abweichen. Aus den Grundgleichungen für die Bipolartransistorwirkung
ergibt sich:
= Wm = ---In 11 (2)
4
Darin bedeuten:
k die Boltzmannsche Konstante,
T die absolute Temperatur,
q die Ladung eines Elektrons und
η das Verhältnis der Dichte des durch den Basis-Emitterübergang
des Transistors 18 fließenden Stromes zur Dichte des durch den Basis-Emitterübergang
des Transistors 19 fließenden Stromes.
Bei 300 K ist Δ Vbe gleich 26 In η Millivolt. Diese
Spannung Δ Vbe, die sich direkt proportional mit der Temperatur ändert, bestimmt den Wert der Spannung
V13.14, die vom Spannungsteiler mit den Widerständen
15, 16 und 17 geliefert werden muß. Dieser Spannungsteiler bestimmt die Beziehung von Vl M2 zu Vl3-M, die
ihrerseits diejenige Änderung von Vn. 12 mit der
Temperatur bestimmt, die erforderlich ist, um eine Spannung V13.14 zu liefern, die sich lin°.ar rnk der
Temperatur ändert, so daß sich ein solcher Wert Δ VBE
ergibt, daß das Fehlersignal in dem die Spannung Vn.|2
regelnden Gegenkopplungsweg herabgedrückt wird.
In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 steht die effektive Fläche des Basis-Emitterübergangs des Transistors
19 im Verhältnis 16:4 zur effektiven Fläche des Bais-Emitterübergangs des Transistors 18. (Die in
kleinen Kreisen stehenden Zahlen bei den Basis-Emitterübergängen bestimmter PNP-Transistoren sowie
bestimmter NPN-Transistoren zeigen die relativen Flächen der Basis-Emitterübergänge der betreffenden
Transistoren an.) Durch Differenzvergleich der Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 wird ein
Fehlersignal erhalten, mit dessen Hilfe diese Ströme im wesentlichen gleich gemacht werden. Bei gleichen
Kollektorströmen der Transistoren 18 und 19 sind auch die durch ihre Basis-Emitterübergänge fließenden
Ströme (d. h. ihre Emitterströme) gleich. Da jedoch die effektive Fläche des Basis-Emitterüberganges des
Transistors 19 viermal so groß ist wie die des Transistors 18, iu bei gleichen Emitterströmen die
Dichte des durch den Basis-Emitterübergang des Transistors 18 fließenden Stromes viermal so groß wie
die Dichte des durch den Basis-EmitterJbergang des Transistors 19 fließenden Stromes, d. h. n = 4. Demnach
sollte V|M4 gleich 36 Millivolt bei 300 K sein, damit die
Kollektorströme /c ie und /πι der Transistoren 18 bzw.
19 gleich sind, /rie ist gleich /ri9, wenn Vn. 12 gleich 3
Volt, bei den angegebenen Werten von /?i5, R\b und R17.
ist.
Der Strom /( 19 gelangt zum Eingang des Stromverstärkers
21. der einen Stromverstärkungsfaktor von annähernd - 1 aufweist. Der Ausgang des Stromverstärkers
21 ist an den Kollektor des Transistors 18 angeschlossen, so daß der umgekehrte Kollektorstrom
— /f |q des Transistor?, 19 zu /<
te. dem Kollektorstrom des Transistors 18. addiert wird. Der Stromverstärker 21
enthält einen Transislor 22, dessen Basis-Emitterübergang ein als Diode geschalteter Transistor 23 parallel
geschaltet ist. welche Anordnung bekanntlich einen Stromverstärkungsfaktor von nahezu gleich —I aufweist,
wenn die Transistoren 22 und 23 Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungen
von mindestens normaler Höhe (d. h. hrc mehr als 30) aufweisen. Wenn
Ic ι* gleich /<i» ist, so erhält aufgrund des Kirchhoffschen
Slromgesetzes der Eingangskreis des nachgeschalteten Stromverstärkers 24 im wesentlichen keinen Eingangsstrorn.
Der Stromverstärker 24 besteht ?jjs in rrnU'c**-
schaltung angeordneten Verstärkertransistoren 25, 26 und 27. die in direkt gekoppelter Kaskade geschaltet
sind.
Der Ausgangskreiü des Stromverstärkers 24 ist
zwischen die Anschlußklemmen Il und 12 geschaltet. Wenn Kn M gleich oder kleiner als derjenige Wert von
Δ\'Ήι ist. der erforderlich ist. um /cn gleich lew zu
halten, so wird dem Eingangskreis des Stromverstärkers
24 kein irgendwie bedeutsamer Eingangsstrom angeliefert, und der Ausgangskreis dieses Stromverstärkers
liefert keinen regelnd nuf Vn ^einwirkenden Stromfluß.
Wenn Vn14 als Bruchteil von V,M2 über denjenigen
Wert von Δ VBtanzusteigen bestrebt ist, der erforderlich
ist. um /( ι« und /<-i<» gleich zu halten, so übersteigt der
vom Transistor 18 gelieferte Strom l(\s den vom
Ausgangskreis des Stromverstärkers 21 verlangten Wert von — /(i<>. Dem Eingang des Stromverstärkers 24
wird daher ein Eingangsstrom von entsprechender Größe angeliefert. Dieser S'rorn. verstärkt um den
Stromverstärkungsfaktor des Stromverstärkers 24. der über 100 000 beträgt, bewirkt eine Ableitung des den
Anschlußklemmen ti und 12 zugeleiteten Betriebsstromes,
wodurch Vn |2 verringert wird. Dadurch wird der
Gegenkopplungsweg geschlossen, über den VV 12
herabgesenkt wird, bis dessen Bruchteil Vn n im
wesentlichen gleich demjenigen Wert von Δ Vßf ist. der
erforderlich ist. um Ic n gleich h 19 zu machen.
Wenn jetzt die Temperatur über 300 K ansteigt, so steigt Δ Vßf. gemäß Gleichung (2) linear mit der
Temperatur von seinem Wert von 36 Millivolt an. Da durch die Gegenkopplung Vn ,4 so verändert wird, daß
sich ein Wert J VBF ergibt, der linear mit der Temperatur
ansteigt, und da V11 ι ein fester Bruchteil von V11.1;.
gegeben gemäß Gleichung (!). ist. muß die Gegenkopplung einen linearen Anstieg von V7Hi2 mit der
ansteigenden Temperatur ermöglichen. Aus den gleichen Gründen sinkt bei Temperaturabfall unter 300 K
der Wert ΔνΒΕ linear mit der Temperatur gemäß
Gleichung (2) unter 36 Millivolt ab. Der Bereich der linearen Änderung von Vn.12 mit der Temperaturänderung
umfaßt den gesamten Betriebsteniperaturbereich der integrierten Schaltung. Die Schaltung arbeitet mit
einer Spannung Vn i: bis herunter zu 1.27 Volt, was
einer Temperatur von 127 K (— 146" C) entspricht.
Es sollen jetzt bestimmte Einzelheiten der spezieilen
Schaltungsanordnung 10 betrachtet werden. Durch eine ZW sehen die Anschlußklemmen W und 12 geschaltete
Z-Diode 28 werden Rinschwingvorgänge unterdrückt.
Ferner wird. 'Aenn fälschlicherweise ein negativer
Bemebsstrom /wischen den Anschlußklemme" 11 und
12 fließt, die Diode 28 in Durchlaßrichtung gespannt,
wodurch verhindert wird, daß die Spannung zwischen den Anschlußklemmen 11 und 12 den Wert von 0,7 Volt
übersteigt. Dadurch wird ein /erstörender Durchbruch anderer Schaltungselemente verhindert.
Trotz der Änderung von VH 12 werden die zusammengeschalleten
Emitter der Transistoren 18 und 19 vom Kollektor eines Transistors 29 mit einem im wesentlichen
konstanten Strom gespeist. Zu diesem Zweck sind
in Stufen, die jeweils mehr oder weniger logarithmischen
auf den zugeleiteten Einpangsstrom ansprechen, in Kaskade geschaltet.
Ein Widerstand 30 und ein als Diode geschalteter Transistor 31 sind in Reihe zwischen die Anschlußklcm-
i) men 11 und 12 geschaltet. Durch die Verbindung
zwischen Kollektor und Basis des Transistors 31 erhält dieser eine Gegenkopplung, durch die seine Basis-Fmittrrsniinnnnp
(Vgjji) und seine Kollektor-Emitterspannung
auf ungefähr 0.65 Volt, im Falle eines
jii Siliciumtransistors, gehalten werden. Der Spannungsabfall
am Widerstand 30 ist gleich VnI2- VWn. Aufgrund
des Ohmschen Gesetzes bestimmt dieser Spannungsabfall, dividiert durch den Wert Rm des Widerstands 30.
den Kollektorstrom /πι des Transistors 31:
I,
Der Transistor 31 hält aufgrund seiner Kollektor-Ba-
)ii sisf Gegenkopplung lci\ auf diesem Wert, der sich linear
und nahezu proportional mit \Ί .|2 ändert.
Vm j, ändert sich logarithmisch miJ /(j|. Die
logarithmische Änderung des Basis-Emitter-Spannungsabfalls
eines Bipolartransistors mit dem Basis-,
r> dem Kollektor- und dem Emitterstrom ist bekannt. Bei
Anwendung auf eine Halbleitersperrschicht (PN-Übergang) verursacht Vef j, einen Stromfluß durch die
Sperrschicht, der im linearen Verhältnis zu Ich steht
Bei Anwendung auf ein Ohmsches Widerstandselement
■in verursacht Vw j, einen logarithmischen Strom in diesem
Widerstandselement. Der Widerstandswert des Widerstands 33 ist etwas höher als der Wcchsclstromwiderstand
der paralleigeschalteten Basis-Emitteriibergänge der Transistoren 32 und 37. gesehen von ihren Emittern
i\ aus. und der Widerstand 33 liegt in Reihe mit diesen
parallelgeschalteten Übergängen und empfängt Vbeu.
Folglich neigen die Emitterströme in den Basis-Emitterübergängen der Transistoren 32 und 37 und im
Widerstand 33 dazu, in einem mehr logarithmischen als
ν linearen Verhältnis zu Im zu stehen. Der K· "'ektorstrom
lev des Transistors 37 ist — abgesehen von dem
vernachlässigbar kleinen Basisstrom dieses Transistors — gleich seinem Emitterstrom und ändert sich daher
gleichartig mit lau Der Kollektorstrom lan des
ν-, Transistors 32 ist — abgesehen von dem vernachlässigbar
kleinen Basisstrom dieses Transistors — gleich seinem Emitterstrom und ändert sich daher ebenso
gleichartig mit lci\-
Der Strom Ich w'ird vom Kollektor eines Tiansistors
>-:> 34 abgenommen, der mit Koliektor-Basis-Gegenkopplung
arbeitet, um seine Stromleitung entsprechend den Anforderungen für Ar 52 zu regeln. Der Basis-Emitter-Spannungsabfall
Vbem des Transistors 34 ändert sich
logarithmisch mit dem Kollektorstrom dieses Transi-
-" siors. der. abgesehen von den Anteilen der Basissirörne
der Transistoren 34, 29 und 36. gleich Icrt ist. Unter der
Voraussetzung, daß die Transistoren 34, 29 und 36 erhebliche Emitterschallungs-Durchlaßslromverstär-
24 401795
kungsfiiktoren aufweisen (d. h. mehr als ungefähr 30).
können die Basisstromanteile vernachlässigt werdet··
Der Transistor 34 arbeitet mit dem Transistor 29 und dem Widerstand 35 in weitgehend der gleichen Weise
zusammen wie der Transistor 31 mit den Transistoren 32 und 37 und dem Widerstand 33, so daß der
kollektorstroni lew des Transistors 29 sich mit Ic»
irgendwo zwischen linear und logarithmisch ändert.
Der Basis-Emitterkreis des Transistors 36 mit dessen Rasis-Emitterübergang und dem Wi-.li!rstand 47. vorge
spannt um Vflf m, entspricht genau dem Basis-Emitterkreis
des Transistors 29 mit dessen Basis-Emitterübergang und dem Widerstand 35. Der Kollektorstrom /(-j6
des Transistors 36 spricht auf Ic» in der selben Weise an wie Ic2o- Sowohl Im als auch Icm>
ändert sich mit Vn 12 mehr entsprechend einer In-Funktion als entsprechend
einer linearen Funktion, h 2q und /<κ,, obwohl nicht
cinh nii'hl c»»lir clarl h«>i
Transistors 18 einen Überschußstrom gleich /«22 + /«23.
der als Basisstrom des Transistors 25 auftritt.
Dieser Strom ist jedoch gerade noch nicht groß genug, um einen Stromfluß im Ausgangskreis des
Stromverstärkers 24 hervorzurufen. Ehe der Basisstrom vom Transistor 26 entnommen wird, muß der dem
Transistor 25 angelieferte Basisstrom so groß werden, daß er ausreicht, um zu bewirken, daß der Kollektorstrombedarf
des Transistors 25 den vom Transistor 36 gelieferten Kollektorstrom übersteigt. Nur wenn von
seiner Basis ein Strom abgenommen wird, liefert der Transistor 26 einen ausreichenden Kollektorstrom. um
den Kollektorstrom des »Niederzieh«-Transistors 37 /u
überwinden und den Transistor 27 mit Basisstrom zu beliefern. Nur wenn der Kollektor des Transistors 26
Basisstrom liefert, wird der Transistor 27 in den leitenden Zustand gespannt und zur Entnahme von
L tnrtl >-*-wn
tnr UproKi(i»7iinn won V/.. . , uprnn-
ansteigendem Vi 112 mit steigender Temperatur.
Der Transistor 32 hat einen größerflächigen Basis-Emitterübergang als der Transistor 31 (Verhältnis 4 : |),
um zu verhindern, daß wegen des Vorhandenseins des gegenkoppelnden Emitterwiderstands 33 im Emitterkreis
des Transistors 32 der Wert von lc»lla\ zu klein
wird. Bei 300 K und /cji annähernd gleich 50
Mikroampere sind /(32 und Ich ebenfalls annähernd
gleich 50 Mikroampere. Die Transistoren 29 und 36 haben größerflächige Basis-Emitterübcrgänge als der
Transistor 34, um zu verhindern, daß infolge der Drosselung der Stromleitung in den Transistoren 29 und
36 durch die Widerstände 35 bzw. 47 die Werte von IckIIcm und Indien zu klein werden. Unter diesen
Voraussetzungen sind /< 20 und lot über den gesamten
Normalbereich von V1, 12 je gleich annähernd 10
Mikroampere.
Die Stromverstärkung des Stromverstärkers 21 beträgt nicht ganz genau - 1. Der Kollektorstrom des
Transistors 19 erscheint nicht vollständig als Kollektorstrom /c23 des Transistors 23. Vielmehr liefert der
Kollektorstrom des Transistors 19 auch die Basisströme der Transistoren 22 und 23 (fg:: bzw. /ß23). Der
Stromverstärkungsfaktor C21 des Stromverstärkers 21 ist durch folgende Gleichung gegeben:
G ";2 (41
Wenn die Transistoren 22 und 23 völlig gleich sind (eine Voraussetzung die in weitgehender Übereinstimmung
mit der Wirklichkeit ist), so sind IC22- der
Kollektorstrom des Transistors 22, und Ic2i um den
gleichen Faktor Λ/^νρν. der gleich den Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungsfaktoren
dieser Transistoren ist, größer als die entsprechenden Basisströme Ib 22 und 'β 23:
G21 =
Die einander entsprechenden Strome der Transistoren 22 und 23 sollten gleich sein, da ihre Basis-Emitter-Spannungsabfälle
durch die Parallelschaltung der Basis-Emitterübergänge gleich gehalten werden. Es ist
daher:
G21 = τ ■—F
+ Ir23 +
Wenn die Kollektorstrome der Transistoren 19 und
18 gleich sind, so ergibt die Addition des Kollektorstromes des Transistors 22 zum Kollektorstrom des
Der Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungsfaktor
hfcuPN des Transistors 25 ist gleich dem der
Transistoren 22 und 23. Bei Belieferung des Transistors 25 mit einem Basisstrom gleich /022+/b2j führt dieser
Transistor einen Kollektorstrom /i^npn (/022+/β23>Dies
entspricht einem KollektorstromfluQ im Transistor 25 gleich A/rNPN/s22 + /VeNPN/02). der Summe der
Kollektorströme der Transistoren 22 und 23. Die Summe der Kollektorströme der Transistoren 22 und 23
ist im wesentlichen gleich der Summe der Kollektorströme der Tiansistoren 18 und 19. Unter der
Voraussetzung, daß die Transistoren 18 und 19 erhebliche Emitterschaltungs-Durchlaßstrom Verstärkungsfaktoren
(Λ&.) aufweisen, sind ihre vereinigten Basisströme vernachlässigbar kleiner als ihre vereinigten
Emitterströme, die vom Kollektorstrom des Transistors 29 geliefert werden. Der Kollektorstrom des
Transistors 25 hat somit, wenn die Kollektorströme der Transistoren 18 und 19 gleich sind, im wesentlichen die
gleiche Größe wie der Kollektorstrom des Transistors 29. Das heißt, genauer gesagt, der Kollektorstrom des
Transistors 25 ist /ιλ·ρνρ/(/ϊμ>νρ + l)-mal so groß wie der
Kollektorstrom des Transistors 29. wenn die gewünschte Voraussetzung gleicher Kollektorströme der Transistoren
18 und 19 gegeben ist.
Beim Transistor 36 ist der Basis-Emitterübergang in der gleichen Weise vorgespannt wie beim Transistor 29.
so daß der Kollektorstrom des Transistors 36 die gleiche Größe hat wie der Kollektorstrom des Transistors 29.
Der Kollektorstrom des Transistors 25 muß um den Faktor (/ifrPNP+ 1 )/Λμ>νρ ansteigen, damit er groß genug
wird, um einen Basisstrom vom Transistor 26 zu entnehmen. Da der Faktor Λ^ΡΝρ normalerweise den
Wert 30 übersteigt, reicht ein Kollektorstromanstieg des Transistors 25 von etwas weniger als 3% aus. um
eine Stromleitung in den Transistoren 26 und 27 hervorzurufen und dadurch eine Regelung von V\ ^2 zu
bewirken. Eine wesentlich kleinere prozentuale Änderung der Koüektorströme der Transistoren 22 und 23
reicht aus, um diesen Stromanstieg im Transistor 25 zustandezubringen, und zwar wegen der Gleichtaktunterdrückung,
die sich ergibt, wenn der Differenzverstärker 20 mit dem Stromverstärker 21 zusammengeschaltet
ist.
Der Kondensator 38 dient zur Beeinflussung der Phasengang-Charakteristik des Stromverstärkers 24
derart, daß die Stabilitätskriterien nach Nyquist in der Gegenkopplungs-Regelschleife erfüllt sind.
Fig.2 zeigt den Spannungsgeber 10 in Verbindung
ίο
mil einer Batterie 50 und einem Widerstandselement 51.
dessen Widerstandswert so hoch bemessen ist, daß der Spannungsgeber 10 in der Lage ist, die zwischen seinen
Anschlußklemmen 11 und 12 liegende Spannung Vn 12
zu regeln. Durch auftreffende Wärmeenergie 52 wird der Spannungsgeber tO erhitzt. Ein wie gezeigt über die
Anschlußklemmen 11 und 12 geschaltetes Voltmeter 53 zeigt die Spannung (V) in Abhängigkeit von der
Temperatur (77 des Spannungsgebers 10, entsprechend
dem Diagramm nach F i g. 3, an. Die angezeigte Spannung ändert sich linear mit der Temperatur des
Spanniingsgebers 10 ohne Änderung der Kurvenneigung
über den gesamten Betriebsbereich des Spannungsgebers, da der ohmsche Spannungsteiler mit den
Widerständen 15, 16 und 17 im Spannungsgeber 10 die Spannung Vnυ in einem festen Verhältnis zu demjenigen
Wert Δ Vbf. proportioniert, der erforderlich ist, um /eis gleich lat zu halten, wobei sich dieser Wert Δ Vbe
linear mit der Temperatur der Transistoren iö und i9
ändert. Ein Vorteil des .Spannungsgebers 10 besteht darin, daß es sich bei ihm um einen Zweipol handelt, der
keine getrennten Anschlüsse für die Betriebsspannungsversorgung benötigt.
F i g. 4, 6, 8 und 10 zeigen verschiedene Abwandlungen
der Anordnung nach Fig. 2, mit denen die Spannungs/Temperaturcharakteristik der Schaltung beeinflußt
werden kann. Fig.5, 7, 9 und 11 zeigen die
entsprecftenden Spannungs/Temperatur- Diagramme,
die mit den Anordnungen nach Fig. 4, 6, 8 bzw. 10 erhalten werden. Bei diesen Ausführungsformen ist in
den ohmschen Spannungsteiler mit den Widerständen 15, 16 und 17 ein Maßstabfaktor eingebaut, der sich
ändert, wenn ein bestimmter voreingestellter Schwellwert von ViIiJ, VM.i2, V,j.|2 oder Vn-14 überschritten
wird. (Es sind Vn.π die Spannung zwischen den
Anschlußklemmen 11 und 13, V14.12 die Spannung
zwischen den Anschlußklemmen 14 und 12, Vi 3.12 die
Spannung zwischen den Anschlußklemmen 13 und 12, V||.|4 die Spannung zwischen den Anschlußklemmen 11
und 14.) Der Schwellenwert der Spannung (64, 74, 84 bzw. 94) wird durch eine Batterie (62,72,82,92) und den
> ui_o ur.n „:_,. r»:~-4„
^UtClltWApUIIIIUgJUU
mehrfach verwenden, mit unterschiedlicher Spannung für jede Batterie und unterschiedlichen Werten für
jeden Widerstand, um eine Charakteristik zu erhalten, die eine stückweise lineare Näherung einer gewünsch-■j
ten Spannungs/Temperatur-Charakteristik darstellt. Die Anordnung nach F i g. 4 oder nach F i g. 6 kann mit
der Anordnung nach F i g. 8 oder nach Fig. 10 unter Anwendung unterschiedlicher Schwellentemperaturen
kombiniert werden, wodurch die Spannungs/Tempera-
M) tur-Kurve über einen bestimmten Zwischenbereich
herabgedrückt oder angehoben wird. Andere bekannte Mittel zum Verändern des Maßstabfaktors eines
Spannungsteilers in Abhängigkeit von Spannungen, die am gesamten Spannungsteiler oder an einem Teil davon
ι Ι anliegen, ergeben sich dem Fachmann ohne weiteres.
Fig. 12 zeigt eine gegenüber F i g. I abgewandelte
Ausführungsform des Spannungsgebers 10'. Der Stromverstärker 2\' hat eine Stromverstärkung von —4, da
die wirksame Basis-Eminerübergangsfiäche des Transi-
_>n stors 22' viermal so groß wie die des Transistors 23' ist.
Der Stromverstärker 24 bewirkt daher eine Nebenschlußregelung von V||i2, bis lew ein Viertel so groß
wie /eis· wird. Der Emitterstrom des Transistors 19' ist
in diesem Fall Ά des Emitterstromes des Transistors 18'. Die Transistoren 18' und 19' sind gleich ausgebildet
und haben gleiche Basis-Emitterübergangsflächen. Die Stromdichte im Transistor 18' ist daher viermal so groß
wie im Transistor 19'. Das heißt, /7 = 4, wenn der verstärkte Fehlersignalstrom durch die hochverstärkende
Gegenkopplungsschleife des Spannungsreglers erniedrigt wird. Als Folge davon wird Vum gleich einem
Wert Δ Vbe von 36 Millivolt, wie im Falle der Ausführungsform nach Fig. 1. V1102 ändert sich mit der
Temperatur bei den Ausführungsformen nach F i g. 1
π und 12 in weitgehend der gleichen Weise.
Die Wirkungsweise ist bei beiden Ausführungsformen gleichartig. Ein erster und ein zweiter Temperaturfühl-Transistor
werden durch Gegenkopplung mit bestimmten VgpSpannungen beaufschlagt, so daß ihre Emitter-
4(i Kollektorströme in ein vorbestimmtes Verhältnis
zueinander gebracht werden. Um eine solche Pr<,portio-
91) bestimmt. Diese Batterie (62, 72, 82, 92) liefert eine niedrigere Spannung als die Batterie 50. Wenn die
Schwellenspannung (64, 74, 84, 94) überschritten wird, so wird die Diode (61, 71, 81, 91) leitend, und der
Widerstand (63, 73, 83, 93) bildet einen Nebenschluß über einen Teil des ohmschen Spannungsteilers mit den
Widerständen 15, 16 und 17, so daß die Neigung der Spannungs/Temperatur-Kurve der Anordnung verändert
wird, sobald die Schwellenspannung (64, 74, 84,94) überschritten wird. Die Schwellenspannung (64, 74, 84
bzw. 94) wird jeweils bei einer entsprechenden Schwellentemperatur (65,75,85 bzw. 95) erreicht.
Man kann die verschiedenen Anordnungen jeweils
Man kann die verschiedenen Anordnungen jeweils
e I/ O vtrs tyrr
einen Differenzbetrag Δ Vbe, der sich direkt proportional
zur Temperatur ändert, voneinander verschieden
4-, sein. Durch Beeinflussung des Maßstabsfaktors für diese Spannung Δ VBe bei bekannter Änderung mit der
Temperatur kann man die unterschiedlichsten temperaturabhängigen Spannungen erhalten.
Anordnungen, bei denen die Transistoren 18 und 19
Anordnungen, bei denen die Transistoren 18 und 19
-,ο sowie die Transistoren 22 und 23 eine unterschiedliche
Geometrie ihrer Basis-Emittdrübergänge aufweisen, können ebenfalls hergestellt und nach den Arbeitsprinzipien
der Anordnungen nach Fig. 1 und 12 betrieben werden.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (5)
- Patentansprüche:!. Temperaturabhängiger Spannungsgeber mit einer ersten und einer zweiten an eine Betriebsstromquelle anschüeßbaren Anschlußklemme, zwischen denen eine temperaturabhängige Spannung auftritt, sowie einem ersten und einem zweiten Flächentransistor vom gleichen Leitungstyp, die in emitter-gekoppelter Differenzverstärkerschaltung ausgelegt sind und beide bei im wesentlichen der gleichen Temperatur betrieben werden, gekennzeichnet durch eine Vorspannungsschaltung (15, 16, 17), die zwischen die Basen der beiden Transistoren (19, 18; 19', 18') einen Bruchteil der zwischen den beiden Anschlußklemmen (11, 12) herrschenden Spannung legt; und durch einen Steuerverstärker (21,24) mit zwei Eingängen, die mit den Kollektorströmen des ersten Transistors (19; 19') bzw. des zweiten Transistors (18; 18') beaufschlagt sind, so daß der Steuerverstärker auf die Differenz der Kollektorströme anspricht und zur Bildung einer Gegenkopplung mit den vorgenannten Schaltungselementen einen zwischen die Anschlußklemmen geschalteten Ausgangskreis (27) aufweist und ferner die Verstärkung des Steuerverstärkers bezogen auf seine beiden Eingänge und die Flächen der Basis-Emitter-Obergänge der beiden Transistoren so bemessen sind, daß aufgrund der Gegenkopplung die Stromdichten in den Basis-Emitter-Übei gangen der beiden Transistoren in einem vorbestimmten, von Sins abweichenden Verhältnis zueinander gehalten werden und die beiden Transistoren (19, 18; 19', W) ein thermometrisches Element bilden. ji
- 2. Spannungsgeber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerverstärker (21, 24) einen ersten Stromverstärker (21; 21') und einen zweiten Stromverstärker (25,26,27) umfaßt, daß der erste Stromverstärker mit seinem Eingangskreis zwischen den Kollektor des ersten Transistors (19; 19') und die zweite Anschlußklemme (12) geschalte!ist und einen zwischen den Kollektor des zweiten Transistors (18; 18') und die zweite Anschlußklemme (12) geschalteten Ausgangskreis aufweist und eine 4-, Stromverstärkung in einem solchen Sinn besitzt, daß die Ströme in seinem Eingangs- bzw. Ausgangskreis bezogen auf die zweite Anschlußklemme im selben Sinn fließen, und daß der zweite Stromverstärker mit einem Eingang (Basis 25) mit dem Kollektor des -,0 zweiten Transistors (18; 18') verbunden ist und einen Ausgangstransistor (27) aufweist, der zur Nebenschlußregelung der zwischen den Anschlußklemmen (M, 12) herrschenden Spannung zwischen diese geschaltet ist. > >
- 3. Spannungsgeber nach einem der Ansprüche I oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung einen Spannungsteiler (15, 16, 17) umfaßt, der zwischen die erste Anschlußklemme (11) und die zweite Anschlußklemme (12) geschallet ist mi und einen ersten mit der Basis des ersten Transistors (19) verbundenen Spanniingsteileranschluß (13) sowie einen /weiten mit der Basis des /weiten Transistors (18) verbundenen Spanniingsteileranschluß (14) iuifwcist. h'.
- 4. Spiinnungsgcbcr nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler (15, 16, 17) ein Widcrsinndsspannungstcilcr ist, und daß /wischen einem der Spannungsteileranschlüsse (13 oder 14) und eine der Anschlußklemmen (11 oder 12) eine Schwellwertschaltung (61, 62, 63; 71, 72, 73; 81, 82, 83; 91,92, 93) geschaltet ist und das Teilerverhältnis des Widerstandsspannungsteilers ändert, wenn die Spannung über der Schwellwertschaltung einen Schwellwert übersteigt
- 5. Spannungsgeber nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet daß die Schwellwertschaltung eine Diode (61; 71; 81; 91), eine Spannungsquelle (62; 72; 82; 92) und ein Widerstandselement (63; 73; 83; 93) aufweist, die in Reihenschaltung zwischen den ausgewählten Spannungsteileranschluß (13 oder 14) und die ausgewählte Anschlußklemme (U oder 12) geschaltet sind.
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